CN102104816B - 基于群时延的低音管理 - Google Patents

Abstract

基于群时延的低音管理。本发明提供一种用于改善收听空间中低音频率范围内的音频再现的全通滤波器设计方法。该收听空间包含至少一个扬声器和至少一个收听位置。该方法包含：针对每个扬声器，提供需要均衡且与收听空间中一个预定位置相关的群时延响应；针对每一个布置在一个相应扬声器上游的全通滤波器计算滤波器系数；该全通滤波器具有使得相应群时延响应匹配预定目标群时延响应的传递特性。

Description

基于群时延的低音管理

技术领域

本发明涉及一种用于自动均衡音频系统产生的低音频率(低音)范围中的群时延的方法和系统，本发明还涉及“低音管理”方法或系统。

背景技术

直到现在，例如在机动车辆中手动地听觉优化专用系统是常见的实践。尽管已经付出很大的努力来使得该手动过程自动化，这些方法和系统在实践中显示出不足或者是极其复杂和昂贵的。在诸如汽车内部这样的小的高反射区域，仅仅实现了听觉中的微小改进。在一些情况中，结果甚至更糟。

尤其在约100至150赫兹以下的频率范围中，小的高反射空间内部的驻波可能在诸如机动车辆中的两个前排座和两个后排乘客座位这样的各个收听位置导致极不相同的声压级(SPL)。这些不同的声压级使得个人的音频感觉与他/她的收听位置相关。然而，专业声学家的工作已经证明这一事实：即使使用简单的方式也能实现好的听觉结果。

已知一种允许几乎在任意空间建模任意音响系统的方法。然而，这种所谓的波前合成需要诸如计算功率、存储器、扬声器、放大器通道等大量资源。由于成本和可用性等原因，该技术因而不适于很多应用，尤其不适于用在汽车产业中。

而且，自动低音管理系统是已知的，这种自动低音管理系统的目标在于均衡且同时最大化收听空间内听者位置处的低音频率范围中的声压级。然而，在听力测试中，结果评估为不足，指示执行SPL均衡可能仅仅是改进低音频率级中的声音再现的质量的一个步骤。

需要一种自动低音管理系统，其能够适当地代替原先使用的通过有经验的声学家实施的手工均衡的复杂过程，且可靠地改善低音频率范围中的声印象。

发明内容

本发明公开了一种用于改善收听空间中低音频率范围内音频再现的方法。收听空间包括至少一个扬声器和至少一个收听位置。该方法包括：为每个扬声器提供与收听空间内的一个预定位置相关的需要均衡的群时延响应；为每个布置在一个相应扬声器上游的(多个)全通滤波器计算滤波器系数，该(多个)全通滤波器具有使得(多个)相应群时延响应匹配预定目标群时延响应的传递特性。

附图说明

参考下面的附图和说明能够更好地理解本发明。在附图中，相似的参考标号表示相应的部件。附图中：

图1是说明在汽车车厢中4个不同收听位置测量的频率上以分贝表示的声压级的视图，该汽车具有供应到扬声器的未经修改的音频信号。

图2是说明汽车车厢中的驻声波的示意性侧视图，该驻声波是造成收听位置之间的声压级(SPL)中大差异的原因。

图3是说明机动车辆车厢中的座位布置以及收听位置以及扬声器布置的示意性顶视图；

图4说明限定目标全通滤波器的群时延的频率相关限制的频率上的群时延约束函数的示例；以及

图5是说明扬声器上游的音频通道中的群时延均衡滤波器的布置的示意性顶视图。

具体实施方式

在借助汽车中的扬声器或一组扬声器再现音频信号时，即使扬声器贯穿汽车对称布置，对于不同收听位置存在的声压级(SPL)，汽车车厢中的测量得出明显不同的结果。图1的视图说明了这种结果。在视图中，示出了4条曲线，每条曲线说明在向扬声器提供音频信号的同时，车厢中的4个不同收听位置(即，两个前排和两个后排座位的头枕附近)测量的频率上以分贝(dB)表示的声压级。可以看出，依赖于应用的频率，在空间前排的收听位置测量的声压级和在后排的收听位置测量的声压级的差异高达15dB。然而，典型地可以在作为低音频率范围的一部分的约40至90赫兹的频率范围内观察到SPL曲线之间的最大差距。

