CN102257755A - 合作通信方法及装置 - Google Patents

Abstract

本文揭露了一种无线通信网络(100)的合作通信方法以及执行该方法的装置。在所描述的实施例中，网络(100)包括第一通信装置(102)和第二通信装置(104)，各个通信装置(102、104)与各自的使用者相关联并被配置为与共同基站(130)通信。合作通信方法包含第一通信装置(102)传送第一消息给第二通信装置(104)，用以作为传送至基站(130)的第一路由消息；并接收来自第二通信装置(104)的第二消息，用以作为传送至基站(130)的第二路由消息。以此方式，在基站(130)处传送能够实现分集增益。

Description

合作通信方法及装置

技术领域

本发明涉及一种特别地但非排它地在一组使用者及一个基站的间的合作通信方法。本发明还涉及一种被配置用以执行该方法的装置。

背景技术

在典型的无线通信网络中，存在被配置为与一共同目的地(诸如基站)通信的多个移动通信装置。如果移动通信装置具有单天线，则多址访问的选择是利用时分多址访问(TDMA)，其中每个移动通信装置在不同的时隙传送数据给基站。这一方案的缺点在于，在目的地接收到的信号可能深度衰减且未提供分集(diversity)以可靠地恢复传送的信号。

已提出方案来实现分集，但是此类方案采用的是实际上并不合适的平坦衰减信道。

发明内容

本发明的目的是提供一种处理现有技术的多个问题中的至少一个问题和/或提供给公众有用的选择的合作通信方法及装置。

概括地，本发明提出利用使用者或通信装置来彼此合作以使得传送信号可在目的地被可靠地恢复。

在本发明的第一特定表现型态中，提供一种用于无线通信网络的空间-时间编码合作通信方法，该网络包括第一通信装置及第二通信装置，各通信装置与各自的使用者相关联并被配置为与共同目的地通信，该方法包含以下步骤：

第一通信装置，传送第一消息给第二通信装置以作为传送至共同目的地的第一路由消息；并接收来自第二通信装置的第二消息以作为传送至共同目的地的第二路由消息。

在此说明书中，术语“使用者”及“通信装置”可交替地使用来指与使用者相关联的通信装置。此通信装置例如可以是蜂窝式系统的移动设备。

如果提供全双工，第一消息至第二通信装置的传送与接收来自第二通信装置的第二消息在同一时隙中完成。作为替代，在半双工中，第一消息传送至第二通信装置与自第二通信装置接收第二消息可在不同时隙中完成。

较佳地，本方法可包含以下步骤：丢弃来自接收到的第二消息的第一填充；对接收到的第二消息执行复数共轭；对接收到的第二消息重新排序；并将第二填充插入至接收到的第二消息以形成供传送至共同目的地的第二路由消息。所述丢弃步骤、执行复数共轭步骤、重新排序步骤及插入步骤可在不同于传送第一消息的时隙的时隙内执行。

第一填充和/或第二填充可包括循环前缀。

本方法可进一步包含在来自第二消息的第一填充后对第二消息进行解码的步骤。本方法也可包含放大第二消息的步骤。以此方式，可使用放大因子来放大该第二消息。

较佳地，该方法可进一步包含对第二消息变号和/或将第二消息自频域转换成时域的步骤。这可通过IDFT操作。

有利地，使用OFDM调制来传送第二路由消息。作为替代，可使用单载波-循环前缀调制来传送第二路由消息。

本方法可进一步包含的步骤为：第二通信装置，接收第一消息以传送至目的地。本方法接着可进一步包含以下步骤：第二通信装置，丢弃来自接收到的第一消息的第一填充；对接收到的第一消息执行复数共轭；对接收到的第一消息重新排序；并将第二填充插入至接收到的第一消息以形成供传送至共同目的地的第一路由消息。所述丢弃步骤、执行复数共轭步骤、重新排序步骤及插入步骤可在不同于接收第一消息的时隙的时隙内执行。

较佳地，本方法进一步包含以下步骤：共同目的地，接收直接来自第一通信装置的第一消息，接收直接来自第二通信装置的第二消息；并对接收到的第一消息和第二消息与第一路由消息和第二路由消息进行解码。

作为第一结合方案，所述解码可包含以下步骤：将接收到的第一消息和第二消息自时域转换为频域；并通过线性结合该频域第一消息和第二消息获得第一结合序列。该方法可进一步包含通过线性结合第一结合序列及第一路由消息和第二路由消息来获得第二结合序列。

作为第二及第三结合方案，所述解码可能进一步包含以下步骤：将第一路由消息和第二路由消息自时域转换为频域；且其中第一结合序列包括线性结合第一消息和第二消息以及第一路由消息和第二路由消息的频域。

作为一种形式的全双工操作，所述解码可包含以下步骤：将接收到的第一消息及第一路由消息和第二路由消息自时域转换为频域；并通过线性结合频域第一消息及第一路由消息和第二路由消息来获得第一结合序列。

第一、第二及第三结合方案可进一步包含：通过限制序列来划分第一结合序列及第二结合序列，该限制序列表现第一通信装置与共同目的地之间的第一传送路径及第二通信装置与目的地的间的第二传送路径的特征。

限制序列可通过将表现第一传送路径特征的第一信道参数与表现第二传送路径特征的第二信道参数结合来获得。

本方法也可包含以下步骤：在解码步骤之前，共同目的地丢弃来自接收到的第一消息的第一填充；丢弃来自第一路由消息的第二填充。

可以设想的是，本方法可进一步包含下述步骤：第一通信装置传送第二路由消息给网络的第三通信装置，且第三通信装置中继第二路由消息给目的地。还可设想的是，本方法可进一步包含以下步骤：第二通信装置传送第一路由消息给网络的第四通信装置，及第四通信装置中继第一路由消息给目的地。

可用训练方案来获得针对上面提到所述方法的某些参数。在获得某些参数的示范训练方案中，本方法可进一步包含，在对接收到的第一消息和第二消进行解码之前，共同目的地基于第一通信装置所传送的主训练信号来估计第一信道参数。

训练信号也可用来估计通信装置的参数。例如，本方法可进一步包含以下步骤：在传送第一消之前，第一通信装置传送辅助训练信号给第二通信装置，并基于训练信号来获得装置间信道参数，所述装置间信道参数表现第一及第二通信装置之间的装置间传送路径特征；且将该装置间信道参数传送给共同目的地。

自通信装置传送至第二通信装置的辅助训练信号可选择性地包含第一训练信号及重复的第一训练信号。

用来在通信装置执行估计的辅助训练信号也可与用来在共同目的地执行估计的主训练信号相同。在这一情况中，辅助训练信号是主训练信号。

用以放大信号的放大因子也可在共同目的地被估计以供解码放大信号。因此，本方法可进一步包含第二通信装置将辅助信号重传送至共同目的地，共同目的地基于辅助信号来估计用以对放大的第二消息进行解码的放大因子。

传送装置间信道参数可包含传送该装置间信道参数的共轭复数。此外，该传送也可包含传送对装置间信道参数的共轭复数的变号。

第二路由消息可包含在第一信号间隔中的第一路由训练信号；及在第二信号间隔中的第二路由训练信号，该第二路由训练信号是对第一路由训练信号的变号。以此方式，训练序列可在不同的时间间隔中被中继。

在本发明的第二特定表现型态中，提供无线通信网络的空间-时间编码合作通信方法，该网络包括第一通信装置及第二通信装置，各通信装置与各自的使用者相关联并被配置为与共同目的地通信，该方法包含以下步骤：

共同目的地，接收来自第二通信装置的第一路由消息，该第一路由消息包括第一通信装置传送的第一消息；

接收来自第一通信装置的第二路由消息，该第二路由消息包括第二通信装置传送的第二消息；以及

接收分别直接来自第一通信装置和第二通信装置的第一消息和第二消息。

所述无线通信网络可以是蜂窝式网络。所述通信装置可以是移动通信装置。在此层面，这实际上形成本发明的第三特定表现型态，其中提供一种被配置为与无线通信网络中的第二通信装置进行空间-时间编码合作通信的通信装置，该通信装置及第二通信装置与各自的使用者相关联并被配置为与共同目的地通信，该通信装置进一步被配置为将第一消息传送至第二通信装置供传送至共同目的地；并接收来自第二通信装置的第二消息供传送至共同目的地。

如果提供全双工，该通信装置可被配置为将第一消息传送至第二通信装置，并在同一时隙内接收来自第二通信装置的第二消息。

通信装置可被配置在半双工，且该通信装置可被配置为将第一消息传送至二通信装置并在不同时隙中接收来自第二通信装置的第二消息。

可通过集成电路来执行前文讨论的所述方法且这形成本发明的第四特定表现型态，其中提供一种用于通信装置的集成电路(IC)，其被配置为与无线通信网络中第二通信装置进行空间-时间编码合作通信，该通信装置及第二通信装置与各自的使用者相关联并被配置为与共同目的地通信，该IC包含：处理单元，其被配置为将第一消息传送至第二通信装置以供传送至共同目的地；并接收来自第二通信装置的第二消息以供传送至共同目的地。

还可以设想本发明的第五特定表现型态，其中提供一种用于无线通信网络的基站的集成电路(IC)，该无线通信网络包括被配置为进行空间-时间编码合作通信的第一通信装置及第二通信装置，各通信装置与各自的使用者相关联并被配置为与该基站通信，该IC包括：

