CN102255662A - 一种光载无线系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种光载无线系统，包括中心站、基站和下行链路光纤，所述的中心站包括用光纤依次串联的激光器、DQPSK铌酸锂调制器和掺铒光纤放大器；所述的DQPSK铌酸锂调制器使用推挽模式，用于产生含有余弦微波信号的四次谐波及其携带OFDM-QPSK数据信息边频分量；所述的基站通过调节偏压得到用于上行接收解调的本振信号和所需功率的带有OFDM-QPSK数据信息的毫米波信号，并将得到的毫米波信号通过天线发送。本发明采用由三个马赫-曾德尔调制器组成的DQPSK锂酸铌调制器产生稳定的毫米波，省去了光滤波器，简化了结构，降低了成本，易于商用化。

Description

一种光载无线系统

技术领域

本发明涉及光载无线通信领域，特别是涉及一种光载无线系统。

背景技术

随着无线通信向着高速网络的进一步发展，有限的频谱资源和有限的传输距离严重限制了无线通信技术的发展和应用；光通信领域也遇到了电子瓶颈这一困难，在电域中产生几十GHz的毫米波需要很高的经济成本，40GHz附近的毫米波也不适合在同轴电缆或大气中传输。于是，近年来人们逐渐考虑综合利用光通信与无线通信各自的优势，克服上述问题，以实现光通信与无线通信的融合，这将成为未来通信的发展方向。

为了实现Gbit/s的通信系统，可以在光载无线通信(Radio over Fiber，简称“ROF”)系统中利用四相相对相移键控(Differential Quadrature Reference Phase Shift Keying，简称“DQPSK”)锂酸铌调制器的特殊调制特性。RoF是当今通信领域研究的热点，涵盖了固定无线通信(无线接入网和无线局域网)和移动无线通信等相关技术领域。正交频分复用技术光载无线通信(Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Radio over Fiber，“OFDM-RoF”)属于副载波复用光纤通信技术，系统利用光纤将信号传输很远距离后，在接收端利用光探测器将其转换为电域毫米波，所以它很好的融合了射频与光波技术。RoF技术涉及了利用马赫-曾德尔调制器的非线性产生毫米波，用光学方法产生射频，用射频调制光波，通过光纤传输已调光波，把射频从光波上解调下来等一系列变换。目前针对下行40GHz毫米波的产生一般使用多个双电极马赫-曾德尔调制器或者干脆只使用一个，前者系统复杂昂贵，后者虽然系统大大简化，但是系统产生的毫米波不稳定。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种光载无线系统，使得系统结构简单，稳定性高，方法易于实现，成本低廉。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种光载无线系统，包括中心站、基站和下行链路光纤，所述的中心站和基站通过下行链路光纤连接，所述的中心站包括用光纤依次串联的激光器、由第一马赫-曾德尔调制器、第二马赫-曾德尔调制器和第三马赫-曾德尔调制器组成的DQPSK铌酸锂调制器和掺铒光纤放大器；所述的DQPSK铌酸锂调制器使用推挽模式，用于产生含有余弦微波信号的四次谐波及其携带OFDM-QPSK数据信息边频分量；所述的基站用于接收含有余弦微波信号的四次谐波及其携带OFDM-QPSK数据信息边频分量，通过调节偏压得到用于上行接收解调的本振信号和所需功率的带有OFDM-QPSK数据信息的毫米波信号，并将得到的毫米波信号通过天线发送。

所述的基站包括光探测器、前置低噪声放大器、功分器、第一带通滤波器、第一毫米波放大器、毫米发射波天线、第二带通滤波器和第二毫米波放大器；所述的光探测器的光输入端接收含有余弦微波信号的四次谐波及其携带OFDM-QPSK数据信息边频分量，电输出端与所述的前置低噪声放大器的输入端相连；所述的前置低噪声放大器的输出端与所述的功分器的输入端相连；所述的功分器的第一输出端与第一带通滤波器的输入端相连，所述的第一带通滤波器与第一毫米波放大器的输入端相连，所述的第一毫米波放大器的输出端与所述的毫米发射波天线相连；所述的功分器的第二输出端与第二带通滤波器的输入端相连，所述的第二带通滤波器的输出端与所述的第二毫米波放大器的输入端相连；所述的第二毫米波放大器的输出信号作为用于上行接收解调的本振信号。

