CN102170178A - 一种高压输电线路电流耦合取电装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高压输电线路电流耦合取电装置，在整流滤波电路后级增加一个电压比较器作为反馈控制系统，根据感应耦合器输出的能量，即电流大小在滤波电容两端产生的电压情况自动调节开关器件的断开或接通，控制感应耦合器的输出端提供能量或短路停止提供能量，使取电装置耦合的能量无论在输电导线小电流情况下还是在大电流下保持基本恒定，有效地控制了输出电压的稳定，这样本发明高压输电线路电流耦合取电装置既可以在输电导线小电流下可靠工作，又可以在大电流下不会因发热过压而损坏。本发明与现有技术相比，不需要保护器件对由于高压输电导线电流增加而带来的多余输入能量进行分流消耗，克服了现有技术的高压输电线路电流耦合取电装置容易烧坏负载的缺陷。

Description

一种高压输电线路电流耦合取电装置

技术领域

本发明属于电源设计技术领域，更为具体地讲，涉及一种高压输电线路电流耦合取电装置。

背景技术

随着国民经济的高速发展，各行各业对电力的需求量越来越大，对供电部门提供电力供应的稳定性、不间断性及伴随服务等的要求也越来越高，因此远距离高压输电线路的电网运行的安全性显得尤为重要。

目前远距离高压输电线路所处的地理环境、气候条件比较恶劣，而且由于高压输电线路所经过的地方多是高山，因此对高压输电线路的维护在采用传统的人工模式下十分困难。

为此，高压输电网局及电力公司一直在寻找有效的监测管理手段，能够对高压输电线路的上述问题进行有效的监测，以提高高压输电线路的安全性、可靠性。

目前，一些电力公司采用了一些自动化监测手段，也收到了一定的效果。以目前现有的高压输电线路监测产品来看，大多采用的是光伏电池加蓄电池的供电方案，此方案的优点是直接使用光能，无需考虑从高压输电线路取电。但是目前通过一些地方的使用，这种方案也暴露出不少问题，最主要表现在三个方面：

1、可靠性不好，不少装置安装后工作半年左右电源部分就出现故障，这些故障主要是由于目前用蓄电池的工作温度范围有限，长期暴露在野外环境使得蓄电池的寿命大大降低；

2、是使用光伏板和蓄电池成本太高，不便于推广使用；

3、安装相对复杂，现场施工难度和施工量相对较大。

因此，如何可靠经济地通过高压输电线路获得设备的工作电源，对于输电线路在线监测系统的推广具有十分重要的意义。

高压输电线路电流耦合取电装置的原理比较简单，困难的地方是在于如何对电源输出的功率进行有效的控制。因为对高压输电导线来讲，电流的波动是比较大的，以额定电流为600A的输电线路来讲，其输电导线电流的变换范围可以从30几安变化到5、6百安。如果绕制感应耦合器的线圈时，考虑到在小电流时设备能可靠工作，在大电流时如果我们不能相应的动态调节负载，则线圈两端可能产生高压烧毁整个取电装置。

图1是现有技术的高压输电线路电流耦合取电装置原理示意图。

如图1所示，现有技术的高压输电线路电流耦合取电装置主要为旁路方案来解决输电导线电流增加，线圈输出电压增加可能烧毁取电装置的问题，其原理如下：

当感应耦合器耦合输出功率大于负载Z消耗所需能量时，感应耦合器的线圈输出的电流经过整流、滤波后输出电压，即A点电压会升高，当超过保护器件V1的稳压值后，保护器件V1反向导通，多余输出电流由保护器件V1释放。感应耦合器的耦合铁芯为环形，输电导线从环中央穿过。感应耦合器的制作和工作原理属于现有技术，图1中只给出了示意图，其工作原理在2005年8月17日公布的、公开号为CN 1655421A、名称为“用于架空高压输电导线的感应取电装置”的中国发明专利申请公布说明书中有详细的描述。此外，在其他多篇专利文献中也论述，在此不再论述。