处理器，其被配置为用以：

接收来自第二通信装置的第一路由消息，该第一路由消息包括第一通信装置传送的第一消息；

接收来自第一通信装置的第二安排消息，该第二路由消息包括第二通信装置传送的第二消息；并

接收分别直接来自第一通信装置和第二通信装置的第一消息和第二消息。

该第五表现型态的IC可被配置为用以执行第一结合方案且该IC可进一步被配置为：将接收到的第一消息和第二消息自时域转换为频域；并通过线性结合频域第一消息和第二消息来获得第一结合序列。该IC也可进一步被配置为通过结合第一结合序列与第一路由消息和第二路由消息来获得第二结合序列。

该IC可被配置为执行其它结合方案，其中该IC可被配置为将第一路由消息和第二路由消息自时域转换为频域；及其中第一结合序列包括线性结合第一消息和第二消息以及第一路由消息和第二路由消息的频域。

处理单元可进一步被配置为将接收到的第一消息及第一路由消息与第二路由消息自时域转换为频域；并通过线性结合第一消息及第一路由消息与第二路由消息的频域来获得第一结合序列。

该IC可进一步被配置为通过限制序列来划分第一结合序列或第二结合序列，该限制序列表现第一通信装置与共同目的地之间的第一传送路径及第二通信装置与目的地之间的第二传送路径的特征。

可通过结合表现第一传送路径特征的第一信道参数与表现第二传送路径特征的第二信道参数来获得限制序列。

第五表现型态的IC可用在基站或其它目的地或被配置为此类应用的中继设备中。再者，基站及通信装置可用在无线通信网络中。

如在较佳实施例中所述，所提出的通信可提供的优点有：在通信上行链路中提供空间及时间分集，且可选择地允许实施空间-时间编码方案。亦可增加在目的地或基站的信号可靠性。

显而易见的是，针对特定层面/表现型态所予以描述的特征也可适用于其它层面/表现型态。

从所描述的实施例中可明白的是，本方法及设备也可额外地具有以下该等优点：

-消除多使用者干扰(MUI)。

-消除符号间的干扰(ISI)。

-在每个通信装置处仅需要一个天线。

-仅使用一个天线来实现空间-时间编码。

-不受频率选择衰减影响。

-在每个通信装置处仅需要简单、低复杂度的处理。

-在目的地使用低复杂度的结合方案。

-可在半-双工条件下操作。

-不必补偿相加噪声。

所描述的实施例也具有下述优点：在合作传送期间，时隙可被管线化。这将允许传送多重正交频分多路复用(OFDM)区块、单载波循环前缀(SCCP)区块或具有零值填充的单载波(SCZP)区块。

附图说明

参考附图将描述仅作为范例的一个或多个实施例，其中：

图1是依据示范实施例的包含一组使用者及一个基站的无线通信网络的示意图；

图2是描述在图1的无线通信网络中实施合作空间-时间编码的步骤的流程图；

图3(a)是说明使用在图2的合作空间-时间编码中的信道估计方案的流程图。

图3(b)是说明图3(a)的信道估计方案的变型的流程图；

图4(a)是说明基于图1的两个使用者与一基站之间的半双工OFDM在不同时隙的通信的时间框图；

图4(b)是说明基于图1的两个使用者与一个基站之间的半双工SCCP或SCZP在不同时隙的通信的时间框图；

图5(a)是说明基于图1的两个使用者与一个基站之间的全双工OFDM在不同时隙的通信的时间框图；

图5(b)是说明基于图1的两个使用者与一个基站之间的全双工OFDM在不同时隙的通信的时间框图；

图6是描述在图2的基站处的总信号结合方案的流程图；

图7(a)是当使用BPSK调制且γ为10dB时基于图6的信号结合方案在基站恢复的信号的平均符号误差率(SER)的图；

图7(b)是当使用4QAM调制且γ为10dB时基于图6的信号结合方案在基站恢复的信号的平均SER的图；

图7(c)是当使用BPSK调制且γ为20dB时基于图6的信号结合方案在基站恢复的信号的平均SER的图；

图7(d)是当使用4QAM调制且γ为20dB时基于图6的信号结合方案在基站恢复的信号的平均SER的图；

图7(e)是当使用16QAM调制且γ为20dB时基于图6的信号结合方案在基站恢复的信号的平均SER的图；

图7(f)是当使用4QAM调制、γ为20dB且信道估计正规化均方差(NMSE)为-20dB时基于图6的信号结合方案在基站恢复的信号的平均SER的图；

图7(g)是当使用4QAM调制、γ为20dB且信道估计NMSE为-30dB时基于图6的信号结合方案在基站恢复的信号的平均SER的图；及

图7(h)是当使用4QAM调制、γ为20dB且信道估计NMSE为-40dB时基于图6的信号结合方案在基站恢复的信号的平均SER的图。

具体实施方式

在图1中显示了无线通信网络100，且在此实施例中，该网络是蜂窝式网络。网络100包括有P个使用者102、104....110的组120(其中P是使用者的任何数量)及基站130。在此实施例中，所有的使用者102、104....110在同一组120中，共享相同的频带且每个使用者具有用于传送或接收的单天线。因此，TDMA被使用者102、104....110用于基站130的多址访问。然而，这样的多址访问方案不是理想的，因为它不实现分集且信号可靠性欠佳。

每个使用者102、104....110是与使用者相关联的移动通信装置，并且移动通信装置的范例可包括在该网络100中运行的移动电话、笔记本型计算机、GPS(全球定位系统)等。

为了实现分集，提出，当与该基站130通信时使用者合作来增加他们的信号可靠性，并且更具体地，使用合作空间-时间编码。为了便于公开，尽管有技能的收件人将明白的是本发明可延伸为P＞2，但是本实施例将使用P＝2的值(即基于使用者1(102)及使用者2(104))来进行描述。

使用者102、104可使用OFDM、单载波循环前缀(SCCP)或具有零值填充的单载波(SCZP)作为该调制技术。OFDM、SCCP或SCZP的使用消除了符号间的干扰(ISI)，并进而产生更健壮的架构阻止频率选择衰减。

图2是显示网络100中在使用者102、104与基站130之间实施合作空间-时间编码的方法的流程图。

在步骤410，执行测距以校准使用者102、104的OFDM或SCCP信号。测距判定使用者离基站的距离。使用者102、104与基站频率同步，致使使用者与基站使用相同的频率。这也将减轻随后频率同步的负担。

在步骤420，执行信道估计。信道估计的目的是估计使用者102、104之间的传送信道(装置间信道)112a、112b、使用者102、104与基站130之间的传送信道114、116的信道状态信息。也估计在步骤430的合作传送期间所使用的功率放大器因子α及β。接着在步骤440在基站130处使用该估计的信道状态信息及该功率放大器因子来结合接收到的信号。可使用将在后面讨论的训练方案1至训练方案3中的任一方案来获取信道估计。

在430，合作传送在半双工模式或全双工模式中发生。在合作传送期间，使用者102、104合作将数据传送到基站130。

在440，使用在420判定的信道状态信息来结合在基站139处接收到的信号。可使用将在后面讨论的结合方案1至结合方案4中的任一结合方案来实施信号结合。所使用的结合方案的选择独立于训练方案的选择；结合方案1至结合方案4中的任一结合方案可与训练方案1至训练方案3中的任一训练方案一起使用。

信道估计(步骤420)

现在将详细描述三个训练方案以获取信道估计。应该明白的是，训练方案及信道估计并不受所使用的调制技术限制，且可使用OFDM、SCCP或SCZP调制。训练方案使用半双工模式传送，但是有技能的读者将了解，方案也同样适用于全双工模式传送。

使用参数g₁(l)来表示自使用者1至使用者2的信道112a的信道状态信息，并使用参数g₂(l)来表示自使用者2至使用者1的信道112b的信道状态信息。在使用者1与使用者2之间的信道是互反的情况下，即自使用者1至使用者2的信道112a的特性类似于自使用者2至使用者1的信道112b的特性，使用参数g(l)，l＝0，1...，L来表示使用者1与使用者2之间的信道状态信息。使用参数h₁(l)，l＝0，1...，L₁来表示自使用者1至基站130的信道114的信道状态信息，并使用参数h₂(l)，l＝0，1...，L₂来表示自使用者2至基站130的信道116的信道状态信息。

用G₁(n)、G₂(n)、G(n)、H₁(n)及H₂(n)表示与时域参数g₁(l)、g₂(l)、g(l)、h₁(l)及h₁(l)相当的频域信道向量，以使得

G(n)＝[G(0)，G(1)，...，G(N-1)]^T

G₁(n)＝[G₁(0)，G₁(1)，...，G₁(N-1)]^T

G₂(n)＝[G₂(0)，G₂(1)，...，G₂(N-1)]^T

H₁(n)＝[H₁(0)，H₁(1)，...，H₁(N-1)]^T

H₂(n)＝[H₂(0)，H₂(1)，...，H₂(N-1)]^T

训练方案1

图3(a)是描述训练方案1的大体步骤的框图。

在502，使用者1在第一时隙期间传送训练信号(用S_T表示)，及使用者2在第二时隙期间传送该训练信号S_T。使用的该训练信号可类似于在现有技术中习知的常规的非合作OFDM、SCCP或SCZP系统的信号。

