CN102221841A - 基于电压反馈开关电容的折线段拟合电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电压反馈开关电容的折线段拟合电路，主要解决现有技术拟合折线段斜率受转换频率非线性影响的问题。该电路包含开关电容电路，运算放大器OP的负反馈回路及电流镜加法器。开关电容电路实现电荷的转移与积累，该电路的输出作为运算放大器OP负反馈回路的输入；运算放大器OP负反馈回路实现积累电荷的电压线性地转换为电流，并以此输出作为电流镜加法器的输入；电流镜加法器实现两支镜像电流的叠加并将其转化为电压，该电压再反馈到开关电容电路的输入端。本发明电路结构简单，提高了折线段逼近理想参考源的拟合度，可用于模拟集成电路的设计。

Description

基于电压反馈开关电容的折线段拟合电路

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，特别涉及折线段拟合的电路，可用于模拟集成电路的设计。

背景技术

随着数字集成电路与模拟集成电路的发展，混合信号集成电路结合了两者的优点以实现结构更复杂、功能更健全的系统集成。而系统复杂度的提高对参考源提出了多样化的要求，如：对数参考源在基于对数函数的信息压缩技术中有特定的用途；作为常用参考源之一的锯齿波信号源通常应用于脉宽调制(PWM)模式下的直流变直流(DC-DC)转换器恒压环路中；同时还有其它特殊形式的函数参考源以满足特定应用场合的需要。以对数参考源为例，关于对数函数的电路实现，其使人联想到模拟电路中由二极管或三极管与运算放大器构成的负反馈电路，如图1所示。鉴于二极管或三极管的I-V特性受温度的影响较大，以这种电路结构实现的对数参考源必然存在不同温度条件下输出参考值的漂移问题。如果引入相应的温度补偿电路，虽然在一定范围内能对输出精度起调节作用，但同时提高了集成电路设计的复杂度，并增加了电路调试的难度。

为了简化参考源的设计，在模拟集成电路中存在基于开关电容技术的折线段拟合方法。如图2所示，该方法采用开关电容电路并通过调节转换频率的大小而改变单位时间内电荷的转移数量，从而实现折线段斜率的频率可控。采用开关电容技术使得折线段的斜率与两电容的比值有关，保证了设计精度；其次，开关电容技术避免了对温度敏感的二极管或三极管的使用，具有较好的温度特性。但是基于开关电容技术的折线段拟合电路存在其固有的缺点：折线段的斜率不仅与转换频率的大小有关，同时还取决于开关电容电路中两电容之间的电压差。实际应用中，随着电荷转移次数的增多，该电压差逐渐减少，从而导致折线段的斜率在一定的转换频率下呈现非线性，并进一步影响到折线段逼近的拟合度。

发明内容

本发明的目的在于针对上述已有基于开关电容的折线段拟合电路的不足，提出一种基于电压反馈开关电容的折线段拟合电路，通过引入电压反馈保证开关电容电路中两个电容之间的电压差恒定，以实现转换频率线性调控转移电荷积累的变化率，提高折线段逼近理想对数函数的拟合度，降低折线段拟合参考源电路设计的复杂度。

为实现上述目的，本发明包括：开关电容电路、运算放大器OP的负反馈回路和电流镜加法器，其中：

运算放大器OP的负反馈回路，包括NMOS晶体管N1、反馈电阻R₁和运算放大器OP，NMOS晶体管N1的漏极连接到电流镜加法器中PMOS晶体管P1的漏极，NMOS晶体管N1的源极与反馈电阻R₁的一端并联连接到运算放大器OP的负输入端，NMOS晶体管N1的栅极连接到运算放大器OP的输出端，运算放大器OP的正输入端与开关电容电路中的第二电容C₂连接；反馈电阻R₁上产生的电压反馈到运算放大器OP的负输入端，并驱动NMOS晶体管N1的栅极以调整流过反馈电阻R₁的电流，以实现运算放大器OP正、负输入端的虚短特性。

电流镜加法器，包括四个PMOS晶体管P1、P2、P3和P4，恒流源Iref和转换电阻R₂，PMOS晶体管P2和P3的漏极与转换电阻R₂的一端并联连接，PMOS晶体管P4的漏极连接到恒流源Iref的输出端，PMOS晶体管P1和P2构成1∶1的电流镜，PMOS晶体管P3和P4也构成1∶1的电流镜，两电流镜的两支镜像电流相互叠加并汇流于转换电阻R₂，完成电流加法运算，该电流和在转换电阻R₂上产生的电压反馈到开关电容电路的输入端VH，以保证开关电容电路中第一电容C₁和第二电容C₂的电压差恒定。