首先我们对图1所示取电装置的工作状态做如下假设：负载设备Z的工作电压范围为直流9伏特～35伏特，功率为3瓦特；当一次侧电流，即高压输电导线I在600安培时，二次侧，即感应耦合器的线圈在短路状态下输出电流i为2.5安培；保护器件V1启动电压定为30伏特。

在上述假设条件下，如果我们选择适当的耦合铁芯，并在耦合铁芯上绕制相应的线圈匝数，保证在一次侧电流I在25安培时二次感应回路，即线圈输出刚好能输出3瓦特的功率，则此时二次感回路输出的电流i为0.1安培。

随着一次侧电流I的增加，二次侧的感应输出电流i也会增加，由于负载Z的功率固定为3瓦特，此时A点电压会上升，当A点电压超过保护器件V1的启动电压30伏特时，保护器件V1开始导通工作，并把电压稳定到30伏特左右。一次侧电流I达到600安培时，二次感回路输出的电流i为2.4安培，通过保护器件V1的电流近似为2.3安培，由于A点电压被钳为30伏特，此时在保护器件V1上产生的功耗为69瓦特。

69瓦特的发热对于保护器件来讲这是相当大的，需要很好的散热装置才能保证保护器件V1上的温度不会超过其工作的极限温度，否则会使保护器件V1很快因为过热而烧掉，从而使取电装置失去过压保护而烧坏负载Z。

为了保证一次侧电流I在25安培时取电装置能够可靠工作且保护器件V1的最大发热量不超过10瓦特，则取电装置能适应的最一次侧电流I最好小于107安培。反之，如果要想一次侧电流I在600安培时保护器件V1上的功率不大于10瓦特，则设备能工作的最小一次电流I为138安培。由此可见采用过压保护的方式对一次侧电流I的范围有很大的限制。

这使得采用此方案设计的取电装置面临一个很尴尬的局面：要想取电装置在一次侧大电流时安全工作，则在一次侧电流较小时取电装置可能无法启动；反之，想要取电装置在一次侧较小电流下可以稳定工作，则又面临一次侧大电流情况下的取电装置发热问题，这使得采用这种耦合方式的取电装置的使用范围大受限制。因此该方案目前主要应用于微功耗的无线传感器网络上。其应用是取电装置按照输电线路额定电流上限设计，即如果输电线的额定电流是600安培，则电源设计上要保证在600安培时稳压器件的发热在安全范围内，首先保证设备的安全性，然后在设备中增加储能器件，保证设备在一次电流低于最小启动电流时能够通过储能器件提供设备正常工作需要的能量，如前述的公开号为CN 1655421A、名称为“用于架空高压输电导线的感应取电装置”的中国发明专利申请公布说明书中的取电装置。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种既可以在输电导线小电流下可靠工作，又可以在大电流下不会因发热过压而损坏的高压输电线路电流耦合取电装置。

为实现上述目的，本发明高压输电线路电流耦合取电装置包括：

一感应耦合器，感应耦合器的环形铁芯将高压输电导线包围在其中，环形铁芯上绕制有耦合线圈，耦合线圈两端为感应耦合器的输出端；

一整流桥，其输入接感应耦合器的输出端，将感应耦合器感应耦合的交流电流变为直流电流；

一滤波电容，接整流桥的输出，用于对整流桥输出的直流电流的滤波，得到平滑的直流电流；

其特征在于，还包括：

一电压比较器，接滤波电容两端，整流桥向滤波电容供电，当滤波电容两端的电压高于设定值时，输出一控制信号；

一开关器件，根据电压比较器输出的控制信号接通，使感应耦合器的输出端短路，整流桥停止向滤波电容充电，从而使滤波电容两端的电压恢复到设定值以下，电压比较器不再输出控制信号，开关器件恢复到断开状态，感应耦合器的输出端不再短路，整流桥继续向滤波电容供电，这样重复工作，将滤波电容两端的电压稳定，并作为电流耦合取电装置的输出，提供给高压输电线路上各种用电设备。