在504，使用者2在第一时隙期间接收使用者1传送的训练信号。进而估计表现自使用者1至使用者2的装置间信道112a的特征的参数G₁(n)。使用者1在第二时隙期间也可以可选择地接收使用者2传送的训练信号，并估计表现自使用者2至使用者1的装置间信道的特征的信道参数G₂(n)。

假定，使用者102、104之间的信道112a、112b是互反的。因此，可假定G(n)＝G₁(n)＝G₂(n)。

在506，基站130在第一时隙期间接收使用者1传送的训练信号，并在第二时隙期间接收使用者2传送的训练信号。基站使用训练信号来估计信道参数H₁(n)及H₂(n)。

替代实施例在对H₁(n)及H₂(n)的估计中可利用与估计G(n)的训练信号不同的训练信号。在这一情况中，在502中使用者1及使用者2在除第一时隙及第二时隙以外的时隙中各自传送一个或多个额外的训练信号。在506中，随后基站130将接收额外的训练信号，并且可使用额外的训练信号来估计H₁(n)及H₂(n)。

可使用在现有技术中习知的适当的信道估计技术来执行对在504中信道参数G₁(n)、G₂(n)和/或G(n)的估计及506中信道参数H₁(n)和/或H₂(n)的估计。

在508，使用者1和/或使用者2传送包含信道参数G(n)的数据包给基站130。为了增加在基站恢复的G(n)的可靠性，可使用空间-时间编码，例如在使用者1传送在[G G^*]序列中的数据包而使用者2传送在[G -G^*]序列中的数据包的情况下。G表示包含信道参数G(n)的数据包，而G^*表示G的共轭复数。

在510，使用者1及使用者2对在第二时隙期间接收到的信号反向并执行共轭复数。接着分别在使用者1及使用者2处应用功率放大器因子β及-α，因而致使

及

接着使用者1及使用者2分别但同时执行[T₁ T₁]及[T₂ -T₂]形式的重传送。T₁及T₂分别表示第二时隙期间在使用者1及使用者2处接收到的训练信号的重传送，并且-T₂表示T₂的子式(即，换言之，-T₂表示对T₂变号)。贯穿第三及第四连续时隙进行传送。

在基站130接收训练信号。在第三时隙中，在基站处接收到的信号是

在第四时隙中，在基站处接收到的信号是

S_T表示在频域中的训练信号。忽略在接收到的信号中的相加噪声，由于参数G(n)、H₁(n)及H₂(n)已知，可获得α及β。

训练方案2

参考图3(a)，现在将予以描述第二训练方案，训练方案2。

在502，使用者1在第一时隙期间传送训练信号(用S_T表示)，并且使用者2在第二时隙期间传送训练信号S_T。在502，使用者1在第一时隙期间连续地传送两个训练信号(即，[S_T S_T])。两个训练信号的连续传送可具有较高可靠性的优点。使用者2接着也在第二时隙期间传送两个训练信号。

在504，使用者2在第一时隙期间接收使用者1传送的训练信号。进而估计表现自使用者1至使用者2的装置间信道112a为特征的参数G₁(n)。使用者1在第二时隙期间也可以可选择地接收使用者2传送的该训练信号，并估计表现自使用者2至使用者1的装置间信道的特征的信道参数G₂(n)。

假定，使用者102、104之间的信道112a、112b是互反的。因此，可假定G(n)＝G₁(n)＝G₂(n)。

在506，基站130在第一时隙期间接收使用者1传送的该训练信号，并在第二时隙期间接收使用者2传送的训练信号。基站使用训练信号来估计信道参数H₁(n)及H₂(n)。

设想的是，对H₁(n)及H₂(n)的估计可利用与估计G(n)的训练信号不同的训练信号。在这一情况中，在502中使用者1及使用者2在除第一时隙及第二时隙以外的时隙中各自传送一个或多个额外的训练信号。在506中，随后基站130将接收额外的训练信号，并可使用额外的训练信号来估计H₁(n)及H₂(n)。

可使用在现有技术中习知的适当的信道估计技术来执行对在504中信道参数G₁(n)、G₂(n)和/或G(n)的估计及506中信道参数H₁(n)和/或H₂(n)的估计。

在508，使用者1和/或使用者2传送包含信道参数G(n)的数据包给基站130。为了增加在该基站恢复的G(n)的可靠性，可使用空间-时间编码，例如在使用者1传送在[G G^*]序列中的数据包而使用者2传送在[G -G^*]序列中的数据包的情况下。G表示包含信道参数G(n)的数据包，而G^*表示G的共轭复数。

在510，使用者1及使用者2对在第二时隙期间接收到的信号反向并执行共轭复数。接着分别在使用者1及使用者2处应用功率放大器因子β及-α，因而致使

及

接着使用者1及使用者2分别但同时执行[T₁ T₁]及[T₂ -T₂]形式的重传送。贯穿第三及第四连续时隙进行传送。

在基站接收训练信号。在第三时隙中，在基站处接收到的信号是

在第四时隙中，在基站接收到的信号是忽略在接收到的信号中的相加噪声，由于参数G(n)、H₁(n)及H₂(n)已知，可获得α及β。

训练方案3

参考图3(b)，现在将予以描述第三训练方案，训练方案3。

在552，使用者1在第一时隙期间传送训练信号。使用者2接着在第二时隙期间传送训练信号。

在556，基站130接收使用者1传送的训练信号，以及使用者2传送的训练信号。基站130使用训练信号来估计信道参数H₁(n)及H₂(n)。这可用在现有技术中习知的信道估计技术来完成。

在560，使用者1及使用者2分别但同时重传送[T₁ T₁]及[T₂ -T₂]形式的训练信号。贯穿第三及第四连续时隙进行传送。

在基站处接收训练信号。假定，使用者之间的信道是互反的。因此，可假定G(n)＝G₁(n)＝G₂(n)。在第三时隙中，在基站处接收到的信号是

在第四时隙中，在基站处接收到的信号是

S_T表示在频域中的训练信号表示。忽略在接收到的信号中的相加噪声，由于参数H₁(n)及H₂(n)已知，可获得系数αG(n)及βG(n)。

如果使用者之间的信道不是互反的，则在第三时隙中，在基站处接收到的信号是

在第四时隙中，在基站处接收到的信号是

与

分别表示

${\hat{G}}_1\left(n\right)=\mathrm{\α}{G}_1\left(n\right),$ ${\hat{G}}_2\left(n\right)=\mathrm{\β}{G}_2\left(n\right)$

以使得

随着获取信道估计，使用者1及使用者2接着能够与该基站130合作通信。

合作通信(430)

在合作传送期间，数据自使用者1和/或使用者2传送至基站。合作传送可在半双工模式或全双工模式中进行。

在OFDM是所使用的调制技术的情况下，在时间k，待自使用者1及使用者2分别传送至基站的长度为N的频域OFDM区块是：

S_k，1(n)＝(S_k，1(0)，S_k，1(1)，...，S_k，1(N-1))^T

S_k，2(n)＝(S_k，2(0)，S_k，2(1)，...，S_k，2(N-1))^T

在执行反向离散傅立叶转换之后(IDFT)，针对使用者1及使用者2的时域信号分别是：

u_k，1(n)＝(u_k，1(0)，u_k，1(1)，...，u_k，1(N-1))^T

u_k，2(n)＝(u_k，2(0)，u_k，2(1)，...，u_k，2(N-1))^T

在使用SCCP或SCZP的情况下，不需要进行IDFT操作。要自使用者1及使用者2传送至基站的区块在时域中，即：

u_k，1(n)＝(u_k，1(0)，u_k，1(1)，...，u_k，1(N-1))^T

u_k，2(n)＝(u_k，2(0)，u_k，2(1)，...，u_k，2(N-1))^T

当在使用者之间传送信号时，要考虑到信道影响。在使用者1与使用者2之间的信道不是互反的情况下，用g₁(l)来表示自使用者1至使用者2的信道，及用g₂(l)来表示自使用者2至使用者1的信道。在这情况中，g₁(l)与u_k，1(n)的循环卷积可表示为并且g₂(l)与u_k，2(n)的循环卷积可表示为

符号·表示长度N的循环卷积。

假设，使用者1与使用者2之间的信道是互反的。在这种情况中，g(l)，l＝0，1...，L表示使用者1与使用者2之间的信道。在使用者1与使用者2之间使用的循环前缀或零值填充被选定为长于L。g(l)与u_k，1(n)的循环卷积可表示为

并且g(l)与u_k，2(n)的循环卷积可表示为

${\hat{u}}_{k,1}\left(n\right)=g\left(n\right)\·u_{k,1}\left(n\right)+w_1\left(n\right)$

${\hat{u}}_{k,2}\left(n\right)=g\left(n\right)\·u_{k,2}\left(n\right)+w_2\left(n\right)$

w₁(n)与w₂(n)是相加噪声。

接着对在使用者1和/或使用者2处接收到的信号执行反向操作。在

及

上执行的该反向操作分别产生：

${\hat{u}}_{k,1}(-n)={\hat{u}}_{k,1}(N-n),n=1,...,N-1$

${\hat{u}}_{k,2}(-n)={\hat{u}}_{k,2}(N-n),n=1,...,N-1$

半双工模式

在半双工模式中，使用者并不同时传送及接收。传送及接收分别在不同时间中进行。在这种模式中，使用者1及使用者2使用三个时隙来合作地传送两个OFDM区块，因而增强该传送可靠性。