所述的开关电容电路，包括第一电容C₁、第二电容C₂、第一开关K1、第二开关K2和第三开关K3，第一开关K1连接在开关电容电路的初始电压输入端VL与第二电容C₂之间，第二开关K2连接在第一电容C₁与在第二电容C₂之间，第三开关K3连接在开关电容电路的输入电压VH与第一电容C₁之间；第一开关K1断开后，第二开关K2和第三开关K3轮流导通，实现电荷从第一电容C₁到第二电容C₂的转移。

所述的NMOS晶体管N1为N型场效应管，PMOS晶体管P1、P2、P3和P4为P型场效应管，这些场效应管的宽长比满足运算放大器OP线性输出范围的指标要求。

所述的反馈电阻R₁和转换电阻R₂的阻值，以及恒流源Iref的输出电流I₂，满足R₁＝R₂，I₂·R₂＝ΔV，其中ΔV为开关电容电路中第一电容C₁和第二电容C₂之间所设定的电压差。

本发明与现有技术相比具有如下优点：

1.本发明的电路包括了无源器件中的电阻和电容，以及有源器件中的N型、P型场效应管，而不涉及二极管或三极管的使用，相比由二极管或三极管与运算放大器构成的参考源电路，本发明基于电压反馈开关电容的折线段拟合电路具有较好的温度特性，因此，省略了温度补偿电路，从而简化了电路结构；

2.本发明利用运算放大器的负反馈回路和电流镜加法器，通过引入电压反馈保证开关电容电路中两个电容之间的电压差恒定，以实现转换频率线性调控转移电荷积累的变化率，提高折线段逼近理想对数函数的拟合度，降低折线段拟合参考源电路设计的复杂度。

附图说明

图1为现有三极管与运算放大器构成的负反馈对数电路图；

图2为现有开关电容电路图；

图3为本发明的结构框图；

图4为本发明的电路原理图；

图5为用本发明得到的第一电容C₁与第二电容C₂上电压的线性关系仿真图；

图6为用本发明得到的电路仿真结果与理想对数函数对比图。

具体实施方式

参照图3，本发明基于电压反馈开关电容的折线段拟合电路，包括：开关电容电路、运算放大器OP的负反馈回路和电流镜加法器。开关电容电路实现电荷的转移与积累，该电路的输出作为运算放大器OP负反馈回路的输入。运算放大器OP负反馈回路实现积累电荷的电压线性地转换为电流，并以此输出作为电流镜加法器的输入。电流镜加法器实现两支镜像电流的叠加并将其转化为电压，该电压再反馈到开关电容电路的输入端。

参照图4，本发明的开关电容电路、电流镜加法器和运算放大器OP的负反馈回路的具体结构如下：

一.所述的开关电容电路1，包括第一电容C₁、第二电容C₂、第一开关K1、第二开关K2和第三开关K3。第一开关K1连接在开关电容电路的初始电压输入端VL与第二电容C₂之间，第二开关K2连接在第一电容C₁与在第二电容C₂之间，第三开关K3连接在开关电容电路的输入端VH与第一电容C₁之间；第一开关K1断开后，第二开关K2和第三开关K3轮流导通，实现电荷从第一电容C₁到第二电容C₂的转移。在零时刻之前，第一开关K1闭合，第二开关K2和第三开关K3打开，第二电容C₂预先充电至电压V_L。零时刻之后，第一开关K1打开，而第二开关K2和第三开关K3轮流导通，其转换频率为f。当第三开关K3闭合，第二开关K2打开时，第一电容C₁充电至电压V_C1，其上的电荷量为C₁·V_C1。当第三开关K3打开，第二开关K2闭合时，第一电容C₁向第二电容C₂转移电荷量ΔQ，并使最后两电容的电压均为V_avg，因此可以建立如下关系式：

ΔQ＝C₁·(V_C1-V_avg)＝C₂·(V_avg-V_L)                       (1)

$\mathrm{\Δv}=V_{\mathrm{avg}}-V_L=\frac{C_1}{C_1+C_2}\·(V_{C1}-V_L)=\frac{C_1}{C_1+C_2}\·\mathrm{\ΔV}---\left(2\right)$

其中Δv为第二开关K2第一次导通后由于电荷的转移而使电容C₂增加的电压量，ΔV为开关电容电路中第一电容C₁与第一电容C₂之间的电压差。在其后的电荷转移中，当转换频率为f时，单位时间内第二电容C₂上电压增加的电荷量为Δv·f，因此第二电容C₂上电压变化的斜率k为如式(3)所示。由于本发明提出的基于电压反馈的开关电容电路能在每次电荷转移中维持ΔV不变，对于一定的第一电容C₁和第二电容C₂，斜率k与转换频率f成正比。

k＝Δv·f＝ΔV·f·C₁/(C₁+C₂)。               (3)

