CN102195916B - 正交频分复用（ofdm）信号的多接收机传输方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明将预失真的方法与多通道接收结合起来，让预失真在不同的通道中起到不同的作用。本发明的正交频分复用(OFDM)信号的多接收机传输方法包括：在发送端对利用传统方法生成的多个子载波(S(K))进行预畸变，从而把所述多个子载波变换为预畸变子载波(S_TX(K))；在接收端用具有不同的滤波特性的多个滤波器件对包含所述预畸变子载波的模拟时域波形进行滤波；其中所述预畸变是根据所述多个滤波器件的所述滤波特性设定的，用于在所述接收端自动恢复出所述原始数据。本发明还提供了实施上述方法的正交频分复用(OFDM)信号的多接收机传输系统。

Description

正交频分复用(OFDM)信号的多接收机传输方法和系统

技术领域

本发明涉及正交频分复用OFDM信号的多接收机接收。 

背景技术

MCM(Multi-Carrier Modulation，多载波调制)及OFDM(orthogonalfrequency-division multiplexing，正交频分复用) 

MCM的基本思想是把数据流串并转换为n_c路速率较低的子数据流，用它们分别去调制n_c路子载波(subcarrier，SC)后再并行传输。因子数据流的速率是原来的1/n_c，即符号周期扩大为原来的n_c倍，这样MCM就把一个宽带频率选择信道划分成了n_c个窄带平坦衰落信道。其最大的目标在于为均衡技术的实现提供了便捷。从而具有很强的抗多径衰落和抗脉冲干扰的能力，特别适合于高速无线数据传输。OFDM是一种子载波相互混叠的MCM，因此它除了具有上述MCM的优势外，还具有更高的频谱利用率。 

以OFDM为代表的各种多载波复用技术有较好的抗频率选择性衰落特性，在过去的十年中，多载波复用技术，尤其是OFDM，已经在无线通信领域成为最主要的物理层接口实现方式之一，并已纳入诸多的无线网络标准，如IEEE802.11a/g WiFi、HiperLAN2、802.16WiMAX和数字音视频广播(DAB和DVB-T)。其优越的性能使其成为第三代无线通信的主要实现方式之一，并已广泛应用于世界各地。 

图7显示了传统OFDM的基本原理框图，其中，数据在发送端的S/P模块中进行串并转换，之后进行IFFT(inverse fast Fourier transform，逆快速傅立叶变换)使数据被加载到各子载波上，之后在P/S转换模块中进行并串转换。数字信号由DAC(digital-to-analog converter，数模转换器)转换为模拟信号，并进行调制和发送。在接收端，模拟信号在ADC(analog-to-digital converter，模数转换器)中采样得到数字信号，进行串并转换后，进行FFT(fast Fourier transform，快速傅立叶变换)从各子载波上恢复出原始数据，并进行并串转换。 

光OFDM 

在光通信领域，由于光纤传输技术的提高，传输速率也在飞速的上升，信号在传输中由于色散等原因所带来的损害也愈演愈烈。光正交频分复用(opticalorthogonal frequency-division multiplexing，OOFDM)作为一项有效解决诸问题的方法已经被提出和研究。OOFDM技术是多载波调制技术中的一种，数据流被串\并转换，并分别驱动不同频率的子载波，各子载波间相互正交。由于每一子 载波不受色散的影响，所以使得OOFDM成为一种适合于长距离传输的，能够降低色散补偿花费的优越方法。 

光正交频分复用技术首先由N.E.Jolley和J.M.Tang等人在OFC2005会议上提出。其主要目的是利用OFDM结合调制技术来抵抗光纤色散的影响，尤其是用来补偿链路长度不确定的波分复用(Wavelength Division Multiplexing，WDM)光交换网络中的色散。 