图4(a)显示一实施例的通信步骤，其中使用半双工模式连同OFDM调制。应该明白的是，在图4(a)或其它图中的附图标记并不暗示任何形式的序列及步骤可并行或以任何顺序来进行。

在时隙1，使用者1在步骤210对S_k，1(n)执行IDFT以得到u_k，1(n)。将循环前缀或零值填充附于u_k，1(n)。具有循环前缀或零值填充的u_k，1(n)接着自使用者1被传送。在步骤212，其亦是针对使用者2的时隙1，使用者2接收信号

形式的u_k，1(n)。在步骤214，其是针对基站的时隙1，基站130接收信号x_k，1(n)形式的u_k，1(n)。

在时隙2，使用者2在步骤222对S_k，2(n)执行IDFT以获得u_k，2(n)。将循环前缀或零值填充附于u_k，2(n)。具有循环前缀或零值填充的u_k，2(n)接着自使用者2被传送。在步骤220，使用者1自使用者2接收信号形式的u_k，2(n)。在步骤224，基站130也自使用者2接收信号x_k，2(n)形式的u_k，2(n)。

在时隙3，使用放大及前向(AF：amplify and forward)方案，并且使用者1在步骤230丢弃来自

的循环前缀或零值填充。

接着被反向并被复数共轭以产生

应用自信道估计获得的功率放大器因子β。将循环前缀或零值填充附于

循环前缀或零值填充具有比信道参数h₁(l)的长度更大的长度，其中l＝0，1，...L₁。具有循环前缀或零值填充的

接着自使用者1被传送。

使用者2在步骤232也丢弃来自

的循环前缀或零值填充。

被反向及复数共轭以产生

被变号以产生

并应用早前估计的功率放大器因子α。将循环前缀或零值填充附于

该循环前缀或零值填充具有比信道参数h₂(l)的长度更大的长度，其中l＝0，1，...L₂。具有循环前缀或零值填充的

接着自使用者2被传送。

在步骤234，基站130接收包含

与

的信号x_k，3(n)。

上面描述了当使用AF方案时的过程，但是如果使用解码及前向(DF：decode and forward)方案时，即，使用者1及使用者2对他们接收到的信号在传送之前进行解码，则步骤230在丢弃来自

(其中

被解码以产生u_k，2(n))的循环前缀或零值填充之后包括额外的子步骤。这致使自使用者1传送

步骤232在丢弃来自(其中

被解码以产生u_k，1(n))的循环前缀或零值填充之后也包括额外的子步骤，并且这致使自使用者2传送

在此情况中，基站130被配置为在步骤234接收包含

与

的信号x_k，3(n)。

图4(b)显示替代实施例的通信步骤，在该替代实施例中使用半双工模式连同SCCP或SCZP调制。所涉及的步骤除了不需要完成IDFT之外类似于使用OFDM调制的实施例的步骤。

在时隙1，使用者1在步骤260将循环前缀或零值填充附于u_k，1(n)。接着自使用者1传送具有该循环前缀或零值填充的u_k，1(n)。在步骤262，使用者2接收信号

形式的u_k，1(n)。在步骤264，基站130接收信号x_k，1(n)形式的u_k，1(n)。

在时隙2，使用者2在步骤272将循环前缀或零值填充附于u_k，2(n)。接着自使用者2传送具有该循环前缀或零值填充的u_k，2(n)。在步骤270，使用者1接收信号

形式的u_k，2(n)。在步骤274，基站也接收信号x_k，2(n)形式的u_k，2(n)。

在时隙3，使用放大及前向(AF)方案，并且使用者1在步骤280丢弃来自

的循环前缀与零值填充。

接着被反向及复数共轭以产生

应用在早前估计的功率放大器因子β。将循环前缀或零值填充附于该循环前缀或零值填充具有比信道参数h₁(l)的长度更大的长度，其中l＝0，1，...L₁。具有循环前缀或零值填充的接着自使用者1被传送。

使用者2在步骤282也丢弃来自

的循环前缀或零值填充。

被反向及复数共轭以产生

被变号以产生

并应用早前估计的功率放大器因子α。将循环前缀或零值填充附于

该循环前缀或零值填充具有比信道参数h₂(l)的长度更大的长度，其中l＝0，1，...L₂。具有循环前缀或零值填充的

接着自使用者2被传送。

在步骤284，基站130接收包含

与的信号x_k，3(n)。

如果使用解码及前向(DF)方案时，即使用者1及使用者2对他们接收到的信号在传送之前进行解码，则步骤280在丢弃来自

(其中

被解码以产生u_k，2(n))的循环前缀或零值填充之后包括额外的子步骤。这致使自使用者1传送

步骤282在丢弃来自

(其中

被解码以产生u_k，1(n))的循环前缀或零值填充之后也包括额外的子步骤，并且这致使自使用者2传送

在此情况中，基站被配置为在步骤284接收包含

与

的信号x_k，3(n)。

全双工模式

在全双工模式中，使用者可同时传送与接收。在这种模式中，使用者1及使用者2使用两个时隙来合作地传送两个OFDM、SCCP或SCZP区块，因而增强传送可靠性。

图5(a)显示通信步骤，其中使用全双工模式连同OFDM调制。

在时隙1，使用者1在步骤310对S_k，1(n)执行IDFT以得到u_k，1(n)。将循环前缀或零值填充附于u_k，1(n)。具有该循环前缀或零值填充的u_k，1(n)接着自使用者1被传送。在同一时隙中的使用者1也接收信号

形式的u_k，2(n)。该信号u_k，2(n)自使用者2在步骤312被传送。

在步骤312，使用者2对S_k，2(n)执行IDFT以得到u_k，2(n)。将循环前缀或零值填充附于u_k，2(n)。具有该循环前缀或零值填充的u_k，2(n)接着自使用者2被传送。在同一时隙中的使用者2也接收来自使用者1的信号

形式的u_k，1(n)。

在步骤314，基站接收包含u_k，1(n)与u_k，2(n)的信号x_k，1(n)。

在时隙2，如果使用放大及前向(AF)方案，则使用者1在步骤320丢弃来自

的循环前缀与零值填充。

接着被反向及复数共轭以产生

应用在早前估计的功率放大器因子β。将循环前缀或零值填充附于

该循环前缀或零值填充具有比信道参数h₁(l)的长度更大的长度，其中l＝0，1，...L₁。具有循环前缀或零值填充的

接着自使用者1被传送。

使用者2在步骤322也丢弃来自

的循环前缀或零值填充。然后被反向及复数共轭以产生

被变号以产生

并应用早前估计的功率放大器因子α。将循环前缀或零值填充附于

该循环前缀或零值填充具有比信道参数h₂(l)的长度更大的长度，其中l＝0，1，...L₂。具有循环前缀或零值填充的接着自使用者2被传送。

在步骤324，基站接收包含

与

的信号x_k，2(n)。

如果使用解码及前向(DF)方案，即使用者1及使用者2对他们接收到的信号在传送之前进行解码，则步骤320包括额外的子步骤，其中被解码以产生u_k，2(n)。这致使自使用者1传送

步骤322也包括额外的子步骤，其中

被解码以产生u_k，1(n)，并且这致使自使用者2传送

在此情况中，基站130在324将接收包含

与的信号x_k，2(n)。

图5(b)显示针对使用全双工模式以及SCCP或SCZP调制的实施例的通信步骤。所涉及的步骤除了不需要完成IDFT之外类似于针对使用OFDM调制的实施例的步骤。

在时隙1，使用者1在步骤360将循环前缀或零值填充附于u_k，1(n)。接着自使用者1传送具有该循环前缀或零值填充的u_k，1(n)。使用者1在同一时隙中也将接收信号

的形式的u_k，2(n)。在步骤312，信号u_k，2(n)自使用者2被传送。

在步骤362，使用者2将循环前缀或零值填充附于u_k，2(n)。接着自使用者2传送具有该循环前缀或零值填充的u_k，2(n)。使用者2在同一时隙中也接收来自使用者1的信号

形式的u_k，1(n)。

在步骤364，基站接收包含u_k，1(n)与u_k，2(n)的信号x_k，1(n)。

在时隙2，如果使用放大及前向(AF)方案，则使用者1在步骤370丢弃来自

的循环前缀与零值填充。

接着被反向及复数共轭以产生

应用在早前估计的功率放大器因子β。循环前缀或零值填充附于

该循环前缀或零值填充具有比信道参数h₁(l)的长度更大的长度，其中l＝0，1，...L₁。具有循环前缀或零值填充的接着自使用者1被传送。

使用者2在步骤372也丢弃来自

的循环前缀或零值填充。然后被反向及复数共轭以产生

被变号以产生

并应用功率放大器因子α。将循环前缀或零值填充附于

该循环前缀或零值填充具有比信道参数h₂(l)的长度更大的长度，其中l＝0，1，...L₂。具有循环前缀或零值填充的

接着自使用者2被传送。

在步骤374，基站130接收包含与

的信号x_k，2(n)。如果使用解码及前向(DF)方案时，即使用者1及使用者2对他们接收到的信号在传送之前进行解码，则步骤370包括额外的子步骤，其中

被解码以产生u_k，2(n)。这致使自使用者1传送步骤372也包括额外的子步骤，其中

被解码以产生u_k，1(n)，及这致使自使用者2传送

在此情况中，基站130被配置为在步骤374接收包含

与的信号x_k，2(n)。

信号结合(440)