“低音频率范围”并不是很好定义的术语，但是广泛地用在例如从0至80赫兹、0至100赫兹或甚至0至150赫兹的范围中的低频的音响系统中。尤其是，当使用具有布置在后窗架中或后备箱中的低音炮的汽车音响系统时，可以观察到收听空间内的声压级的不当分配。60至70赫兹(参考图1)之间的SPL最大值可能倾向于认为是嗡嗡声且令后排乘客不悦。

可以观察的汽车的前排和后排的收听位置中的不同位置中声压级的大差异的频率范围与收听空间的尺寸相关。原因可以参考图2解释，图2是汽车的示意性侧视图。半波长(表示为λ/2)与车厢的纵向一致。当假设c＝340m/s的声速时，λ/2＝2.5m的典型长度产生f＝c/λ＝68Hz的频率。从图1可以看出，大约在该频率，在后排收听位置可以观察到最大SPL。这指示在汽车(收听室)内部的纵向和横向中若干驻波的交叠可能是造成收听空间中不均匀SPL分布的原因。

例如从公报EP2051543A1和2043384A1获知自动低音管理系统。这种系统的目标是均衡和(可选地)同时最大化在收听空间的听者位置处低音频率范围的声压级。然而，在听力测试中，所得的低音再现被评估为不足(即，淘汰或疲软)，这指示执行SPL均衡可能只是改善低音频率级中声音再现质量的一个步骤。此处描述的新颖的低音管理系统考虑低音频率范围中再现的音频信号的群时延。

图3说明贯穿小且回响的收听空间(诸如机动车辆车厢)，收听位置FR、FL、RR、RL和扬声器的简单布置。然而，本发明不应限制于汽车应用且可应用于任意收听空间。而且，本领域技术人员将理解，本实例可以容易地调适为考虑多于或少于4个的收听位置。

图3中示出的4个收听位置FL、FR、RL、RR代表机动车辆车厢中的左前、右前、左后、右后收听位置。在本示例中，贯穿车厢布置5个扬声器LS₁至LS₅，诸如左前扬声器LS₁、右前扬声器LS₂、左后扬声器LS₃、右后扬声器LS₄以及中后扬声器LS₅(例如低音炮)。当向扬声器LS₁至LS₅应用不同频率的测试信号(或宽带测试信号)时，在每个收听位置可以观察到所得的脉冲响应h[k]、频率响应H(ω)(即，幅度|H(ω)|和相位的传递函数)以及群时延(τ_G(ω))响应。这种“系统识别”方法在声学领域是公知的。频率响应是脉冲响

H(ω)＝PFT{h[k]}，(1)

应的傅立叶变换，且通过快速傅立叶变换(FFT)粗略估计：

而且，群时延限定为：

在每个收听位置FL、FR、RL、RR观察的频率响应H_x(ω)(X∈{FL、FR、RL、RR})是从每单个扬声器LS₁至LS₅得到的频率响应的叠加，即：

H_X(ω)＝Sum{H_X-LSi(ω)}，fori＝1，...，5，(3)

其中H_X-LSi(ω)是描述在收听位置X观察的声学信号与供应到扬声器LS_i且从扬声器LS_i(参见图3)辐射的相应音频信号之间的关系的系统传递函数。类似地，在收听位置X观察的群时延响应τ_GX(ω)被认为是成分τ_GX-LSi(ω)的叠加，其中i＝1，...，5且X∈{FL、FR、RL、RR}，在本示例中：

τ_GX(ω)＝Sum{τ_GX-LSi(ω)}，fori＝1，...，5，(4)

从心理声学研究(例如见J.Blauert，P.Laws：Perceptibilityofgroupdelaydistortions，in：J.Acoust.Soc.Am.，Vol.63，No.5，1978)可以知道：超过给定频率相关阈值的群时延失真可以被人类听者感觉。因而，通过减小群时延失真，即，通过均衡低音频率范围中的群时延响应，可以改善高保真度的音频再现的质量。

可以采用供应扬声器LS₁、LS₂、...LS₅的音频通道中的相位滤波器(全通滤波器H_AP1、H_AP2、...H_AP5，见图5)来均衡在收听空间所需位置的群时延响应。这种所需位置可以是收听位置，或者，为了计算多于一个收听位置，可以是两个或更多收听位置之间的位置。类似地，如果需要改善多于一个收听位置的声音印象，平均群时延响应可以被均衡，该平均群时延响应可以通过在4个收听位置FL、FR、RL、RR观察的4个群时延响应的平均所表达。