由于OOFDM系统为典型的MCM系统且有非常高的信号带宽，所以它成为分析及应用本申请所提出方法的主要对象。 

采样定理 

根据奈奎斯特采样定理，对于有一定带宽的模拟信号，采样率必须大于此信号带宽的两倍，以保证信号在频谱上无混叠现象，从而能够重建原信号。 

特别的，当信号为带通信号时，假设其上截止频率为f_H，下截止频率为f_L，那么抽样频率f_s应满足下列关系式， 

其中， 表示不超过某数的最大正整数。 

OFDM信号的采样率 

采样频率等于信号带宽是保证OFDM系统可以用FFT实现数字接收的必要条件，即接收端的抽样频率必须等于最高子载波的频率，这也正是上述奈奎斯特采样定理的最低条件。由于发送端同样是以IFFT来数字实现的，其最高子载波频率只是数字频率的上限而非真正的模拟频率，所以采样频率的大小主要取决于发送端的DA(digital-to-analog，数模转换)速率，即AD(analog-to-digital，模数转换)速率要严格等于DA速率。否则采样速率的偏移会导致子载波相互混叠和频率的相对偏移，以及子载波的泄露现象，从而在接收端得到的频谱线不再是发送端的各子载波频率点，而是其泄露展宽之后周边的能量较低的频率分量。这种频率的偏移会给信号的恢复带来很大的恶化，所以说OFDM系统是对频率稳定性和同步性要求较高的系统。当DA与AD其中一者设定之后，另一者必须无论从采样率的高速还是同步上都必须达到同样的标准。 

通过延时线利用多ADC进行高速采样 

针对带宽比较宽的模拟信号(这里不再专指OFDM信号)，通过延时线利用多ADC进行高速采样，又称为交织方法(Interleave)，其主要解决办法是利用多个低速率AD芯片拼合成一个速率较高的ADC。拼合方法主要是采用延时线的方法，即将不同的AD芯片前设置不同的延时，从而在小于ADC采样周期的时间内利用多ADC采到多个样值，如图1所示。 

然而，这种方法不仅要求各个ADC的采样率被同步在目标采样率f_s的1/N，还要求各ADC有相同的特性，尤其是相同的量化映射关系，否则会由于量化不一致引入相当大的噪声。另外，各通道采样时间相差的绝对值是严格以目标采样周期1/f_s为间隔的。即 

t_d＝1/f_s

其偏移同样会引入噪声。 

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种正交频分复用(OFDM)信号的多接收机传输方法，其特征在于包括： 

在发送端对利用传统方法生成的多个子载波(S(K))进行预畸变，从而把所述多个子载波变换为预畸变子载波(S_TX(K))， 

在接收端用具有不同的滤波特性的多个滤波器件对包含所述预畸变子载波的模拟时域波形进行滤波， 

其中所述预畸变是根据所述多个滤波器件的所述滤波特性设定的，用于在所述接收端自动恢复出所述原始数据。 

根据本发明的一个进一步的方面，上述方法进一步包括： 

对所述预畸变子载波(S_TX(K))进行逆快速傅立叶变换， 

对上述逆快速傅立叶变换后的预畸变子载波(S_TX(K))进行P/S转换处理，从而产生所述模拟时域波形； 

其中，所述接收端滤波器件的所述滤波特性可以是更改频谱幅度结构或相位结构中的一种或它们的组合，且所述接收端滤波器件可以是滤波器或延时线中的一种或它们的组合。 

根据本发明的一个进一步的方面，上述方法进一步包括： 

对所述多个滤波器件中的每一个输出的所述模拟时域波形，分别用一个单独的数-模转换器(DAC)进行记录，从而生成多路接收信号。 

根据本发明的一个进一步的方面，上述方法进一步包括： 

对原始数据进行QPSK映射从而生成多个子载波(S(K))， 

分别对所述多路接收信号进行相应的FFT变换，从而分别生成所述原始子载波的多个部分，该多个部分分别与所述多个滤波器件相对应， 

将所述多个部分的信号拼合。 

根据本发明的一个进一步的方面，上述方法的其特征在于： 

所述预畸变过程可表示为求解如下方程组 

$\underset{j=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i\left({\mathrm{\ω}}_{K+j{N}_C/N}\right)S_{\mathrm{TX}}(K+J{N}_C/N)=S(K+(i-1)N_C/N)1\≤K\≤N_C/N1\≤i\≤N$