所述的第三马赫-曾德尔调制器的一条臂上设有所述的第一马赫-曾德尔调制器，另一条臂上设有所述的第二马赫-曾德尔调制器；所述的第一马赫-曾德尔调制器的一条臂上的RF电极加上由一个余弦微波信号源输出的余弦微波信号，余弦微波信号经过180°相移后加到第一马赫-曾德尔调制器的另一条臂上的RF电极；所述的第二马赫-曾德尔调制器的一条臂上的加上OFDM-QPSK中频信号；所述的第一马赫-曾德尔调制器和第二马赫-曾德尔调制器偏置在各自调制曲线的峰值点；所述的第三马赫-曾德尔调制器偏置在其自身调制曲线的中间点。

所述的用于串联激光器、DQPSK铌酸锂调制器和掺铒光纤放大器的光纤为保偏光纤。

有益效果

由于采用了上述的技术方案，本发明与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果：本系统采用由三个马赫-曾德尔调制器组成的DQPSK锂酸铌调制器产生稳定的毫米波，同时传统的中心站中需要使用光滤波器，而本系统省去了光滤波器，简化了结构，降低了成本，易于商用化。由于使用推挽模式，10GHz的输入功率不需要特别大，所以可以使用市场上已有的偏压控制器，整个系统可以工作稳定的状态。本系统完成了下行37.5GHz已调信号的同时也实现了上行本振信号的生成，而且产生了多个扫描微波谐波通道，为系统的进一步扩容打下了基础。

附图说明

图1是本发明的系统框图；

图2是37.5GHz OFDM-QPSK毫米波信号频谱图。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。

本发明的实施方式涉及一种光载无线系统，如图1所示，包括中心站1、基站2和下行链路光纤3，所述的中心站1和基站2通过下行链路光纤3连接。

所述的中心站1包括用光纤依次串联的激光器11、由第一马赫-曾德尔(MZM-1)调制器、第二马赫-曾德尔(MZM-2)调制器和第三马赫-曾德尔(MZM-3)调制器组成的DQPSK铌酸锂调制器12和掺铒光纤放大器13；所述的DQPSK铌酸锂调制器12使用推挽模式，用于产生含有余弦微波信号的四次谐波及其携带OFDM-QPSK数据信息边频分量。其中，所述的MZM-3调制器的一条臂上设有所述的MZM-1调制器，另一条臂上设有所述的MZM-2调制器；所述的MZM-1调制器的一条臂上的RF电极加上由一个余弦微波信号源121输出的余弦微波信号，余弦微波信号经过反相器122进行180°相移后加到MZM-1调制器的另一条臂上的RF电极；所述的MZM-2调制器的一条臂上的加上中频信号源123产生的OFDM-QPSK中频信号；所述的MZM-1调制器和MZM-2调制器偏置在各自调制曲线的峰值点；所述的MZM-3调制器偏置在其自身调制曲线的中间点。用于串联激光器11、DQPSK铌酸锂调制器12和掺铒光纤放大器13的光纤可以选用保偏光纤。

所述的基站2用于接收含有余弦微波信号的四次谐波及其携带OFDM-QPSK数据信息边频分量，通过调节偏压得到本振信号和所需功率的带有OFDM-QPSK数据信息的毫米波信号，并将得到的毫米波信号经过放大器通过天线发送。基站2包括光探测器21、前置低噪声放大器22、功分器26、第一带通滤波器24、第一毫米波放大器25、毫米发射波天线27、第二带通滤波器23和第二毫米波放大器28；所述的光探测器21的光输入端接收含有余弦微波信号的四次谐波及其携带OFDM-QPSK数据信息边频分量，电输出端与所述的前置低噪声放大器22的输入端相连；所述的前置低噪声放大器22的输出端与所述的功分器26的输入端相连；所述的功分器26的第一输出端与第一带通滤波器24的输入端相连，所述的第一带通滤波器24与第一毫米波放大器25的输入端相连，所述的第一毫米波放大器25的输出端与所述的毫米发射波天线27相连；所述的功分器26的第二输出端与第二带通滤波器23的输入端相连，所述的第二带通滤波器23的输出端与所述的第二毫米波放大器28的输入端相连；所述的第二毫米波放大器28的输出信号作为用于上行接收解调的本振信号。