为了进一步讨论，经历均衡的群时延响应一般表示为τ_G(ω)，相应的传递函数(频率响应)是H(ω)。如上所述，群时延响应τ_G(ω)可以是在收听空间中给定位置观察的群时延响应，或者是从各个(已知)收听位置观察的两个或更多群时延响应计算的平均群时延响应。

如等式4所示，考虑的群时延响应τ_G(ω)可以分解成很多被加数：

τ_G(ω)＝τ_G1(ω)+τ_G2(ω)+...+τ_GN(ω)，(5)

其中被加数的数目等于收听室中布置的扬声器的数目N，每个被加数τ_Gi(ω)对应于定义的扬声器LS_i。对于相应的相位，可以完成相同的分解：

其中相位响应是复数传递函数H(ω)的相位，即应当注意，相位被加数以及群时延被加数τ_Gi(ω)可以容易地从测量的脉冲响应得出，该脉冲响应限定从每个扬声器到每个考虑的收听位置的传递特性。仅仅是给出示例，经历均衡的群时延τ_G(ω)可以是在收听位置FL、FR、RL、RR其中每一个观察的群时延(τ_GFL(ω)、τ_GFR(ω)、τ_GRL(ω)、τ_GRR(ω))的平均；这些群时延τ_GX(ω)(X∈{FL、FR、RL、RR})其中每一个是与单个扬声器LS₁、LS₂、...LS₅相关的群时延的和τ_GX-L51(ω)+τ_GX-L52(ω)+τ_GX-L53(ω)+τ_GX-L54(ω)+τ_GX-L56(ω)。类似地，等式6中的相位响应可以是在各个收听位置FL、FR、RL、RR且涉及扬声器LS_i观察的相位响应 的平均值。

对于群时延均衡，布置在供应扬声器LS_i的每个音频通道中的全通滤波器被设计为具有这种相位响应使得等式5中的每个所得的群时延响应τ_Gi(ω)(i＝1，2，...)匹配预定目标(即所需)群时延响应τ_TARGET(ω)。因而，具有相位响应的全通滤波器H_APi(ω)可以被认为是群时延均衡滤波器。目标群时延响应τ_TARGET(ω)直接与目标相位响应相关，且相应地，布置在扬声器LS_i上游的音频通道中的全通滤波器的寻找的相位响应是：

其中N是扬声器的数目(在图3的示例中，N＝5)。全通滤波器的幅度响应|H_APi(ω)|当然是|H_APi(ω)|＝1。对于本领域技术人员而言，存在很多可能性来从等式7的相位响应计算相应的全通脉冲响应(即FIR滤波器系数)h_APi[k]。下面给出一个示例。

复数全通传递函数的实部和虚部设置如下：

复数全通传递函数H_APi(ω)因而可以写成：

其中j是-1的方根。用于低音频率范围以上频率的相位值被设置为0，以避免低音频率范围之外的宽带相位失真，即：

等式10的传递函数H_APi(ω)可以借助反FFT变换到(离散)时域。在变换到时域之前，必须确保是对称的，即：

real{H_APi(ω)}＝real{H_APi(-ω)}and(12)

imag{H_APi(ω)}＝-imag{H_APi(-ω)}，(13)

以获得实值脉冲响应h_APi[k]。一般而言，所得的全通滤波器脉冲响应h_APi[k]将是非因果联系的。为了获得具有有限脉冲响应的因果滤波器，脉冲响应h_APi[k]在时域中设计时必须时移且被截取。备选地，传递函数H_APi(ω)可以与窗口函数相乘以本质上实现相同的结果(还参见Oppenheim，Schafer：“DesignofFIRFiltersbyWindowing”，in：Discrete-TimeSignalProcessing.2^ndEd.，Section7.2，PrenticeHall，1999)。

然而，声音测试得出：使用如上所述经典FIR滤波器设计方案设计的全通滤波器(即，相位均衡滤波器)并没有带来音频质量的所需改善。不希望的音频失真恶化了高保真声音再现。这种失真是当使用标准设计方案设计时全通滤波器可以呈现的显著预振铃(pre-ring)的结果。已经发现，新颖的FIR全通滤波器设计方法可以解决上述问题，且显著增强音频再现的质量，特别是在低音频率范围。