其中N为接收端接收机个数，N_C为子载波个数，H_i(ω_K)为第i个接收机前置滤波器件在各所述子载波位置的频率特性，ω_K为子载波S(K)的角频率。 

根据本发明的另一个方面，提供了一种正交频分复用(OFDM)信号的多接收机传输系统，其特征在于包括： 

预畸变装置，用于在发送端对利用传统方法生成的多个子载波(S(K))进行预畸变，从而把所述多个子载波变换为预畸变子载波(S_TX(K))， 

在接收端的具有不同的滤波特性的多个滤波器件，用于对包含所述预畸变子载波的模拟时域波形进行滤波， 

其中所述预畸变装置的所述预畸变是根据所述多个滤波器件的所述滤波特性设定的，用于在所述接收端自动恢复出所述原始数据。 

根据本发明的一个进一步的方面，上述系统进一步包括： 

逆快速傅立叶变换装置，用于对所述预畸变子载波(S_TX(K))进行逆快速傅立叶变换， 

P/S转换处理装置，用于对上述逆快速傅立叶变换后的预畸变子载波(S_TX(K))进行P/S转换处理，从而产生所述模拟时域波形； 

其中，所述接收端滤波器件的所述滤波特性可以是更改频谱幅度结构或相位结构中的一种或它们的组合，且所述接收端滤波器件可以是滤波器或延时线中的一种或它们的组合。 

根据本发明的一个进一步的方面，上述系统进一步包括多个数-模转换器(DAC)，用于分别对所述多个滤波器件中的每一个输出的所述模拟时域波形进行记录，从而生成多路接收信号。 

根据本发明的一个进一步的方面，上述系统进一步包括： 

对原始数据进行QPSK映射从而生成多个子载波(S(K))的装置， 

分别对所述多路接收信号进行相应的FFT变换的装置，从而分别生成所述原始子载波的多个部分，该多个部分分别与所述多个滤波器件相对应， 

将所述多个部分的信号拼合的装置。 

根据本发明的一个进一步的方面，上述系统的特征在于： 

所述预畸变装置包括用于求解如下方程组的装置： 

$\underset{j=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i\left({\mathrm{\ω}}_{K+j{N}_C/N}\right)S_{\mathrm{TX}}(K+J{N}_C/N)=S(K+(i-1)N_C/N)1\≤K\≤N_C/N1\≤i\≤N$

其中N为接收端接收机个数，N_C为子载波个数，H_i(ω_K)为第i个接收机前置滤波器件在各所述子载波位置的频率特性，ω_K为子载波S(K)的角频率。 

附图说明

图1示意显示了根据本发明的一个实施例的多接收机系统。 

图2显示了图1实施例正各滤波器件的频幅和相频曲线。 

图3显示了一个实例的子载波在系统各处的统各处的实部与虚部。 

图4显示了两接收机上路接收(左)与高采样率单接收(右)同样数据量的星座图。 

图5用于说明对IFFT输入的划分。 

图6用于说明本发明的系统构成的时分多址形式。 

图7用于说明现有技术的方案。 

具体实施方式

OFDM信号的多接收机接收 

根据本发明的一个实施例，将预失真的方法与多通道接收结合起来，让预失真在不同的通道中起到不同的作用。 

当接收机的采样率被设置为接收信号带宽的1/N，混叠会在接收端发生。如果混叠在信号的传输之前就被考虑到，从而预先对信号作处理，那么就有可能在低采样率的接收端直接得到原有频谱，从而不仅接收端的采样率可以降低，而且通过将复杂性转移到发送端而降低接收端处理的复杂度。 

我们依然以1个OFDM符号周期为例，假设产生OFDM符号的各子载波为S(K)，子载波数为n_c＝N×L，频谱所占据带宽为N×BW。不考虑噪声等影响，在经过调制、传输与解调之后，其频谱仍保持不变，各子载波仍为S(K)。在接收端，当信号通过采样率为BW的ADC后，接收到的子载波会混叠为如下形式 