二.所述的电流镜加法器3，包括四个PMOS晶体管P1、P2、P3和P4，恒流源Iref和转换电阻R₂，其中PMOS晶体管P1、P2、P3和P4为P型场效应管。PMOS晶体管P2和P3的漏极与转换电阻R₂的一端并联连接，PMOS晶体管P4的漏极连接到恒流源Iref的输出端，PMOS晶体管P1和P2构成1∶1的电流镜，PMOS晶体管P3和P4也构成1∶1的电流镜，两电流镜的两支镜像电流相互叠加并汇流于转换电阻R₂，完成电流加法运算，该电流和在转换电阻R₂上产生的电压反馈到开关电容电路的输入端VH。根据运算放大器OP的虚短特性，反馈电阻R₁上的电压能跟随第二电容C₂上的电压V_C2变化，并因此将电压量V_C2线性地转化为电流量I₁，同时，恒流源Iref提供一个恒定电流I₂。通过电流镜的作用将电流I₁和I₂共同作用于电阻R₂，转换电阻R₂上的电压反馈到开关电容电路的输入端VH。第一电容C₁上的电压在第一次电荷转移中充电至V_C1，从而得到等式(4)。如果令R₁＝R₂，I₂·R₂＝ΔV，则等式V_C1-V_C2＝ΔV成立。因此通过引入电压反馈能保证开关电容电路中两个电容之间的电压差ΔV恒定。

V_C1＝V_R2＝(I₁+I₂)·R₂＝V_C2·R₂/R₁+I₁·R₂。(4)

三.所述的运算放大器OP的负反馈回路2，包括NMOS晶体管N1、反馈电阻R₁和运算放大器OP，其中NMOS晶体管N1为N型场效应管。NMOS晶体管N1的源极与反馈电阻R₁的一端并联连接到运算放大器OP的负输入端，NMOS晶体管N1的漏极与PMOS晶体管P1的漏极连接，NMOS晶体管N1的栅极连接到运算放大器OP的输出端，运算放大器OP的正输入端与开关电容电路中的第二电容C₂连接；反馈电阻R₁上产生的电压反馈到运算放大器OP的负输入端，并驱动NMOS晶体管N1的栅极以调整流过反馈电阻R₁的电流，以实现运算放大器OP正、负输入端的虚短特性，从而得到第二电容C₂上的电压V_C2等于反馈电阻R₁上的电压V_R1。设定NMOS晶体管N1的最小过驱动电压为V_ds(N1)，PMOS晶体管P1的最小过驱动电压为V_ds(P1)，开关电容电路输入端VH的最大输入电压为V_H，考虑到第一电容C₁与第二电容C₂的恒定电压差为ΔV，可得到反馈电阻R₁上的最大电压V_R1(max)满足不等式(5)，进一步得到运算放大器OP的线性输出范围为不等式(6)：

V_R1(max)+ΔV＝V_H＜V_DD-V_ds(P1)-V_ds(N1)(5)

V_L≤V_R1＜V_DD-V_ds(P1)-V_ds(N1)-ΔV  。 (6)

本发明的效果可通过对理想对数函数作折线段拟合及其仿真实验进一步说明：

用本发明实现折线段函数g(t)，如等式(7)所示，其中t₁＝64us、t₂＝256us、t₃＝1024us、t₄＝4200us。

$g\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{g}_1\left(t\right)=9825\&CenterDot;t+1.5& 0\&le;t\&le;t_1\\ g_2\left(t\right)=2456\&CenterDot;(t-t_1)+g_1\left(t_1\right)& t_1<t\&le;t_2\\ g_3\left(t\right)=614\&CenterDot;(t-t_2)+g_2\left(t_2\right)& t_2<t\&le;t_3\\ g_4\left(t\right)=154\&CenterDot;(t-t_3)+g_3\left(t_3\right)& t_3<t\&le;t_4\end{array}\right.---\left(7\right)$

该折线段函数g(t)是理想对数函数f(t)＝3.42×10^-1·ln(t+12.20×10^-6)+5.37的最优化折线段拟合函数。

1.仿真参数

1.1)作用于折线段g₁(t)、g₂(t)、g₃(t)和g₄(t)的转换频率分别为f₁＝500KHz、f₂＝125KHz、f₃＝31.2KHz和f₄＝7.8KHz；

1.2)开关电容电路中第一电容C₁取值0.2pF，第二电容C₂取值10pF；

1.3)运算放大器OP的负反馈回路中反馈电阻R₁取值400KΩ，电流镜加法器中转换电阻R₂取值400KΩ，恒流源Iref的恒流输出大小I₂为2.5μA；

1.4)NMOS晶体管N1的尺寸大小为：L＝2μm，W＝10μm，m＝2；PMOS晶体管P1、P2、P3和P4的尺寸大小相同，均为：L＝1μm，W＝6μm，m＝3；