根据本发明的一个示例，全通滤波器并不使用上述经典方法设计，而是使用如下所述的迭代优化方法设计。如果全通滤波器设计为使得根据限定(与频率相关)区间的群时延约束函数限制所得的群时延响应，则是有利的。即，所得的全通滤波器(与每个扬声器LS_i相关的一个全通滤波器H_APi)的群时延响应保留在以C_L(ω)和C_U(ω)表示的约束函数所限定的范围内。

所需的相位响应由等式(7)给出且指定为在迭代滤波器设计过程的开始，相应的全通滤波器H_APi(ω)被初始化，例如，初始化为H_APi(ω)＝exp(0)＝1。而且，解决了下面的最小化任务(用于最小化误差函数E)：

考虑附加条件：

d(arg(H_Api(jω)))/dω＜C_U(ω)foranyω，and(14a)

d(arg(H_Api(jω)))/dω＞C_L(ω)foranyω.(14b)

可以使用任意常见最小搜索方法。在测试中，使用Matlab(tm)函数“fminsearch”提供的Nelder-Mead单纯形法，以用于发现最佳全通滤波器系数H_APiOPY(ω)。

应当注意，可以选择等式(14)中使用的用于计算最小化误差的范式||·||，从而得出二次误差，即：

||x(ω)||＝x(ω₁)²+x(ω₂)²+...+x(ω_k)²(15)

其中K是离散频率值ω_k的数目且因而是FIR全通滤波器的长度，例如K＝4096。

约束函数C_U和C_L的一个示例在图4中示出。一般而言，约束函数的形状(例如，对于群时延上限，图4中的虚线)可以被描述为指数衰减曲线，诸如：

c_u(ω)＝a·exp(ω/p)+b(16)

其中a、p和b是常量参数，参数b限定渐近线。图4中说明的FIR滤波器“体时延(bulkdelay)”对应于全通FIR滤波器的一半长度。在本示例中，全通滤波器长度K是4096个阶，且相应地，对于44.1kHz的采样频率，体时延是对应于46.44ms的2048个阶。在图4的示例中，限定群时延上限的约束函数c(ω)为：

c(ω)＝3.39ms·exp(ω/(2π·820Hz))+46.44ms，(17)

应当注意，限定下限的约束函数C_L(ω)与函数C_U(ω)相对于代表体时延的水平线是对称的。

在图4中示出了整体系统结构。全通滤波器分别布置在扬声器LS₁、LS₂、LS₃、LS₄、LS₅其中每一个的上游的每个音频通道(H_AP1、H_AP2、H_AP3、H_AP4和H_AP5)中。为了简单目的，在说明中省略功率放大器，由此全通传递函数H_AP1、H_AP2、H_AP3、H_AP4和H_AP5如上面所解释设计为均衡与一个或更多收听位置相关的给定群时延响应以匹配预定目标群时延响应(例如，恒定群时延)。附加的线性(或恒定)相位滤波器可以布置在每个音频通道中以用于全局均衡，以实现所需的声音印象。当然，这些滤波器可以与音频通道中已经存在的其他滤波器组合(即卷积)以用于其他目的。

下面总结了图5中示出的系统的一些重要方面以及相应的均衡方法。如上面所讨论，采用图4中示出的系统以用于改善收听室内低音频率范围的音频再现。收听室包含至少一个扬声器和至少一个收听位置。在本示例中，存在在机动车辆车厢中提供的4个收听位置FL、FR、RL、RR和5个扬声器LSi(i∈{1，2，3，4，5})。相对于收听室中的预定位置需要均衡的群时延τ_G1(ω)、τ_G2(ω)、τ_G3(ω)、τ_G4(ω)、τ_G5(ω)与每个扬声器LS₁、LS₂、LS₃、LS₄和LS₅相关。该预定收听位置可以是收听室中的任意位置，例如，4个收听位置之间的中间位置(距离每个收听位置FL、FR、RL、RR等间距)。然而，预定收听位置还可以是“虚拟”收听位置，其中需要均衡的相关群时延(用于每个扬声器)是与实际收听位置FL、FR、RL、RR相关的群时延响应的平均。例如，对于扬声器LS_i，需要均衡的群时延响应限定为：