$S^{\′}\left(K\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}S(K+\mathrm{nL})1\≤K\≤L$

其中S’(K)为L点FFT的输出。 

如果我们在发送端发送的不是S(K)，而是对其进行预畸变后的子载波S_TX(K)1≤K≤N×L，那么我们就可以使在接收端FFT变换得到的子载波是原始子载波的一个长度为L的片段，即 

$S^{\′}\left(K\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{\mathrm{TX}}(K+\mathrm{nL})=S\left(K\right)1\≤K\≤L$

其工作便是找到序列S_TX(K)1≤K≤N×L使其满足上式。对于S_TX(K)来说，上式构成的是一个欠定方程组，满足其关系的S_TX(K)有无穷多种。 

我们的目的不仅仅是接收到原始子载波信息中的一个片段，而是所有的子载波，这就需要有其它低速接收机的参与。为了区分各接收机，得到不同的子载波信息，即“多角度地观察”到混叠的发生，我们仍然使用在抽样之前对各子载波加权的方法。假设接收机i的加权系数为A_i(K)1≤K≤N×L，恢复出的子载波为原始子载波的第i个长度为L的片段，则有 

$S_i\left(K\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i(K+\mathrm{nL})S_{\mathrm{TX}}(K+\mathrm{nL})=S(K+(i-1)L)1\≤K\≤L$

其中S_i(K)1≤K≤L为接收机i的FFT输出。当系统有N个独立的接收机时，上式就可构成一个含有N×L个独立方程的方程组，S_TX(K)1≤K≤N×L即可求得。从而，针对这样的接收机组，我们就知道了什么样的预失真序列可以在接收端恢复出各段原始载波。 

为了更好的得到混叠效果，不使过多的带外噪声也在混叠的过程中分段叠加进来，往往要在抽样前进行滤波。受滤波器件和信道固有特性的影响，传输函数的幅值往往不能再保证为一常值。这使得当我们用延时线来进行子载波加权工作时，其加权值不再仅仅是一相移量，而带有幅度变化。通常针对OFDM的特性，均衡技术会被利用在这里以消除这种影响。另外，我们在利用训练序列求其延时量时，得到的不仅仅是一个单一的延时量，而是各子载波上的加权。鉴于上述原因，我们可以将滤波和加权的工作结合起来，将恢复子载波的算法与均衡结合起来，把延时线结构稍稍复杂化，将其变为不同的滤波器。 

如图1所示，其中作为举例，设置了用于实施本发明的方法的发送端与接收端。数据在MATLAB中进行QPSK映射，生成256个子载波S(K)，再利用预畸变变换为S_TX(K)，进行IFFT变换之后输送到P/S部分，产生模拟时域波形，DAC采样率为250MSa/s，即OFDM符号双边带宽为250MHz。 

在图1所示的示例性实施例中，接收端有两个接收机1和2。两路信号被各路的ADC实时示波器进行记录。随后，在以4GSa/s采样并存储之前，该两路信号会经过不同的滤波。所选滤波器为2GHz低通滤波器，两滤波器有不同的相频特性。记接收机1、2的两滤波器频率特性分别为H₁(ω)和H₂(ω)，由于我们只关心滤波器在各子载波位置的频率特性，所以可以将其记作H₁(ω_K)和H₂(ωK)，其中ω_K为子载波S(K)的角频率。 

我们在MATLAB中分别对两路信号进一步作125MSa/s的降采样，之后进行128点FFT变换。最终在两接收机中分别接收到子载波的上下两部分，即S(1)～S(128)和S(129)～S(256)。如果有需要，可以在后端将两部分信号拼合。 

预畸变过程可表示为 

$\left\{\begin{array}{c}{H}_1\left({\mathrm{\ω}}_K\right)S_{\mathrm{TX}}\left(K\right)+H_1\left({\mathrm{\ω}}_{K+128}\right)S_{\mathrm{TX}}(K+128)=S\left(K\right)\\ H_2\left({\mathrm{\ω}}_K\right)S_{\mathrm{TX}}\left(K\right)+H_2\left({\mathrm{\ω}}_{K+128}\right)S_{\mathrm{TX}}(K+128)=S(K+128)\end{array}\right.1\≤K\≤256$