接着，描述在基站130的信号检测，并且这将基于四个信号结合方案(结合方案1至方案4)。结合方案允许在基站处接收到的信号具有全分集增益。该检测可在使用被配置为执行信号结合步骤的处理器的基站中。

在所有实施例中，结合方案并不受所使用的调制技术限制。所使用的调制方案例如可以是OFDM、SCCP或SCZP。所有实施例都假定的是，使用者之间的信道的参数G₁(n)与G₂(n)(在使用者之间的信道是非互反的情况下)或G(n)(在使用者之间的信道是互反的情况下)是已知的，同样使用者1或使用者2分别与基站之间的信道的参数H₁(n)及H₂(n)是已知的。实施例亦假定的是，功率放大器因子α与β是已知的。在信道估计步骤420期间可以可选择地估计功率放大器因子α与β、参数G₁(n)与G₂(n)(或G(n))及H₁(n)与H₂(n)。

实施例还假设放大及前向(AF)方案来予以描述，但是有技能的读者将明白，结合方案也同样地适用于解码及前向(DF)方案，因为DF方案可当做AF方案的特殊情况。

结合方案1

现在参考图6将描述结合方案1。此方案在合作传送期间是基于半双工模式。基站130被配置为用以在合作传送时隙1、2及3期间接收三个信号x_k，1(n)、x_k，2(n)及x_k，3(n)。该三个信号在时域中分别是：

x_k，1(n)＝h₁(n)·u_k，1(n)+η₁(n)

x_k，2(n)＝h₂(n)·u_k，2(n)+η₂(n)

$x_{k,3}\left(n\right)=h_1\left(n\right)\·\mathrm{\β}{\hat{u}}_{k,2}^{*}(-n)-h_2\left(n\right)\·\mathrm{\α}{\hat{u}}_{k,1}^{*}(-n)+{\mathrm{\η}}_3\left(n\right)$

η₁(n)、η₂(n)及η₃(n)是由各自的信道(基站通过所述信道在时隙1、2及3内接收信号)引入的相加噪声。

在步骤610，丢弃来自信号x_k，1(n)、x_k，2(n)及x_k，3(n)的循环前缀或零值填充。

在步骤620，对时域信号x_k，1(n)、x_k，2(n)及x_k，3(n)执行离散傅立叶转换(DFT)，产生频域信号X_k，1(n)、X_k，2(n)及X_k，3(n)：

X_k，1(n)＝H₁(n)S_k，1(n)+Γ₁(n)

X_k，2(n)＝H₂(n)S_k，2(n)+Γ₂(n)

$X_{k,3}\left(n\right)=H_1\left(n\right)\mathrm{\β}{\hat{U}}_{k,2}^{*}\left(n\right)-H_2\left(n\right)\mathrm{\α}{\hat{U}}_{k,1}^{*}\left(n\right)+{\mathrm{\Γ}}_3\left(n\right)$

Γ₁(n)、Γ₂(n)及Γ₃(n)分别是η₁(n)、η₂(n)及η₃(n)的频域当量(equivalent)。

与

分别是

与

的DFT。

假定，使用者1与使用者2之间的信道是互反的，

与

可被表示为：

${\hat{U}}_{k,1}\left(n\right)=G\left(n\right)S_{k,1}\left(n\right)+W_1\left(n\right)$

${\hat{U}}_{k,2}\left(n\right)=G\left(n\right)S_{k,2}\left(n\right)+W_2\left(n\right)$

X_k，3(n)可因此被表示为

$X_{k,3}\left(n\right)=\mathrm{\β}{H}_1\left(n\right)G^{*}\left(n\right)S_{k,2}^{*}\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)G^{*}\left(n\right)S_{k,1}^{*}\left(n\right)+{\mathrm{\Λ}}_3\left(n\right)$

其中

${\mathrm{\Λ}}_3\left(n\right)=\mathrm{\β}{H}_1\left(n\right)W_2^{*}\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)W_1^{*}\left(n\right)+{\mathrm{\Γ}}_3\left(n\right)$

及是

$X_{k,3}^{*}\left(n\right)=\mathrm{\β}{H}_1^{*}\left(n\right)G\left(n\right)S_{k,2}\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2^{*}\left(n\right)G\left(n\right)S_{k,1}\left(n\right)+{\mathrm{\Λ}}_3^{*}\left(n\right)$

在步骤630，对频域信号应用线性结合。

对于信号X_k，1(n)与X_k，2(n)，它们被结合以产生Y_k(n)：

Y_k(n)＝βG(n)X_k，1(n)+αG(n)X_k，2(n)

＝βH₁(n)G(n)S_k，1(n)+αH₂(n)G(n)S_k，2(n)+Λ(n)

其中

Λ(n)＝βG(n)Γ₁(n)+αG(n)Γ₂(n)

Y_k(n)可与结合以产生Z_k，1(n)与Z_k，2(n)：

$Z_{k,1}\left(n\right)=\mathrm{\β}{H}_1^{*}\left(n\right)G^{*}\left(n\right)Y_k\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)G^{*}\left(n\right)X_{k,3}^{*}\left(n\right)$

$Z_{k,2}\left(n\right)=\mathrm{\α}{H}_2^{*}\left(n\right)G^{*}\left(n\right)Y_k\left(n\right)+{\mathrm{\βH}}_1\left(n\right)G^{*}\left(n\right)X_{k,3}^{*}\left(n\right)$

在步骤640，在步骤630结合的信号被除以与信道相关的常数ρ(n)，进而获得原始信号S_k，1(n)及S_k，2(n)。

将Y_k(n)及安排到矩阵中，显示为，

$\left[\begin{array}{c}{Y}_k\left(n\right)\\ X_{k,3}^{*}\left(n\right)\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\β}{H}_1\left(n\right)G\left(n\right)& \mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)G\left(n\right)\\ -\mathrm{\α}{H}_2^{*}\left(n\right)G\left(n\right)& \mathrm{\β}{H}_1^{*}\left(n\right)G\left(n\right)\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{S}_{k,1}\left(n\right)\\ S_{k,2}\left(n\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Λ}\left(n\right)\\ {\mathrm{\Λ}}_3^{*}\left(n\right)\end{array}\right]$

基于该矩阵的正交性质，我们有

S_k，1(n)＝Z_k，1(n)/ρ(n)+Υ₁(n)

S_k，2(n)＝Z_k，2(n)/ρ(n)+Υ₂(n)

其中

ρ(n)＝|βH₁(n)G(n)|²+|αH₂(n)G(n)|²＝|G(n)|²(|βH₁(n)|²+|αH₂(n)|²)

因而通过用自早前予以描述的信道估计而获得的ρ(n)来除Z_k，1(n)与Z_k，2(n)可获得分别源自使用者1与使用者2的信号S_k，1(n)与S_k，2(n)。

结合方案2

现在仍参考图6将予以描述替代结合方案：结合方案2。此方案假定在合作传送期间使用半双工模式。基站130被配置为用以在合作传送时隙1、2及3期间接收三个信号x_k，1(n)、x_k，2(n)及x_k，3(n)。该三个信号在时域中分别是：

x_k，1(n)＝h₁(n)·u_k，1(n)+η₁(n)

x_k，2(n)＝h₂(n)·u_k，2(n)+η₂(n)

$x_{k,3}\left(n\right)=h_1\left(n\right)\·\mathrm{\β}{\hat{u}}_{k,2}^{*}(-n)-h_2\left(n\right)\·\mathrm{\α}{\hat{u}}_{k,1}^{*}(-n)+{\mathrm{\η}}_3\left(n\right)$

η₁(n)、η₂(n)及η₃(n)是由各自的信道(基站通过所述信道在时隙1、2及3内接收信号)引入的相加噪声。

在步骤610，丢弃来自信号x_k，1(n)、x_k，2(n)及x_k，3(n)的循环前缀或零值填充。

在步骤620，对时域信号x_k，1(n)、x_k，2(n)及x_k，3(n)执行离散傅立叶转换(DFT)，产生频域信号X_k，1(n)、X_k，2(n)及X_k，3(n)：

X_k，1(n)＝H₁(n)S_k，1(n)+Γ₁(n)

X_k，2(n)＝H₂(n)S_k，2(n)+Γ₂(n)

$X_{k,3}\left(n\right)=H_1\left(n\right)\mathrm{\β}{\hat{U}}_{k,2}^{*}\left(n\right)-H_2\left(n\right){\widehat{\mathrm{\αU}}}_{k,1}^{*}\left(n\right)+{\mathrm{\Γ}}_3\left(n\right)$

Γ₁(n)、Γ₂(n)及Γ₃(n)分别是η₁(n)、η₂(n)及η₃(n)的频域当量。

与

分别是

与

的DFT。

假定，使用者1与使用者2之间的信道是互反的，

与可被表示为：

${\hat{U}}_{k,1}\left(n\right)=G\left(n\right)S_{k,1}\left(n\right)+W_1\left(n\right)$

${\hat{U}}_{k,2}\left(n\right)=G\left(n\right)S_{k,2}\left(n\right)+W_2\left(n\right)$

X_k，3(n)可因此被表示为

$X_{k,3}\left(n\right)=\mathrm{\β}{H}_1\left(n\right)G^{*}\left(n\right)S_{k,2}^{*}\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)G^{*}\left(n\right)S_{k,1}^{*}\left(n\right)+{\mathrm{\Λ}}_3\left(n\right)$