本发明目的是这样实现的：

本发明高压输电线路电流耦合取电装置，感应耦合器通过磁感应从高压输电导线上耦合输出交流电流，然后通过整流桥整流、滤波器滤波后，得到平滑的直流电流。由于感应耦合器输出的电流随高压输电导线的增加而增加，这样导致，滤波器滤波后输出的直流电压增加，本发明通过电压比较器对滤波电容两端的电压，即电流耦合取电装置的输出电压进行采集，当其高于设定值时，输出一控制信号，使感应耦合器的输出端短路，整流桥停止向滤波电容充电，从而使滤波电容两端的电压恢复到设定值以下，此时，电压比较器不再输出控制信号，开关器件恢复到断开状态，感应耦合器的输出端不再短路，整流桥继续向滤波电容供电，这样重复工作，将滤波电容两端的电压稳定，并作为电流耦合取电装置的输出，提供给高压输电线路上各种用电设备。

在整流滤波电路后级增加一个电压比较器作为反馈控制系统，根据感应耦合器输出的能量，即电流大小在滤波电容两端产生的电压情况自动调节开关器件的断开或接通，控制感应耦合器的输出端提供能量或短路停止提供能量，使取电装置耦合的能量无论在输电导线小电流情况下还是在大电流下保持基本恒定，有效地控制了输出电压的稳定，这样本发明高压输电线路电流耦合取电装置既可以在输电导线小电流下可靠工作，又可以在大电流下不会因发热过压而损坏。

本发明与现有技术相比，不需要保护器件对由于高压输电导线电流增加而带来的多余输入能量进行分流消耗，克服了现有技术的高压输电线路电流耦合取电装置容易烧坏负载的缺陷。

附图说明

图1是现有技术的高压输电线路电流耦合取电装置原理示意图；

图2是本发明高压输电线路电流耦合取电装置一种具体实施方式原理框图；

图3是图2所示高压输电线路电流耦合取电装置的电原理图；

图4是图3所示双向可控硅K1两端的电压波形图；

图5是图3所示三极管Q1的发射极电压波形图。

图6是图3所示高压输电线路电流耦合取电装置改进的电原理图；

图7是图6所示高压输电线路电流耦合取电装置的进一步改进电原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例1

图2是本发明高压输电线路电流耦合取电装置一种具体实施方式原理框图；

在本实施例中，如图1所示，本发明基本发明高压输电线路电流耦合取电装置包括感应耦合器T1、整流桥BT1、滤波电容C1。

感应耦合器T1的环形铁芯将高压输电导线包围在其中，环形铁芯上绕制有耦合线圈，耦合线圈两端CO1、CO2为感应耦合器T1的输出端。

整流桥BT1的输入接感应耦合器T1的输出端，即耦合线圈两端CO1、CO2，将感应耦合器感应耦合的交流电流i变为直流电流；

滤波电容C1接整流桥的输出，对整流桥BT1输出的直流电流进行滤波，得到平滑的直流电流；

本发明在现有技术的基础上，增加了电压比较器以及开关器件。

电压比较器接滤波电容C1两端，整流桥BT1向滤波电容供电，当滤波电容C1两端的电压，即A点电压高于设定值时，输出一控制信号；

开关器件根据电压比较器输出的控制信号接通，使感应耦合器T1的输出端即耦合线圈两端CO1、CO2短路，整流桥BT1停止向滤波电容C1充电，从而使滤波电容C1两端的电压恢复到设定值以下，电压比较器不再输出控制信号，开关器件恢复到断开状态，感应耦合器T1的输出端不再短路，整流桥BT1继续向滤波电容C1供电，这样重复工作，将滤波电容C1两端的电压稳定，并作为电流耦合取电装置的输出，提供给高压输电线路上各种用电设备，即负载Z。

在本实施例中，如图2所示，所述的耦合线圈为绕制在环形铁芯上的二次线圈中间抽头，即图中的CO2端与二次线圈的一个输出端抽头即图中的CO1端间的线圈；所述的感应耦合器的输出端短路与不短路是开关器件根据电压比较器输出通过短路与不短路二次线圈，即图中的CO1、CO3端来实现的。这种连接方式的好处在于，由于耦合线圈是二次线圈抽头获得的，二次线圈的匝数多于耦合线圈，在短路时，二次线圈中流过的电流较小。