该预畸变是为了根据两个接收机前置的滤波器件的特性设定算法，在接收端自动恢复出原始数据。 

首先为了确定方程的系数，我们利用训练序列根据上式反解出H₁(ω_K)和H₂(ω_K)。在本实验中，我们测得的滤波器在各子载波频率点的幅频与相频特性如图2所示。 

当子载波S(K)，即256个QPSK的实部与虚部如图3(a)所示时，计算出的S_TX(K)为图3(b)所示。如果我们从示波器所记录的两路波形中以250MSa/s采样出无混叠信号，FFT后就可看到H₁(ω_K)S_TX(K)与H₂(ω_K)S_TX(K)，前者如图3(c)所示。而对于实际实验中接收机1的125MSa/s采样，恢复出的是混叠后的128个载波，如图3(d)所示。也就是说将图3(c)的前后部分叠加在一起，就可以得到图3(d)。 

将图3(d)与图3(a)前半部分进行比较，可以看到只是噪声对其小幅度的影响，接收机1很好的恢复出了原始信号的前半部分。其效果也可从与传统250MSa/s采样率单接收机相比较的星座图(图4)中观察到。 

对于接收机2，即下路接收的情况与接收机1相同，这里不再列出。在1Mb数据量的实验中，未出现误比特率。 

预失真部分的计算可用一矩阵方程来表示 

AS_TX＝S 

其中 

$A^{m,n}=\left\{\begin{array}{cc}{H}_1\left({\mathrm{\ω}}_n\right)& 1\≤m=n\≤128\mathrm{or}1\≤m=n-128\≤128\\ H_2\left({\mathrm{\ω}}_n\right)& 1\≤m-128=n\≤128\mathrm{or}129\≤m=n\≤256\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

S和S_TX为256×1向量，元素分别为S(K)和S_TX(K)。在计算每个预失真子载波S_TX(K)时，需要计算2次复乘和1次复加，每OFDM符号512次复乘256次复加。如果是更多的接收机，例如N个接收机，或者更多的子载波数目，例如n_c个子载波，每接收机ADC采样率为f_s/N，后端FFT尺寸为n_c/N。矩阵方程中矩阵A可以被表示为 

其中 代表上取整。则计算每个预失真子载波S_TX(K)时，需要计算N次复乘和N-1次复加。对于每个OFDM符号，共需要n_c×N次复乘和n_c×(N-1)次复加。 

由于接收机可以独立地接收片段原始数据，而片段又是对子载波连续划分的，则系统可以被设计为一到多的收发形式，即一个信源对应多个接收用户。若对发送端的IFFT通道进行划分，则可以使不同的划分区间对应不同的一个或多个接收机。这就构成了最原始的“多址”形式。 

图5显示了对16点IFFT的输入划分为四个区间的例子，每个区间对应一个接收用户。不同的用户被IFFT调制到不同的频率上。接收端由于接收机前置的加权滤波器件各不相同，所以每个接收机只能恢复出自己所对应的数据片段而看不到其他人的。在搭建系统时，接收端的滤波器件特性要汇总给发送端以生成预畸变的系数。 

从数据流和整个系统的角度来看，这种划分实际上构成了一个时分多址系统，每一串数据被以相同时钟周期分配给不同的地址，如图6所示。 

最后要指出的是，IFFT输入的各子载波与接收机的对应关系是随意的。在以上分析中为了说明简单，我们把子载波S(K)顺序等份划分给不同的接收机，事实上可以对每个S(K)任意指定其接收机。也就是说对于矩阵方程中的n_c×1向量S，其第K个元素不一定是S(K)，而是希望第 个接收机接收到的n_c/N个子载波中的第 个。 

应当理解的是，在以上叙述和说明中对本发明所进行的描述只是说明而非限定性的，且在不脱离如所附权利要求书所限定的本发明的前提下，可以对上述实施例进行各种改变、变形、和/或修正。 