其中

${\mathrm{\Λ}}_3\left(n\right)=\mathrm{\β}{H}_1\left(n\right)W_2^{*}\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)W_1^{*}\left(n\right)+{\mathrm{\Γ}}_3\left(n\right)$

在步骤630，对频域信号应用线性结合。

信号X_k，1(n)、X_k，2(n)及X_k，3(n)被结合以产生W_k，1(n)及W_k，2(n)：

$W_{k,1}\left(n\right)=H_1^{*}\left(n\right)X_{k,1}\left(n\right)+\mathrm{\α\β}{H}_1^{*}\left(n\right){\left|G\left(n\right)\right|}^2{X}_{k,2}\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)G^{*}\left(n\right)X_{k,3}^{*}\left(n\right)$

$={\left|H_1\left(n\right)\right|}^2{S}_{k,1}\left(n\right)+\mathrm{\α\β}{H}_1^{*}\left(n\right){\left|G\left(n\right)\right|}^2{H}_2\left(n\right)S_{k,2}\left(n\right)$

$W_{k,2}\left(n\right)=H_2^{*}\left(n\right)X_{k,2}\left(n\right)+\mathrm{\α\β}{H}_2^{*}\left(n\right){\left|G\left(n\right)\right|}^2{X}_{k,1}\left(n\right)+\mathrm{\β}{H}_1\left(n\right)G^{*}\left(n\right)X_{k,3}^{*}\left(n\right)$

$={\left|H_2\left(n\right)\right|}^2{S}_{k,2}\left(n\right)+\mathrm{\α\β}{H}_2^{*}\left(n\right){\left|G\left(n\right)\right|}^2{H}_1\left(n\right)S_{k,1}\left(n\right)$

其中

在步骤640，在步骤630结合的信号被除以与信道相关的常数ρ₁(n)与ρ₂(n)，进而获得原始信号S_k，1(n)及S_k，2(n)：

S_k，1(n)＝W_k，1(n)/ρ₁(n)

S_k，2(n)＝W_k，2(n)/ρ₂(n)

其中

ρ₁(n)＝(|H₁(n)|²+α²|H₂(n)|²|G(n)|²)

ρ₂(n)＝(|H₂(n)|²+β²|H₁(n)|²|G(n)|²)

因此通过用ρ₁(n)与ρ₂(n)来除W_k，1(n)与W_k，2(n)可获得分别源自使用者1与使用者2的信号S_k，1(n)及S_k，2(n)。

此结合方案具有2阶的分集，并且数据率是没有使用合作的结构的三分之二。

结合方案3

现在再次参考图6将予以描述第三结合方案：结合方案3。此方案假定在合作传送期间使用全双工模式。基站130被配置为用以在合作传送时隙1及2期间接收两个信号x_k，1(n)及x_k，2(n)。该两个信号在时域中分别是：

x_k，1(n)＝h₁(n)·u_k，1(n)+h₂(n)·u_k，2(n)+η₁(n)

$x_{k,2}\left(n\right)=h_1\left(n\right)\·\mathrm{\β}{\hat{u}}_{k,2}^{*}(-n)-h_2\left(n\right)\·\mathrm{\α}{\hat{u}}_{k,1}^{*}(-n)+{\mathrm{\η}}_2\left(n\right)$

η₁(n)及η₂(n)是由各自的信道(基站通过所述信道在时隙1及2内接收信号)引入的相加噪声。

在步骤610，丢弃来自信号x_k，1(n)及x_k，2(n)的循环前缀或零值填充。

在步骤620，对时域信号x_k，1(n)及x_k，2(n)执行离散傅立叶转换(DFT)，产生频域信号X_k，1(n)、X_k，2(n)：

X_k，1(n)＝H₁(n)S_k，1(n)+H₂(n)S_k，2(n)+Γ₁(n)

$X_{k,2}\left(n\right)=H_1\left(n\right)\mathrm{\β}{\hat{U}}_{k,2}^{*}\left(n\right)-H_2\left(n\right){\widehat{\mathrm{\αU}}}_{k,1}^{*}\left(n\right)+{\mathrm{\Γ}}_2\left(n\right)$

Γ₁(n)及Γ₂(n)分别是η₁(n)及η₂(n)的频域当量。

与分别是

与

的DFT。

假定，使用者1与使用者2之间的信道是互反的，

与

可被表示为：

${\hat{U}}_{k,1}\left(n\right)=G\left(n\right)S_{k,1}\left(n\right)+W_1\left(n\right)$

${\hat{U}}_{k,2}\left(n\right)=G\left(n\right)S_{k,2}\left(n\right)+W_2\left(n\right)$

X_k，2(n)可因此被表示为

$X_{k,2}\left(n\right)=\mathrm{\β}{H}_1\left(n\right)G^{*}\left(n\right)S_{k,2}^{*}\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)G^{*}\left(n\right)S_{k,1}^{*}\left(n\right)+{\mathrm{\Λ}}_2\left(n\right)$

其中

${\mathrm{\Λ}}_2\left(n\right)=\mathrm{\β}{H}_1\left(n\right)W_2^{*}\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)W_1^{*}\left(n\right)+{\mathrm{\Γ}}_2\left(n\right)$

及

是

$X_{k,2}^{*}\left(n\right)=\mathrm{\β}{H}_1^{*}\left(n\right)G\left(n\right)S_{k,2}\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2^{*}\left(n\right)G\left(n\right)S_{k,1}\left(n\right)+{\mathrm{\Λ}}_2^{*}\left(n\right)$

在步骤630，对频域信号应用线性结合。

假定，功率放大器因子α＝β，Y_k(n)可自X_k，1(n)获得，为

Y_k(n)＝αG(n)X_k，1(n)＝αH₁(n)G(n)S_k，1(n)+αH₂(n)G(n)S_k，2(n)+Λ(n)

其中

Λ(n)＝αG(n)Γ₁(n)

Y_k(n)可与

结合以产生Z_k，1(n)与Z_k，2(n)：

$Z_{k,1}\left(n\right)=\mathrm{\α}{H}_1^{*}\left(n\right)G^{*}\left(n\right)Y_k\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)G^{*}\left(n\right)X_{k,2}^{*}\left(n\right)$

$Z_{k,2}\left(n\right)=\mathrm{\α}{H}_2^{*}\left(n\right)G^{*}\left(n\right)Y_k\left(n\right)+{\mathrm{\αH}}_1\left(n\right)G^{*}\left(n\right)X_{k,2}^{*}\left(n\right)$

在步骤640，在步骤630结合的信号被除以与信道相关的常数ρ(n)，进而获得原始信号S_k，1(n)及S_k，2(n)。

将Y_k(n)及

安排到矩阵中，显示为，

$\left[\begin{array}{c}{Y}_k\left(n\right)\\ X_{k,2}^{*}\left(n\right)\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\α}G\left(n\right)H_1\left(n\right)& \mathrm{\α}G\left(n\right)H_2\left(n\right)\\ -\mathrm{\α}{H}_2^{*}\left(n\right)G\left(n\right)& \mathrm{\α}{H}_1^{*}\left(n\right)G\left(n\right)\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{S}_{k,1}\left(n\right)\\ S_{k,2}\left(n\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Λ}\left(n\right)\\ {\mathrm{\Λ}}_2^{*}\left(n\right)\end{array}\right]$

基于该矩阵的正交性质，我们有

S_k，1(n)＝Z_k，1(n)/ρ(n)+Υ₁(n)

S_k，2(n)＝Z_k，2(n)/ρ(n)+Υ₂(n)

其中

ρ(n)＝|αH₁(n)G(n)|²+|αH₂(n)G(n)|²＝α²|G(n)|²(|H₁(n)|²+|H₂(n)|²)

因而通过用ρ(n)来除Z_k，1(n)与Z_k，2(n)可获得分别源自使用者1与使用者2的信号S_k，1(n)与S_k，2(n)。

结合方案4

现在再次参考图6将予以描述第四结合方案：结合方案4。参数是：使用者1与使用者2之间的信道不是互反的，并且g₁(l)表示使用者1至使用者2之间的信道，而g₂(l)表示使用者2至使用者1之间的信道。此方案假定在合作传送期间使用半双工模式。基站将在合作传送时隙1、2及3期间接收三个信号x_k，1(n)、x_k，2(n)及x_k，3(n)。该三个信号在时域中分别是：

x_k，1(n)＝h₁(n)·u_k，1(n)+η₁(n)

x_k，2(n)＝h₂(n)·u_k，2(n)+η₂(n)

$x_{k,3}\left(n\right)=h_1\left(n\right)\·g_2^{*}(-n)\·\mathrm{\β}{u}_{k,2}^{*}(-n)-h_2\left(n\right)\·g_1^{*}(-n)\·\mathrm{\α}{u}_{k,1}^{*}(-n)+{\mathrm{\η}}_3\left(n\right)$

η₁(n)、η₂(n)及η₃(n)是由各自的信道(基站130通过所述信道在时隙1、2及3内接收信号)引入的相加噪声。

在步骤610，丢弃来自信号x_k，1(n)、x_k，2(n)及x_k，3(n)的循环前缀或零值填充。

在步骤620，对时域信号x_k，1(n)、x_k，2(n)及x_k，3(n)执行离散傅立叶转换(DFT)，产生频域信号X_k，1(n)、X_k，2(n)及X_k，3(n)：

X_k，1(n)＝H₁(n)S_k，1(n)+Γ₁(n)

X_k，2(n)＝H₂(n)S_k，2(n)+Γ₂(n)