图3是图2所示高压输电线路电流耦合取电装置的电原理图。

在本实施例中，如图2所示，所述的电压比较器包括：

一运算放大器U1；

两只分压电阻R1、R2，两只分压电阻R1、R2串联在一起连接在滤波电容C1两端，其串联连接点接运算放大器U1的正端；

一限流电阻R3和稳压二极管V2，偏置电阻R3一端连接到滤波电容C2的正端，即图3中的A点，另一端连接到稳压二极管V2的正端，稳压二极管V2的负端接滤波电容C2的负端，即地；稳压二极管V2的正端接运算放大器U1的负端；

这样，当滤波电容C1两端的电压，即A点电压高于设定值时，接运算放大器U1输出一高电平控制信号，从而接通开关器件，使感应耦合器T1的输出端即耦合线圈两端CO1、CO2短路。

在本实施例中，如图3所示，电压比较器的输出端，即接运算放大器U1的输出端还接有一驱动电路，驱动电路将高电平控制信号转换为驱动电流去驱动隔离光电耦合器V3，使其导通或截止。光电耦合器V3其到控制电路与被控制的开关器件、感应耦合器T1的电气隔离作用。

在本实施例中，如图3所示，驱动电路为三级管Q1和两只偏置电阻R5、R6构成，三级管Q1的基级接到电压比较器的输出端，一只偏置电阻，即R5一端接到滤波电容C1的正端，另一端接三级管Q1的基级，另一只偏置电阻，即R6接在滤波电容C1的正端和三级管Q1的集电极之间，三级管Q1的发射极作为输出，接到光电耦合器V3的正输入端，光电耦合器V3负端接地，即滤波电容C1的负端。

在本实施例中，如图3所示，开关器件采用双向可控硅K1连接在二次线圈，即图中的CO1、CO3端，采用双向可控硅K1的控制端在光电耦合器V3输出导通时，接通到二次线圈的一个输出端，在本实施中，为CO3端。

在本实施例中，如图3所示，光电耦合器的正负输出端接到另一整流桥BT2的正负端，整流桥BT2的另外两端作为输出端分别连到双向可控硅K1的控制端和二次线圈的一个输出端。在本实施例中，由于采用的光电耦合器V3内的受控器件为单向导通的光敏三级管，因此，在双向可控硅K1与光电耦合器V3之间加入整流桥BT2，使得双向可控硅K1在光敏三级管导通时，其控制端可以在二次线圈两端不论是正向还是电流均可使双向可控硅K1导通。如图3所示，当二次线圈的CO3端为电压高，CO1端为电压低时，CO3端输出电流经整流桥BT2的二极管D1、光电耦合器V3、整流桥BT2的二极管D3到双向可控硅K1的控制端，使其电压升高，双向可控硅K1导通；相反，当二次线圈的CO3端为电压低，CO1端为电压高时，双向可控硅K1的控制端输出电流经整流桥BT2的二极管D2、光电耦合器V3、整流桥BT2的二极管D4到二次线圈的CO3端，双向可控硅K1的控制端电压降低，双向可控硅K1导通。

在本实施中，本发明的高压输电线路电流耦合取电装置是这样工作的：

感应耦合器T1输出的电流，经过整流桥BT1整流后的感应电压从半波零升，升到滤波电容C1两端的电压后就对其充电。当滤波电容C1两端的电压升至电压比较器设定值后，即分压电阻R1、R2串联连接点电压大于稳压二级管的稳压值时，运算放大器U1的输出发生反转，从低电平跳变到高电平控制信号。

高电平控制信号经过驱动电路驱动，从三级管的发射极输出驱动电流驱动光电耦合器V3导通，从而使双向可控硅K1的控制端通过整流桥T2、光电耦合器V3与二次线圈的一端，在本实施例中，为CO3端导通。由于此时输出的电压幅度值达到了滤波电容C1两端的电压值，因此，双向可控硅K1两端导通，使感应耦合器T1的二次线圈短路，滤波电容C1失去充电电流，负载电流靠滤波电容C1放电维持，直到下个半波感应电流到来，便开始下个半波控制过程。