1.5)电源电压V_DD＝5V，开关电容电路的预充电电压V_L＝1.5V，最大输入电压V_H＝3.5V。

2.仿真内容

根据折线段函数g(t)的表达式，本发明的电路仿真内容包括：

2.1)对开关电容电路中第二电容C₂上的电压V_C2作0～5V的直流扫描，检验本发明开关电容电路中第一电容C₁上的电压V_C1与第二电容C₂上电压V_C2的线性关系，仿真结果如图5所示，图5中包含两条曲线：其一，虚线代表开关电容电路中第一电容C₁上电压V_C1的变化曲线；其二，实现代表开关电容电路中第二电容C₂上电压V_C2的变化曲线。

2.2)利用转换频率对折线段斜率的线性控制，实现折线段拟合函数g(t)。对本发明基于电压反馈开关电容的折线段拟合电路作瞬态仿真，仿真时间为0～4.2ms，同时对不带电压反馈的开关电容电路也作相同条件下的瞬态仿真，此时开关电容电路中第一电容C₁的充电电压为固定电压V_H，仿真结果如图6所示，图6中包含三条曲线：其一，黑实线代表理想对数函数曲线；其二，以正方形标注数据采样点的曲线为不带电压反馈的开关电容电路对理想对数函数作折线段拟合的电路仿真曲线；其三，以三角形标注数据采样点的曲线为带电压反馈的开关电容电路对理想对数函数作折线段拟合的电路仿真曲线。

3.仿真结果分析

从图5可以看出，在第二电容C₂上的电压V_C2从0至3.7V变化范围内两电容之间的电压差ΔV维持为1V。根据等式(3)，对于确定的第一电容C₁与第二电容C₂，该电路实现了转换频率f对折线段斜率k的线性控制。

从图6可以看出，不带电压反馈的开关电容电路所得到的折线段拟合曲线与理想对数曲线偏差较大，本发明基于电压反馈开关电容的折线段拟合电路得到的折线段拟合曲线与理想对数函数有较好的拟合效果。因此，本发明电路提高了折线段逼近理想对数函数的拟合度，并可以进一步完善或改进以实现其它函数形式的参考源电路。

Claims (4)

1.一种基于电压反馈开关电容的折线段拟合电路，包括开关电容电路、运算放大器OP的负反馈回路和电流镜加法器，其特征在于：

运算放大器OP的负反馈回路，包括NMOS晶体管N1、反馈电阻R₁和运算放大器OP，NMOS晶体管N1的漏极连接到电流镜加法器中PMOS晶体管P1的漏极，NMOS晶体管N1的源极与反馈电阻R₁的一端并联连接到运算放大器OP的负输入端，NMOS晶体管N1的栅极连接到运算放大器OP的输出端，运算放大器OP的正输入端与开关电容电路中的第二电容C₂连接；反馈电阻R₁上产生的电压反馈到运算放大器OP的负输入端，并驱动NMOS晶体管N1的栅极以调整流过反馈电阻R₁的电流，以实现运算放大器OP正、负输入端的虚短特性；

电流镜加法器，包括四个PMOS晶体管P1、P2、P3和P4，恒流源Iref和转换电阻R₂，PMOS晶体管P2和P3的漏极与转换电阻R₂的一端并联连接，PMOS晶体管P4的漏极连接到恒流源Iref的输出端，PMOS晶体管P1和P2构成1∶1的电流镜，PMOS晶体管P3和P4也构成1∶1的电流镜，两电流镜的两支镜像电流相互叠加并汇流于转换电阻R₂，完成电流加法运算，该电流和在转换电阻R₂上产生的电压反馈到开关电容电路的输入端VH，以保证开关电容电路中第一电容C₁和第二电容C₂的电压差恒定。

2.根据权利要求1所述的折线段拟合电路，其特征在于：开关电容电路包括第一电容C₁、第二电容C₂、第一开关K1、第二开关K2和第三开关K3，第一开关K1连接在开关电容电路的初始电压输入端VL与第二电容C₂之间，第二开关K2连接在第一电容C₁与在第二电容C₂之间，第三开关K3连接在开关电容电路的输入端VH与第一电容C₁之间；第一开关K1断开后，第二开关K2和第三开关K3轮流导通，实现电荷从第一电容C₁到第二电容C₂的转移。

3.根据权利要求1所述的折线段拟合电路，其特征在于：NMOS晶体管N1为N型场效应管，PMOS晶体管P1、P2、P3和P4为P型场效应管，这些场效应管的宽长比满足运算放大器OP线性输出范围的指标要求。

4.根据权利要求1所述的折线段拟合电路，其特征在于：反馈电阻R₁和转换电阻R₂的阻值，以及恒流源Iref的输出电流I₂，满足R₁＝R₂，I₂·R₂＝ΔV，其中ΔV为开关电容电路中第一电容C₁和第二电容C₂之间所设定的电压差。 

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