$X_{k,3}\left(n\right)=\mathrm{\β}{H}_1\left(n\right)G_2^{*}\left(n\right)S_{k,2}^{*}\left(n\right)-\mathrm{\α}{H}_2\left(n\right)G_1^{*}\left(n\right)S_{k,1}^{*}\left(n\right)+{\mathrm{\Λ}}_3\left(n\right)$

Γ₁(n)、Γ₂(n)及Γ₃(n)分别是η₁(n)、η₂(n)及η₃(n)的频域当量。

可被表示为

$X_{k,3}^{*}\left(n\right)={\hat{G}}_2\left(n\right)H_1^{*}\left(n\right)S_{k,2}\left(n\right)-{\hat{G}}_1\left(n\right)H_2^{*}\left(n\right)S_{k,1}\left(n\right)+{\mathrm{\Λ}}_3^{*}\left(n\right)$

其中

${\hat{G}}_1\left(n\right)=\mathrm{\α}{G}_1\left(n\right),$ ${\hat{G}}_2\left(n\right)=\mathrm{\β}{G}_2\left(n\right)$

G₁(n)与G₂(n)分别是g₁(l)与g₂(l)的DFT。

在步骤630，对频域信号应用线性结合。

信号X_k，1(n)、X_k，2(n)及

被结合以产生

及

${\hat{W}}_{k,1}\left(n\right)=H_1^{*}\left(n\right)X_{k,1}\left(n\right)+{\hat{G}}_2\left(n\right){\hat{G}}_1^{*}\left(n\right)H_1^{*}\left(n\right)X_{k,2}\left(n\right)-{\hat{G}}_1^{*}\left(n\right)H_2\left(n\right)X_{k,3}^{*}\left(n\right)$

$={\left|H_1\left(n\right)\right|}^2{S}_{k,1}\left(n\right)+{{\hat{G}}_2\left(n\right){\hat{G}}_1^{*}\left(n\right)H_1^{*}\left(n\right)H}_2\left(n\right)S_{k,2}\left(n\right)$

${\hat{W}}_{k,2}\left(n\right)=H_2^{*}\left(n\right)X_{k,2}\left(n\right)+{\hat{G}}_1\left(n\right){\hat{G}}_2^{*}\left(n\right)H_2^{*}\left(n\right)X_{k,1}\left(n\right)+{\hat{G}}_2^{*}\left(n\right)H_1\left(n\right)X_{k,3}^{*}\left(n\right)$

$={\left|H_2\left(n\right)\right|}^2{S}_{k,2}\left(n\right)+{{\hat{G}}_1\left(n\right){\hat{G}}_2^{*}\left(n\right)H_2^{*}\left(n\right)H}_1\left(n\right)S_{k,1}\left(n\right)$

其中

在步骤640，在步骤630结合的信号被除以与信道相关的常数与

进而获得原始信号S_k，1(n)及S_k，2(n)：

$S_{k,1}\left(n\right)={\hat{W}}_{k,1}\left(n\right)/{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_1\left(n\right)$

$S_{k,2}\left(n\right)={\hat{W}}_{k,2}\left(n\right)/{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_2\left(n\right)$

其中

${\widehat{\mathrm{\ρ}}}_1\left(n\right)=({\left|H_1\left(n\right)\right|}^2+{\left|{\hat{G}}_1\left(n\right)\right|}^2{\left|H_2\left(n\right)\right|}^2)$

${\widehat{\mathrm{\ρ}}}_2\left(n\right)=({\left|H_2\left(n\right)\right|}^2+{\left|{\hat{G}}_2\left(n\right)\right|}^2{\left|H_1\left(n\right)\right|}^2)$

因此通过用

与

来除与

可获得分别源自使用者1与使用者2的信号S_k，1(n)及S_k，2(n)

此结合方案具有2阶的分集，并且数据率是没有使用合作的结构的三分的二。

模拟

接着提供模拟结果来显示所描述的实施例的优点。虽然显示的结果是针对OFDM调制，但是有技能的读者将明白的是，针对SCCP或SCZP的结果将是类似的。使用N＝256的OFDM区块大小连同长度64的编码前缀。

模拟进一步使用半双工模式。可以明白的是，与全双工模式相比，模拟将产生类似于半双工模式的结合方案1的性能。

假定，使用者1与使用者2之间的信道是频率选择性的，具有4个抽头(tap)，即L＝3。信道抽头具有指数衰减轮廓：E(|g(l)|)＝exp(-2l)，l＝0，1，2，3。虽然该模拟假定使用者1与使用者2之间的信道是互反的，但是有技能的收件人将明白的是，信道非互反情况的结果将相同。

还假定的是，自使用者1或使用者2至基站的信道是频率选择性的，具有62抽头，即L₁＝L₂＝61。同样地，假定期望功率是针对信道抽头。

假设使用者1在时隙2自使用者2接收信号的信号噪声比(SNR)是γ。相应地，γ也是使用者2在时隙1自使用者1接收信号的SNR。假定，在基站针对该两使用者接收到的信号的SNR相同。还假定的是，对于合作方案及非合作方案在该站都可获得完美的信道信息，并且系统被同步。对于非合作方案，使用迫零检测(zero-forcing detection)。

产生用于信道抽头的复数高斯随机数，并且对于每个不同的蒙特卡罗实现(Monte-Carlo realization)信道是不同的。符号误差率(SER)自50000个不同的蒙特卡罗实现而获得。

功率放大器因子α与β被选定以使得传送的信号功率在不同的时隙都相同。

图7(a)至图7(h)显示，对于不同的γ值，针对结合方案1、结合方案2及在没有使用合作的情况下在基站处恢复的信号的平均SER。

图7(a)和图7(b)分别显示当γ＝10dB且使用BPSK及4QAM调制时的平均SER。当两个使用者之间的信道并不好(即γ＝10dB)时，合作方案(即结合方案1与2)对于小于25dB的SNR获得较小的SER，但是对于高于25dB的SNR获得较高的SER。

图7(c)、图7(d)及图7(e)分别显示当γ＝20dB且使用BPSK、4QAM及16QAM调制时的平均BER。当两个使用者之间的信道变得较好(即γ＝20dB)时，合作方案获得较好的性能而非合作方案保持原状。可见的是，在γ＝20dB，对于小于36dB的所有SNR值，合作方案获得比非合作方案较好的SER性能。当使用结合方案2时此较好的SER性能尤其符合事实。

图7(f)、图7(g)及图7(h)分别显示当使用者之间的信道的信道估计及使用者与基站之间的信道的信道估计并不完美时的平均SER，且信道估计的正规均方差(NMSE)分别是-40dB、-30dB与-20dB。该NMSE被定义为

$\mathrm{NMSE}=\frac{E\left({\left|\right|f-\hat{f}\left|\right|}^2\right)}{E\left({\left|\right|f\left|\right|}^2\right)}$

其中f与分别是真实及估计的信道。

当在信道估计中存在误差时，合作方案及非合作方案都产生糟糕的SER值。然而，可见的是，对于所有NMSE值，合作方案尽管此仍产生比非合作方案始终较好的SER结果。

应该了解的是，提出的结合方案及训练方案可用于不同应用。例如，它们可用于传统集中化蜂窝式网络中的上行链路。设想的是，多个使用者被划分成不同组，每组具有N个使用者。对于在不同组中的使用者，可用习知技术来允许多址访问。例如，可以使用频分多址访问(FDMA)，即在不同组中的使用者使用不同的频率；或可使用时分多址访问(TDMA)，即在不同组中的使用者使用不同的时隙；或使用正交频分多址访问(OFDMA)，在不同组中的使用者使用不同的OFDM副载波。在同一组中，较佳的是，使用者使用相同的频率或频带，即在同一组中使用TDMA。提出的方案可供在组内的合作以增加在目的地的信号可靠性。

所描述的实施例不应该被理解为限制性的。例如，图1所描述的实施例使用TDMA。在组内也可使用支持多址访问的可选择的方法，例如：码分多址访问(CDMA)、频分多址访问(FDMA)或正交频分多址访问(OFDMA)。每个使用者可具有一个天线，或者他们可以可选择地具有多个天线。

本发明的实施例可具有多个基站和/或多个使用者组，其中在每组中的使用者数目可不同。在存在多个使用者组的情况下，可使用习知的技术来允许多址访问，例如在不同组中的使用者使用不同的频率的情况下可使用FDMA。可选地，在不同组中的使用者使用不同的时隙的情况下可使用TDMA。进一步的实施例在不同组中的使用者使用不同的正交频分多路复用(OFDM)副载波的情况下可选择地使用OFDMA。多址访问技术的使用允许消除多使用者干扰(MUI)。

也应该明显的是，所描述的实施例也应用SCCP及SCZP。再者，本发明可延伸为P＞2而使用者在这种情况中未必成对合作，而是以菊花链方式来合作。

虽然本发明的实施例已被详细描述，对有技能的读者而言清楚的是在本发明的范围内进行多种变化是可能的。

Claims (49)

1.一种无线通信网络的空间-时间编码合作通信方法，该网络包括第一通信装置及第二通信装置，各通信装置与各自的使用者相关联并被配置为与共同的目的地通信，该方法包含以下步骤：

第一通信装置，传送第一消息给第二通信装置用以作为传送至共同目的地的第一路由消息；并接收来自第二通信装置的第二消息用以作为传送至共同目的地的第二路由消息。

2.根据权利要求1所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中在相同的时隙中完成传送第一消息至第二通信装置及接收来自第二通信装置的第二消息。