在本发明中，感应耦合器的一次侧是恒流源，当可控硅受触发而短路二次绕组后，其短路电流的去磁作用，使铁芯处于低励磁低功耗状态。即用可控硅短路电源交流输入来控制输出电压的控制方式，避免了大电流下的耦合铁芯的磁饱和发生。

此外和图1的传统方式相比，传统方式下，保护器件V1的击穿启动电压为A点的电压，而本发明中的可控硅短路电压固定为1V左右，根据功率计算公式G＝UI，如果设定A点的工作电压为25V，则采用图1在保护器件V1上产生的功率是图2中开关器件，即双向可控硅K1的25倍。因此，本发明可以在较低的发热条件下对高压输电线路电流耦合取电装置进行过压保护。

图4是图3所示双向可控硅K1两端的电压波形图。

在本实施中，高压输电导线的电流为600A，测得双向可控硅K1两端的电压如图4所示。从图4可以看出，在整个输出电流形成的输出电压的上半周期中，当电压值大于滤波电容C1两端的电压时开始充电，滤波电容C1两端的电压大于设定值时，就会对双向可控硅K1进行短路，然后双向可控硅K1两端维持在1伏左右。然后，在下半周期到来，双向可控硅K1电压过零点时，双向可控硅K1恢复到断开状态，当负半周期的电压值大于滤波电容C1两端的电压时开始充电，滤波电容C1两端的电压大于设定值时，就会对双向可控硅K1进行短路，然后双向可控硅K1两端维持在-1伏左右。当上半周期到来，双向可控硅K1电压过零点时，双向可控硅K1恢复到断开状态，电压值大于滤波电容C1两端的电压时开始充电，这样重复，达到调节输出电压的作用。

从图4中，我们可以看出，在本实施例中，本发明的高压输电线路电流耦合取电装置是通过斩波方式来调节输出电压的。

图5是图3所示三极管Q1的发射极电压波形图。

从图5中，我们可以看出，在本实施例中，本发明的高压输电线路电流耦合取电装置的控制信号为高电平信号，驱动电路输出驱动电流，此时三极管Q1的发射极电压为高电平，驱动光电耦合器V3导通，触发双向可控硅K1导通；触发双向可控硅K1导通后，感应耦合器T1输出端短路，滤波电容C1无法继续充电，而负载Z的能量消耗，使其放电，滤波电容C1两端的电压降低，电压比较器输出低电平，三极管Q1的发射极也变为低电平，停止输出驱动电流，此时三极管Q1的发射极电压为低电平，光电耦合器V3截止，双向可控硅K1维持导通，直到电压过零点。

实施例2

通过电压比较器的电平翻转来触发可控硅，其触发过程很长，脉宽还受一次电流影响。这可能对二次线圈短路情况下的快速反应不利。双向可控硅K1理想的触发信号应是短而强的脉冲。

图5是图3所示高压输电线路电流耦合取电装置改进的电原理图。

在本实施例中，如图5所示，在运算放大器的输出端与正输入端间接入一正反馈电阻R4，使运算放大器在滤波电容C1两端的电压大于设定值时能快速输出高电平控制信号，延长高电平控制信号的输出时间，使双向可控硅K1快速、稳定可靠地导通。

经这些措施后，电路控制性能提高，输出稳定，当一次电流在600A～60A变化时，300Ω负载，输出电压24.15～24.18V

实施例3

如图6所示的高压输电线路电流耦合取电装置，在用于高压线在线检测装置或设备时要求较高的可靠性，即使它出问题，就是不能工作，也要尽量避免它对线路或工作人员造成危害。

从图6可见，只要接线合理可靠、保证备用稳压管和可控硅质量以及足够的富裕容量，二次开路故障的可能性是不大的。

这种取电装置也与电流互感器一样，一旦二次回路开路会造成铁芯过热和二次线圈过压危险。除了在安装接线上采取措施外，设计还增设了后备保护。

图7是图6所示高压输电线路电流耦合取电装置的进一步改进电原理图。

如图7所示，在双向可控硅K1控制端和二次线圈的一个输出端之间接入串联的两只稳压二极管的D5和D6，两只稳压二极管的D5和D6的正端连在一起，负端分别接双向可控硅K1控制端和二次线圈的一个输出端。这样任何原因造成可控硅失去触发信号，稳压二极管便提供触发电流，输出电压仍能控制在允许范围内，只是电压稍高了些，取电装置仍能正常工作。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (8)