Claims (2)

1.正交频分复用（OFDM）信号的多接收机传输方法，其特征在于包括：

在发送端对利用传统方法生成的多个子载波（S(K)）进行预畸变，从而把所述多个子载波变换为预畸变子载波（S_TX(K)），

在接收端用具有不同的滤波特性的多个滤波器件对包含所述预畸变子载波的模拟时域波形进行滤波，

其中所述预畸变是根据所述多个滤波器件的所述滤波特性设定的，用于在所述接收端自动恢复出原始数据，

对所述预畸变子载波（S_TX(K)）进行逆快速傅立叶变换，

对上述逆快速傅立叶变换后的预畸变子载波（S_TX(K)）进行并/串(P/S)转换处理，从而产生所述模拟时域波形，其中，所述接收端滤波器件的所述滤波特性是更改频谱幅度结构或相位结构中的一种或它们的组合，且所述接收端滤波器件是滤波器或延时线中的一种或它们的组合，

对所述多个滤波器件中的每一个输出的所述模拟时域波形，分别用一个单独的数－模转换器（DAC）进行记录，从而生成多路接收信号，

对原始数据进行四相相移键控(QPSK)映射从而生成多个子载波（S(K)），

分别对所述多路接收信号进行相应的FFT变换，从而分别生成所述原始子载波的多个部分，该多个部分分别与所述多个滤波器件相对应，

将所述多个部分的信号拼合，

其中

所述预畸变过程表示为求解如下方程组

$\underset{j=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i\left({\mathrm{\ω}}_{K+j{N}_C/N}\right)S_{\mathrm{TX}}(K+j{N}_C/N)=S(K+(i-1)N_C/N),1\≤K\≤N_C/N,1\≤i\≤N$

其中N为接收端接收机个数，N_C为子载波个数，H_i(ω_K)为第i个接收机前置滤波器件在各所述子载波位置的频率特性，ω_K为子载波S(K)的角频率。

2.正交频分复用（OFDM）信号的多接收机传输系统，其特征在于包括：

预畸变装置，用于在发送端对利用传统方法生成的多个子载波（S(K)）进行预畸变，从而把所述多个子载波变换为预畸变子载波（S_TX(K)），

在接收端的具有不同的滤波特性的多个滤波器件，用于对包含所述预畸变子载波的模拟时域波形进行滤波，

其中所述预畸变装置的所述预畸变是根据所述多个滤波器件的所述滤波特性设定的，用于在所述接收端自动恢复出原始数据，

逆快速傅立叶变换装置，用于对所述预畸变子载波（S_TX(K)）进行逆快速傅立叶变换，

并串(P/S)转换处理装置，用于对上述逆快速傅立叶变换后的预畸变子载波（S_TX(K)）进行P/S转换处理，从而产生所述模拟时域波形，其中，所述接收端滤波器件的所述滤波特性是更改频谱幅度结构或相位结构中的一种或它们的组合，且所述接收端滤波器件是滤波器或延时线中的一种或它们的组合，

多个数－模转换器（DAC），用于分别对所述多个滤波器件中的每一个输出的所述模拟时域波形进行记录，从而生成多路接收信号，

对原始数据进行QPSK映射从而生成多个子载波（S(K)）的装置，

分别对所述多路接收信号进行相应的FFT变换的装置，从而分别生成所述原始子载波的多个部分，该多个部分分别与所述多个滤波器件相对应，

将所述多个部分的信号拼合的装置，

其中

所述预畸变装置包括用于求解如下方程组的装置：

$\underset{j=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i\left({\mathrm{\ω}}_{K+j{N}_C/N}\right)S_{\mathrm{TX}}(K+j{N}_C/N)=S(K+(i-1)N_C/N),1\≤K\≤N_C/N,1\≤i\≤N$

其中N为接收端接收机个数，N_C为子载波个数，H_i(ω_K)为第i个接收机前置滤波器件在各所述子载波位置的频率特性，ω_K为子载波S(K)的角频率。