以下对本发明的原理作进一步的阐述：

如图1所示，在中心站1，激光器11发出的单频激光通过保偏尾纤与DQPSK锂酸铌调制器12的输入端相连，其中，MZM-1调制器的一条臂上的RF电极加上由一个余弦微波信号源121输出的余弦微波信号，余弦微波信号经过反相器122进行180°相移加到MZM-1调制器的另一条臂上的RF电极；MZM-2调制器的一条臂上的RF电极加上中频信号源123产生的中频OFDM-QPSK信号；MZM-1调制器与MZM-2调制器都偏置在它们各自调制曲线的峰值点上。

假设DQPSK锂酸铌调制器12四条臂时延差τ＝0，此时其输出光波电场表达式为：

$E_{\mathrm{out}}\left(t\right)=\frac{1}{4}{E}_c\left\{\exp \right[j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\frac{\mathrm{\π}}{2})]+\exp [j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\cos \mathrm{\β}{\mathrm{\ω}}_{s}t)]$

$+\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{c}t-\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t)\right]+\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{c}t+m\left(t\right)+\frac{\mathrm{\π}}{2})\right]\}$

其中，E_c为光波电场振幅；ω_c为光波的中心角频率；ω_s为微波信号角频率；β为调相指数，β＝πV_M/V_π，V_M是微波信号振幅，V_π为调相器半波电压；m(t)为调制信号，

S_OFDM(t)为中频OFDM-QPSK信号。

将DQPSK锂酸铌调制器输出的光信号经掺铒光纤放大器13放大后，由下行链路光纤3传输到基站2，光探测器21检测光强度，形成光电流i_d(t)，表达式如下：

$i_d\left(t\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_{\mathrm{out}}\left(t\right)E_{\mathrm{out}}^{*}\left(t\right)$

$=\frac{1}{32}{\mathrm{RE}}_c^2\{\exp \left(j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\frac{\mathrm{\π}}{2})\right)+\exp \left(j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t)\right)+\exp \left(j({\mathrm{\ω}}_{c}t-\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t)\right)+\exp \left(j({\mathrm{\ω}}_{c}t+m\left(t\right)+\frac{\mathrm{\π}}{2})\right)\}$

$\×\{\exp (-j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\frac{\mathrm{\π}}{2}))+\exp (-j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t))+\exp (-j({\mathrm{\ω}}_{c}t-\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t))+\exp (-j({\mathrm{\ω}}_{c}t+m\left(t\right)+\frac{\mathrm{\π}}{2}))\}$

$=\frac{1}{16}{\mathrm{RE}}_c^2\{2+\cos \left(2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+\cos \left(m\left(t\right)\right)-2\cos \left(\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\sin \left(m\left(t\right)\right)\}$

其中，R是光探测器21的反射系数。

通过调整m(t)，使得|m(t)|＜＜1，

则sin(m(t))≈m(t)，cos(m(t))≈1

则

$i_d\left(t\right)=\frac{1}{16}{\mathrm{RE}}_c^2\{3+\cos \left(2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)-2\cos \left(\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)m\left(t\right)\}$

将上式作贝塞尔函数展开可以发现，输出光电流信号由一系列微波信号的谐波分量组成，这些分量的角频率间隔为ω_s，且只包含有偶次谐波：

$\frac{1}{16}{\mathrm{RE}}_c^2\{3+2\underset{m=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\mathrm{\β}\right)\cos \left(2n{w}_{s}t\right)-4m\left(t\right)\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2{\mathrm{nw}}_{s}t\right)\}$

只要取出适当的高次谐波分量，就可以得到需要的毫米波，比如当余弦微波信号源121出频率为f_s＝10GHz，要产生40GHz的毫米波，根据第一类贝塞尔函数适当调节调相指数β，可使第4次谐波即40GHz毫米波幅度最大。