其中τ_GX-LSi(ω)(X∈{FL、FR、RL、RR})代表与收听位置X和扬声器LS_i相关的群时延响应。如上面所讨论，需要均衡的每个群时延响应τ_Gi(ω)可以转换成相应的相位响应

在每个扬声器上游的音频通道中布置一个群时延均衡滤波器。每个滤波器是全通滤波器，其传递特性由其滤波器系数限定。每个滤波器的滤波器系数设置为使得所得的群时延响应τ_Gi(ω)匹配预定目标群时延响应τ_GTarget(ω)。实际中，可以通过设置滤波器系数使得相位响应(对应于群时延响应τ_Gi(ω))匹配代表上述目标群时延响应τ_GTarget(ω)的目标相位响应来执行这种均衡。

用于改善收听室中低音频率范围内的音频再现的方法包括针对每个扬声器LS_i提供需要均衡的群时延响应τ_Gi(ω)的步骤，其中每个群时延响应τ_Gi(ω)与收听室内一个预定位置相关。如上面所解释，这种预定位置可以是收听室中的任意实际位置，并且当(多个)平均群时延τ_Gi(ω)需要均衡时可以是“虚拟”收听位置。该方法还包括计算用于全通滤波器的滤波器系数H_APi(ω)的步骤。在每个扬声器LS_i的上游的相应音频通道中布置一个滤波器。全通滤波器H_APi(ω)各自具有传递特性，以使得所得的(多个)群时延响应τ_Gi(ω)匹配预定目标群时延响应τ_Target(ω)。

如上所述，可以通过设置滤波器的相位响应使得所得的相位响应(对应于群时延响应τ_Gi(ω))匹配预定目标相位响应(对应于目标群时延响应τ_GTarget(ω))，来执行这种均衡。提供需要均衡的群时延响应τ_Gi(ω)的步骤还包括针对每一对收听位置和扬声器X-LS_i(X∈{FL、FR、RL、RR}，i∈{1，2，3，4，5})提供相位响应该相位响应代表从扬声器LS_i到相应收听位置X的音频信号的相位传递特性。由此，每个相位响应代表相应群时延τ_GX-LSi(ω)。然后，依赖于(多个)群时延响应τ_GX-LSi(ω)，可以为每个扬声器LS_i提供均衡的群时延响应τ_Gi(ω)。这可以包括如上所述的加权平均。

最后，计算滤波器系数的上述步骤可以包括提供代表目标群时延响应τ_GTarget(ω)的目标相位响应以及针对每个扬声器计算代表要被均衡的群时延响应的相位响应与目标相位响应之间的与频率相关的相位差 且最后，针对每个扬声器，使用作为滤波器设计中所需的滤波器相位响应的计算的(多个)相位差来计算全通滤波器系数。

所得的群时延均衡滤波器可以与预定全局均衡滤波器卷积以调节整体声音印象。预定全局均衡滤波器可以具有任意希望的幅度响应和恒定或线性相位响应。

尽管详细描述了本发明及其优点，应当理解，可以做出各种改变、替换和变更而不偏离所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

然而，本申请的范围并不旨在限制为说明书中描述的处理、加工、制造、物质组成、装置、方法以及步骤。本领域技术人员将容易从本发明的公开意识到，根据本发明，可以使用当前存在或以后发展的执行与此处描述的相应实施例具有基本相同功能或实现基本相同结果的处理、加工、制造、物质组成、装置、方法或步骤。因此，所附权利要求旨在在其范围内包括这种处理、加工、制造、物质组成、装置、方法或步骤。

Claims (15)

1.一种用于改善收听空间中低音频率范围内的音频再现的全通滤波器设计方法，该收听空间包含至少一个扬声器(LS_i)和至少一个收听位置(FL)，所述方法包括：

针对每个扬声器(LS_i)，提供需要均衡且与收听空间中一个预定位置相关的群时延响应(τ_Gi(ω))；

针对每一个被布置在一个相应扬声器(LS_i)上游的全通滤波器(H_APi(ω))计算滤波器系数，全通滤波器(H_APi(ω))具有使得相应群时延响应(τ_Gi(ω))匹配预定目标群时延响应(τ_GTarget(ω))的传递特性，其中，计算滤波器系数的步骤包括针对与一个相应扬声器(LS_i)相关的每个全通滤波器(H_APi(ω))：

