CN102104449B - 在mimo系统中向用户发射数据的方法和基站 - Google Patents

Abstract

根据本发明，提出了一种在多输入多输出(MIMO)系统中向用户发射数据的方法，包括：根据最大多普勒频移和信道状态信息CSI来产生相应的预编码矩阵；根据所述预编码矩阵，针对用户的数据和导频进行预编码；以及发射针对该用户的数据和导频。

Description

在MIMO系统中向用户发射数据的方法和基站

技术领域

本发明涉及移动通信领域。更具体地，涉及一种在多输入多输出(MIMO)系统中向用户发射数据的方法和基站，能够降低信道时变性对移动用户的性能的影响。

背景技术

多输入多输出(MIMO)传输导致了较高的数据速率。对MIMO系统，预编码可利用发射机处的信道状态信息(CSIT)获得全分集增益以及额外的阵列增益，且实现简单。通常，具有N_t个发射天线和N_r个接收天线的MIMO系统可以提供多达min(N_t，N_r)个独立数据流。受移动台(UE)的尺寸和成本制约，双流预编码是多流传输中的最有可能采用的模式。

通常，通过在频分双工(FDD)系统中利用反馈或者在时分双工(TDD)系统中利用信道互易性来获得CSIT。然而，实际上，由于信道的时变性，特别是在快速衰落环境中，CSIT并不理想。CSIT的不精确将导致流间干扰，并且该干扰随着UE的速度增加而增大。因此，双流预编码可能会比单流预编码差。因此，在本领域中需要一种在时变信道中进行自适应发射预编码的方法。

目前，多数方法关注于仅根据信噪比(SNR)的秩自适应传输。但这类方法通常假定CSIT是理想的，并且忽略了信道时变性的影响。因此，最终结果与预期的相差很大。

发明内容

为了克服现有技术的缺陷提出了本发明，本发明的目的是提出一种在MIMO系统中向用户发射数据的方法和基站，能够降低信道时变性对移动用户的性能的影响。

为了实现上述目的，根据本发明，提出了一种MIMO系统中的基站，包括：数据预编码单元，用于根据来自预编码控制器的预编码矩阵，针对用户的数据进行预编码；导频预编码单元，用于根据来自预编码控制器的预编码矩阵，针对导频进行预编码；预编码控制器，用于根据最大多普勒频移和信道状态信息CSI来产生相应的预编码矩阵，并传送到所述数据预编码单元和所述导频预编码单元；以及多个发射天线，每一个用于发射针对该用户的数据和导频，其中所述预编码控制器利用最大多普勒频移来计算与信道的时变相关联的归一化时间相关系数，并且将所计算出的归一化时间相关系数与预先存储的阈值进行比较，如果所计算出的归一化时间相关系数大于等于预先存储的阈值，则产生双流预编码矩阵，如果所计算出的归一化时间相关系数小于预先存储的阈值，则产生单流预编码矩阵。

优选地，所述基站还包括：子载波映射单元，用于将预编码后的数据和导频映射到不同的频率于载波；以及逆快速傅立叶变换(IFFT)单元，用于对从子载波映射单元输出的映射后的数据和导频进行逆快速傅立叶变换，并传送到所述多个发射天线。

优选地，所述MIMO系统在时变信道上进行操作。

优选地，所述MIMO系统采用正变频分复用OFDM来将带宽划分为多个子载波。

优选地，所述最大多普勒频移是通过对移动台的运动速度的估计来得到的。

根据本发明，还提出了一种在MIMO系统中向用户发射数据的方法，包括：根据最大多普勒频移和信道状态信息CSI来产生相应的预编码矩阵；根据所述预编码矩阵，针对用户的数据和导频进行预编码；以及发射针对该用户的数据和导频，其中根据最大多普勒频移和信道状态信息CSI来产生相应的预编码矩阵的步骤包括：利用最大多普勒频移来计算与信道的时变相关联的归一化时间相关系数，并且将所计算出的归一化时间相关系数与预先存储的阈值进行比较，如果所计算出的归一化时间相关系数大于等于预先存储的阈值，则产生双流预编码矩阵，如果所计算出的归一化时间相关系数小于预先存储的阈值，则产生单流预编码矩阵。

附图说明

通过参考以下结合附图对所采用的优选实施例的详细描述，本发明的上述目的、优点和特征将变得显而易见，其中：

图1是根据本发明的MIMO系统中的基站的框图；

图2是将用户的数据和导频映射到不同的子载波的示意图；

图3是根据本发明的MIMO系统中的移动台的框图；以及

图4是根据本发明的在MIMO系统中向用户发射数据的方法的流程图。

具体实施方式

对于经典的克拉克(Clark)衰落谱，归一化的时间相关系数可以表达为：

ρ(f_d，τ)＝J₀(2πf_dτ)    (1)