由于 $m\left(t\right)=\mathrm{\π}\frac{S_{\mathrm{OFDM}}\left(t\right)}{V_{\mathrm{\π}}},$ 而 $S_{\mathrm{OFDM}}\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}[d_{\mathrm{Im}}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)+d_{\mathrm{Qm}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)],$ ω_m为第m个子载波角频率，d_Im和d_Qm为第m个子载波上的同相和正交分量信号。若以40GHz为载波，可得到载波cos(2nω_st)及与其角频率相差ω_m的已调信号，具体过程如下为：

$F\left(t\right)=\frac{1}{16}\left\{\begin{array}{c}3+2{\mathrm{RE}}_c^2{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\mathrm{\β}\right)\cos \left(2n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\\ -\frac{2\mathrm{\π}}{V_M}{\mathrm{RE}}_c^2\underset{m=1}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)[d_{\mathrm{Im}}\cos {\mathrm{\ω}}_{m}t+d_{\mathrm{Qm}}\sin {\mathrm{\ω}}_{m}t]\end{array}\right\}$

$=\frac{1}{16}\left\{\begin{array}{c}3+2{\mathrm{RE}}_c^2{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\mathrm{\β}\right)\cos \left(2n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\\ -\frac{\mathrm{\π}}{V_M}{\mathrm{RE}}_c^2\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(\mathrm{\β}\right)\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{Im}}[\cos (2n{\mathrm{\ω}}_s+{\mathrm{\ω}}_m)t+\cos (2{\mathrm{nw}}_s-{\mathrm{\ω}}_m)t]\\ +d_{\mathrm{Qm}}[\sin (2n{\mathrm{\ω}}_s+{\mathrm{\ω}}_m)t-\sin (2n{\mathrm{\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_m)t]\end{array}\right\}\end{array}\right\}$

通过第一带通滤波器24滤出载波cos(2nω_st)和信号d_Imcos[(2nω_s-ω_m)t]-d_Qmsin[(2nω_s-ω_m)t]，将cos(2nω_st)作为毫米波参考本振，用于上行接收解调；d_Imcos[(2nω_s-ω_m)t]-d_Qmsin[(2nω_s-ω_m)t]作为携带中频OFDM-QPSK数据信息的毫米波信号，经过第一毫米波放大器25后用毫米波天线27发射出去。而另一路则通过第二带通滤波器23滤出40GHz载波信号经第二毫米波放大器28放大后，作为毫米波参考本振，用于上行接收的解调。

下面以应用于37.5GHz RoF系统的下行传输进一步说明本发明。

在中心站的发送端，用作光源的激光器工作在1550nm波长，线宽1MHz，功率15.5dBm，经过保偏尾纤与DQPSK锂酸铌调制器的输入端相连。余弦微波信号源产生频率为f_s＝10GHz的余弦波，幅度V_M为6.5V，OFDM-QPSK信号源产生基带速率为1Gbps的数据信息，将它们加到DQPSK锂酸铌调制器的射频输入端口。DQPSK锂酸铌调制器的调相半波电压V_π为3.9V，产生的调相指数为β＝πV_M/V_π＝5.3(此时J₄(β)值为最大)，这时DQPSK锂酸铌调制器输出光波为：

$E_{\mathrm{out}}\left(t\right)=\frac{1}{4}{E}_c\left\{\exp \right[j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\frac{\mathrm{\π}}{2})]+\exp [j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t)]$

$+\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{c}t-\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t)\right]+\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{c}t+m\left(t\right)+\frac{\mathrm{\π}}{2})\right]\}$

经过掺铒光纤放大器、下行链路光纤传送到基站，光探测器得到光电流为：

$i_d\left(t\right)=\frac{1}{16}{\mathrm{RE}}_c^2\{3+\cos \left(2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)-2\cos \left(\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)m\left(t\right)\}$

通过第一带通滤波器后，将滤出第4次谐波即载波cos(2π×40×10⁹t)及与其角频率相差ω_i＝2π×2.5×10⁹Hz已调信号，ω_i是m个子载波的中心频率。