提供与频率有关的群时延约束，该与频率有关的群时延约束限定约束全通滤波器(H_APi(ω))的群时延响应(τ_Gi(ω))的有限范围；

迭代地计算更新的滤波器系数，使得在与群时延约束相符时误差范数最小，该误差范数代表各个全通滤波器(H_APi(ω))的群时延响应(τ_Gi(ω))从相应目标群时延响应(τ_GTarget(ω))的偏离。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述与频率有关的群时延约束限定随着频率的增加而指数衰减的与频率有关的区间。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述区间关于对应于所述全通滤波器的半个滤波器长度的全通体时延对称布置，所述全通滤波器是FIR滤波器。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其中所述区间随着频率的增加渐进地接近恒定区间。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述区间由上限c_u(ω)＝a·exp(ω/p)+b和下限c_L(ω)＝-a·exp(ω/p)+b限定，

其中ω是以rad/s表示的频率，b是代表全通体时延的常量参数，且a和p是描述区间的指数缩窄的常量参数。

6.根据权利要求1所述的方法，其中提供需要均衡的群时延响应(τ_Gi(ω))的步骤包括：

针对每一对收听位置(FL)和扬声器(LS_i)，提供代表从扬声器(LS_i)到相应收听位置(FL)的音频信号的相位传递特性的相位响应每个相位响应代表相应的群时延响应(τ_GFL-LSi(ω))；

基于群时延响应(τ_GFL-LSi(ω))，针对每个扬声器(LS_i)提供需要均衡的群时延响应(τ_Gi(ω))。

7.根据权利要求1所述的方法，其中针对每个扬声器提供需要均衡的群时延响应的步骤还包括：

针对每个扬声器(LS_i)，计算所有考虑的收听位置上与考虑的扬声器(LS_i)相关的相位响应的加权平均，所得的平均相位响应代表需要均衡的群时延响应。

8.根据权利要求1所述的方法，其中计算滤波器系数的步骤包括：

提供代表目标群时延响应(τ_GTarget(ω))的目标相位响应

针对每个扬声器，计算代表需要均衡的群时延响应的相位响应与目标相位响应之间的与频率有关的相位差

针对每个扬声器，使用计算的相位差作为所需的滤波器相位响应来计算全通滤波器系数。

9.根据权利要求1所述的方法，还包括：

将全通滤波器系数的每个计算序列与预定全局均衡滤波器的滤波器系数的序列进行卷积。

10.根据权利要求9所述的方法，其中所述预定全局均衡滤波器是具有预定幅度响应的线性相位或恒定相位滤波器。

11.一种用于改善包含至少一个扬声器(LS_i)和至少一个收听位置(FL)的收听空间中的低音频率范围内的音频再现的系统，关于收听空间内预定位置需要均衡的群时延响应与每个扬声器关联，该系统包括：

群时延均衡滤波器，布置在每个扬声器上游，每个滤波器是其传递特性由其滤波器系数限定的全通滤波器，

其中每个全通滤波器的滤波器系数设置为使得所得的群时延响应(τ_Gi(ω))匹配预定目标群时延响应(τ_GTarget(ω))，

其中，提供与频率有关的群时延约束，该与频率有关的群时延约束限定约束全通滤波器的群时延响应的有限范围；

其中，迭代地计算更新的滤波器系数，使得在与群时延约束相符时误差范数最小，该误差范数代表各个全通滤波器的群时延响应从相应目标群时延响应的偏离。

12.根据权利要求11所述的系统，其中滤波器系数具有由与频率有关的群时延约束限定的群时延响应，所述与频率有关的群时延约束限定随着频率的增加而指数衰减的与频率有关的区间。

13.根据权利要求11或12所述的系统，其中，针对每个扬声器，需要均衡的群时延响应对应于相应的相位响应，该相位响应是根据与每对收听位置(FL)和扬声器(LS_i)相关的相位特性计算出来的。

14.根据权利要求13所述的系统，其中，针对每个扬声器，需要均衡的群时延响应对应于相应的相位响应，该相位响应是与每对收听位置(FL)和扬声器(LS_i)相关的相位响应的加权平均。

15.一种用于改善收听空间中的低音频率范围内的音频再现的系统，该收听空间包括至少一个扬声器和连接在每个扬声器上游的至少一个全通FIR滤波器，该FIR滤波器是根据权利要求1至9的方法之一设计的。