3.根据权利要求1所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中在不同的时隙中完成传送第一消息至第二通信装置及接收来自第二通信装置的第二消息。

4.根据前述任一项权利要求所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：

从接收到的第二消息丢弃第一填充；

对接收到的第二消息执行复数共轭；

重新排序接收到的第二消息；以及

将第二填充插入至接收到的第二消息，以形成用以传送至共同目的地的第二路由消息。

5.根据权利要求4项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中所述丢弃步骤、执行复数共轭步骤、重新排序步骤及插入步骤在与传送第一消息的时隙不同的时隙内被执行。

6.根据权利要求4或5所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中第一填充和/或第二填充包括循环前缀。

7.根据权利要求4至6中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：在从第二消息丢弃第一填充之后，解码第二消息。

8.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：放大所述第二消息。

9.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：将所述第二消息变号。

10.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：将所述第二消息自频域转换成时域。

11.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中使用OFDM调制来传送所述第二路由消息。

12.根据权利要求1至8中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中使用单一载波-循环前缀调制来传送所述第二路由消息。

13.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：所述第二通信装置接收所述第一消息以供传送至所述目的地。

14.根据权利要求13所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：

所述第二通信装置，

从所述接收到的第一消息丢弃第一填充；

对所述接收到的第一消息执行复数共轭；

重新排序所述接收到的第一消息；以及

将第二填充插入至所述接收到的第一消息，以形成供传送至所述共同目的地的所述第一路由消息。

15.根据权利要求14所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中所述丢弃步骤、执行复数共轭步骤、重新排序步骤及插入步骤可在与接收所述第一消息的时隙不同的时隙内被执行。

16.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：

所述共同目的地，

接收直接来自所述第一通信装置的所述第一消息，

接收直接来自所述第二通信装置的所述第二消息；以及

解码所述接收到的第一消息和第二消息以及所述第一路由消息和第二路由消息。

17.根据权利要求16所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中所述解码包含以下步骤：

将所述接收到的第一消息和第二消息自时域转换为频域；以及

通过线性结合所述频域第一消息和第二消息来获得第一结合序列。

18.根据权利要求17所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：

通过线性结合所述第一结合序列与所述第一路由消息和第二路由消息来获得第二结合序列。

19.根据权利要求17所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中所述解码可进一步包含以下步骤：

将所述第一路由消息和第二路由消息自时域转换为频域；且其中所述第一结合序列包括线性结合所述第一消息和第二消息，以及所述第一路由消息和第二路由消息的频域。

20.根据权利要求16所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中所述解码包含以下步骤：

将所述接收到的第一消息及所述第一路由消息与第二路由消息自时域转换为频域；以及

通过线性结合所述频域第一消息与所述第一路由消息及第二路由消息来获得第一结合序列。

21.根据权利要求18至20中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：

以一限制序列来划分所述第一结合序列或所述第二结合序列，所述限制序列表现所述第一通信装置与所述共同目的地之间的第一传送路径以及所述第二通信装置与所述目的地之间的第二传送路径的特征。

22.根据权利要求18所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中所述限制序列可通过结合表现所述第一传送路径的特征的第一信道参数与表现所述第二传送路径的特征的第二信道参数来获得。

23.根据权利要求16至22中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，进一步包含以下步骤：在所述解码步骤之前，所述共同目的地丢弃来自所述接收到的第一消息的第一填充；

丢弃来自所述第一路由消息的第二填充。

24.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：

所述第一通信装置将所述第二路由消息传送给网络的第三通信装置，及所述第三通信装置中继所述第二路由消息给所述目的地。

25.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：所述第二通信装置将所述第一路由消息传送给网络的第四通信装置，以及所述第四通信装置中继所述第一路由消息给所述目的地。

26.根据权利要求22所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含：在对所述接收到的第一消息和第二消息进行解码之前，所述共同目的地基于所述第一通信装置所传送的主训练信号来估计第一信道参数。

27.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其进一步包含以下步骤：在传送所述第一消息之前，所述第一通信装置传送辅助训练信号给所述第二通信装置，

并基于所述训练信号来获得表现所述第一通信装置与第二通信装置之间的装置间传送路径特征的装置间信道参数；以及

将所述装置间信道参数传送给所述共同目的地。

28.根据从属于权利要求26的权利要求27所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中所述主训练信号是所述辅助训练信号。

29.根据权利要求27或28所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中所述辅助训练信号包含第一训练信号及第一训练信号的重复。

30.根据从属于权利要求8的权利要求27至29中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，所述第二通信装置将所述辅助信号重传送至所述共同目的地，所述共同目的地基于所述辅助信号来估计放大因子以供对放大的第二消息进行解码。

31.根据权利要求27至30中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中传送所述装置间的信道参数包含传送所述装置间信道参数的共轭复数。

32.根据权利要求31所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中所述传送所述装置间信道参数进一步包含传送所述装置间信道参数的共轭复数的变号。

33.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作无线通信方法，其中所述第二路由消息

在第一信号间隔中，包含第一路由训练信号；及

在第二信号间隔中，包含第二路由训练信号，所述第二路由训练信号是对所述第一路由训练信号的变号。

34.一种无线通信网络的空间-时间编码合作通信方法，所述网络包括第一通信装置及第二通信装置，各所述通信装置与各自的使用者相关联并被配置为与共同目的地通信，所述方法包含以下步骤：

所述共同目的地，接收来自所述第二通信装置的第一路由消息，所述第一路由消息包括所述第一通信装置传送的第一消息；

接收来自所述第一通信装置的第二路由消息，所述第二路由消息包括所述第二通信装置传送的第二消息；以及

接收分别直接来自所述第一通信装置和第二通信装置的所述第一消息和第二消息。

35.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作通信方法，其中所述无线通信网络是蜂窝式网络。

36.根据前述权利要求中任一项所述的空间-时间编码合作通信方法，其中所述通信装置是移动通信装置。

37.一种被配置为在无线通信网络中与第二通信装置进行空间-时间编码合作通信的通信装置，所述通信装置及所述第二通信装置与各自的使用者相关联并被配置为与一共同目的地通信，所述通信装置进一步被配置为将一第一消息传送至所述第二通信装置以供传送至所述共同目的地；并接收来自所述第二通信装置的第二消息以供传送至所述共同目的地。

38.根据权利要求37所述的通信装置，其中所述通信装置被配置为将所述第一消息传送至所述第二通信装置，并在同一时隙内接收来自所述第二通信装置的所述第二消息。

39.根据权利要求37所述的通信装置，其中所述通信装置被配置为将所述第一消息传送至所述第二通信装置，并在不同时隙中接收来自所述第二通信装置的所述第二消息。

40.一种用于被配置为与无线通信网络中的第二通信装置进行空间-时间编码合作通信的通信装置的集成电路，所述通信装置及所述第二通信装置与各自的使用者相关联并被配置为与共同目的地通信，所述IC包含：

处理单元，其被配置为将第一消息传送至所述第二通信装置以供传送至所述共同目的地；并接收来自所述第二通信装置的第二消息以供传送至所述共同目的地。

41.一种用于包括被配置用于空间-时间编码合作通信的第一通信装置和第二通信装置的无线通信网络的基站的集成电路，每一通信装置与各自的使用者相关联并被配置为与所述基站通信，所述集成电路包括：

处理器，其被配置为：

接收来自所述第二通信装置的第一路由消息，所述第一路由消息包括所述第一通信装置传送的第一消息；

接收来自所述第一通信装置的第二路由消息，所述第二路由消息包括所述第二通信装置传送的第二消息；以及

接收分别直接来自所述第一通信装置和第二通信装置的所述第一消息和第二消息。

42.根据权利要求41所述的集成电路，其中所述处理单元进一步被配置为：

将所述接收到的第一消息和第二消息自时域转换为频域；以及

通过线性结合所述频域第一消息和第二消息来获得一第一结合序列。

43.根据权利要求42所述的集成电路，其中所述处理单元进一步被配置为通过线性结合所述第一结合序列与所述第一路由信息和第二路由消息来获得第二结合序列。

44.根据权利要求42所述的集成电路，其中所述处理单元进一步被配置为将所述第一路由消息和第二路由消息自时域转换为频域；且其中所述第一结合序列包括线性结合所述第一信息和第二消息、以及所述第一路由信息和第二路由消息的频域。

45.根据权利要求41所述的集成电路，其中所述处理单元进一步被配置为将所述接收到的第一消息及所述第一路由消息与第二路由消息自时域转换为频域；并通过线性结合所述频域第一消息及所述第一路由消息与第二路由消息来获得第一结合序列。

46.根据权利要求41至45中任一项所述的集成电路，其中所述集成电路进一步被配置为用一限制序列来划分所述第一结合序列或所述第二结合序列，所述限制序列表现所述第一通信装置与所述共同目的地之间的第一传送路径，及所述第二通信装置与所述目的地之间的第二传送路径的特征。

47.根据权利要求46所述的集成电路，其中所述限制序列可通过结合表现所述第一传送路径的特征的第一信道参数与表现所述第二传送路径的特征的第二信道参数而被获得。

48.一种基站，其包括根据权利要求41至47中任一项所述的集成电路。

49.一种无线通信网络，包含多于一个的根据权利要求37至39中任一项所述的通信装置及一个或多个根据权利要求48所述的基站。

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