具体信号如下：

$F\left(t\right)=\frac{1}{16}\left\{\begin{array}{c}2R{E}_c^2{(-1)}^n{J}_4\left(10.6\right)\cos (2\mathrm{\π}\×40\×{10}^{9}t)\\ -{\mathrm{RE}}_c^2\frac{3.14}{6.5}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_4\left(5.3\right)\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{Im}}\cos (2\mathrm{\π}\×37.5\×{10}^{9}t)\\ -d_{\mathrm{Qm}}\sin (2\mathrm{\π}\×37.5\×{10}^{9}t)\end{array}\right\}\end{array}\right\}$

其中J₄(5.3)＝0.3996。上述信号经过第一毫米波放大器后用毫米波天线发射出去。而另一路则通过第二带通滤波器滤出40GHz载波信号放大后，作为毫米波参考本振，用于上行接收的解调，实验结果参见图2。

Claims (4)

1.一种光载无线系统，包括中心站(1)、基站(2)和下行链路光纤(3)，所述的中心站(1)和基站(2)通过下行链路光纤(3)连接，其特征在于，所述的中心站(1)包括用光纤依次串联的激光器(11)、由第一马赫-曾德尔调制器、第二马赫-曾德尔调制器和第三马赫-曾德尔调制器组成的DQPSK铌酸锂调制器(12)和掺铒光纤放大器(13)；所述的DQPSK铌酸锂调制器(12)使用推挽模式，用于产生含有余弦微波信号的四次谐波及其携带OFDM-QPSK数据信息边频分量；所述的基站(2)用于接收含有余弦微波信号的四次谐波及其携带OFDM-QPSK数据信息边频分量，通过调节偏压得到用于上行接收解调的本振信号和所需功率的带有OFDM-QPSK数据信息的毫米波信号，并将得到的毫米波信号通过天线发送。

2.根据权利要求1所述的光载无线系统，其特征在于，所述的基站(2)包括光探测器(21)、前置低噪声放大器(22)、功分器(26)、第一带通滤波器(24)、第一毫米波放大器(25)、毫米发射波天线(27)、第二带通滤波器(23)和第二毫米波放大器(28)；所述的光探测器(21)的光输入端接收含有余弦微波信号的四次谐波及其携带OFDM-QPSK数据信息边频分量，电输出端与所述的前置低噪声放大器(22)的输入端相连；所述的前置低噪声放大器(22)的输出端与所述的功分器(26)的输入端相连；所述的功分器(26)的第一输出端与第一带通滤波器(24)的输入端相连，所述的第一带通滤波器(24)与第一毫米波放大器(25)的输入端相连，所述的第一毫米波放大器(25)的输出端与所述的毫米发射波天线(27)相连；所述的功分器(26)的第二输出端与第二带通滤波器(23)的输入端相连，所述的第二带通滤波器(23)的输出端与所述的第二毫米波放大器(28)的输入端相连；所述的第二毫米波放大器(28)的输出信号作为用于上行接收解调的本振信号。

3.根据权利要求1或2所述的光载无线系统，其特征在于，所述的第三马赫-曾德尔调制器的一条臂上设有所述的第一马赫-曾德尔调制器，另一条臂上设有所述的第二马赫-曾德尔调制器；所述的第一马赫-曾德尔调制器的一条臂上的RF电极加上由一个余弦微波信号源(121)输出的余弦微波信号，余弦微波信号经过180°相移后加到第一马赫-曾德尔调制器的另一条臂上的RF电极；所述的第二马赫-曾德尔调制器的一条臂上的加上OFDM-QPSK中频信号；所述的第一马赫-曾德尔调制器和第二马赫-曾德尔调制器偏置在各自调制曲线的峰值点；所述的第三马赫-曾德尔调制器偏置在其自身调制曲线的中间点。

4.根据权利要求1所述的光载无线系统，其特征在于，所述的用于串联激光器(11)、DQPSK铌酸锂调制器(12)和掺铒光纤放大器(13)的光纤为保偏光纤。

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