1.一种高压输电线路电流耦合取电装置包括：

一感应耦合器，感应耦合器的环形铁芯将高压输电导线包围在其中，环形铁芯上绕制有耦合线圈，耦合线圈两端为感应耦合器的输出端；

一整流桥，其输入接感应耦合器的输出端，将感应耦合器感应耦合的交流电流变为直流电流；

一滤波电容，接整流桥的输出，用于对整流桥输出的直流电流的滤波，得到平滑的直流电流；

其特征在于，还包括：

一电压比较器，接滤波电容两端，整流桥向滤波电容供电，当滤波电容两端的电压高于设定值时，输出一控制信号；

一开关器件，根据电压比较器输出的控制信号接通，使感应耦合器的输出端短路，整流桥停止向滤波电容充电，从而使滤波电容两端的电压恢复到设定值以下，电压比较器不再输出控制信号，开关器件恢复到断开状态，感应耦合器的输出端不再短路，整流桥继续向滤波电容供电，这样重复工作，将滤波电容两端的电压稳定，并作为电流耦合取电装置的输出，提供给高压输电线路上各种用电设备。

2.根据权利要求1所述的高压输电线路电流耦合取电装置，其特征在于，所述的耦合线圈为绕制在环形铁芯上的二次线圈中间抽头与二次线圈的一个输出端抽头间的线圈；所述的感应耦合器的输出端短路与不短路是开关器件根据电压比较器输出通过短路与不短路二次线圈来实现的。

3.根据权利要求2所述的高压输电线路电流耦合取电装置，其特征在于，还包括驱动电路、光电耦合器；

所述的控制信号在驱动电路中转换成取电电流，控制光电耦合器接通或断开，然后，再通过光电耦合器的接通或断开控制开关器件的接通和断开。

4.根据权利要求3所述的高压输电线路电流耦合取电装置，其特征在于，还包括另一整流桥；

所述的开关器件采用双向可控硅连接在二次线圈上，采用双向可控硅的控制端在光电耦合器输出导通时，光电耦合器的正负输出端接到另一整流桥的正负端，另一整流桥的另外两端作为输出端分别连到双向可控硅的控制端和二次线圈的一个输出端。

5.根据权利要求4所述的高压输电线路电流耦合取电装置，其特征在于，所述的电压比较器包括：

一运算放大器；

两只分压电阻，两只分压电阻串联在一起连接在滤波电容两端，其串联连接点接运算放大器的正端；

一限流电阻和稳压二极管，偏置电阻一端连接到滤波电容的正端，另一端连接到稳压二极管的正端，稳压二极管的负端接滤波电容的负端；稳压二极管的正端接运算放大器的负端。

6.根据权利要求5所述的高压输电线路电流耦合取电装置，其特征在于，所述的电压比较器还包括一正反馈电阻，连接在运算放大器的输出端与正输入端之间。

7.根据权利要求4或6所述的高压输电线路电流耦合取电装置，其特征在于，所述的驱动电路为三级管和两只偏置电阻构成；

三级管的基级接到电压比较器的输出端，一只偏置电阻一端接到滤波电容的正端，另一端接三级管的基级，另一只偏置电阻接在滤波电容的正端和三级管的集电极之间，三级管的发射极作为输出，接到光电耦合器的正输入端，光电耦合器负端接滤波电容的负端。

8.根据权利要求4或7所述的高压输电线路电流耦合取电装置，其特征在于，在双向可控硅控制端和二次线圈的一个输出端之间接入串联的两只稳压二极管，两只稳压二极管的正端连在一起，负端分别接双向可控硅控制端和二次线圈的一个输出端。

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