其中，f_d是最大多普勒频移，且与UE速度成比例增加；τ是发射机获得CSIT和通过实际信道发射信号之间的时延；J₀(x)是第一类零阶贝塞耳函数。时延τ通常是由系统配置决定的常数，因此，ρ(f_d，τ)可以简化为ρ(f_d)。ρ(f_d)越小，CSIT越不精确，导致了更大的流间干扰。另外，ρ(f_d)是关于f_d的单调递减函数，取值范围为0≤ρ(f_d)≤1。

发射机可以通过速度估计来得到f_d。因此，将阈值设置为ρ_t(f_d)，其中，0≤ρ_t(f_d)≤1。如果ρ(f_d)≥ρ_t(f_d)，则发射机将采用双流预编码；否则，发射机将采用单流预编码。通过将预先计算出的ρ_t(f_d)存储在发射机处，可以简单地实现自适应预编码。

考虑具有N_t个发射天线和N_r个接收天线的MIMO下行链路。使用正交频分复用(OFDM)将宽带信道转换为一系列窄带信道，每一个窄带信道对应一个OFDM子载波。因此，可以对每一个子载波进行上述MIMO操作。

在于载波k处，设时隙t-τ基站获得的N_r×N_t维信道矩阵(为简化，假定其无误)以及时隙t的实际下行N_r×N_t维信道矩阵分别为H(t-τ)和H(t)。H(t-τ)和H(t)之间的关系可以建模为：

H(t-τ)＝ΓH(t)+ΔH     (2)

其中，Γ表示H(t-τ)和H(t)之间的互相关矩阵，ΔH表示非相关分量矩阵，其所有元素均为均值为零、方差为1-ρ²(f_d)的复高斯随机变量。从公式(1)和(2)可以知道，速度越快，则ρ(f_d)越小，从而导致H(t-τ)和H(t)之间的差异越大。

H(t-τ)和H(t)的奇异值分解(SVD)可以分别表示为H(t-τ)＝U(t-τ)∑(t-τ)V^H(t-τ)和H(t)＝U(t)∑(t)V^H(t)，其中U(t-τ)和V(t-τ)是H(t-τ)的左奇异矩阵和右奇异矩阵；U(t)和V(t)是H(t)的左奇异矩阵和右奇异矩阵；∑(t-τ)和∑(t)都是长方矩阵，它们的对角元素分别是H(t-τ)和H(t)的非零奇异值，非对角线元素均为零。

双流预编码情形：设原始数据矢量为可以将预编码信号矢量表示为x(t)＝V^(1，2)(t-τ)s(t)，其中，V^(1，2)(t-τ)表示由V(t-τ)的第一和第二列构成的矩阵。因此，接收到的信号矢量为：

y_d(t)＝H(t)x(t)+n(t)

                                     (3)

＝U(t)∑(t)V^H(t)V^(1，2)(t-τ)s(t)+n(t)

其中n(t)是加性白高斯噪声(AWGN)。

如果该信道没有时变，则有H(t-τ)＝H(t)。因此，等式(3)可以简化为：

y_d(t)＝U(t)∑(t)s(t)+n(t)

                         (4)

＝[σ(t)u₁(t)，σ₂(t)u₂(t)]s(t)+n(t)

其中，σ₁(t)和σ₂(t)是H(t)的第一和第二大奇异值，u₁(t)和u₂(t)是相应的左奇异矢量。由于σ₁(t)u₁(t)和σ₂(t)u₂(t)是正交的，因此接收机估计等效信道矩阵[σ₁(t)u₁(t)，σ₂(t)u₂(t)]并且用

[σ₁(t)u₁(t)，σ₂(t)u₂(t)]^H左乘y_d(t)得到：

从等式(5)可以看出，两个数据符号可以单独检测而没有流间干扰。

相反，如果考虑信道的时变对H(t-τ)和H(t)之间差异的影响，则等式(5)中的等效增益矩阵不再是对角阵，从而导致s₁(t)和s₂(t)之间产生流间干扰。该干扰将减小系统的复用增益。并且，H(t-τ)和H(t)之间的差异越大，则该类型的流间干扰越大。

单流预编码情形：所接收到的信号标量为：

$\begin{array}{c}{y}_s\left(t\right)=H\left(t\right)x\left(t\right)+n\left(t\right)\\ ={\mathrm{\σ}}_1\left(t\right)u_1\left(t\right)v_1^H\left(t\right)v_1(t-\mathrm{\τ})s\left(t\right)+n\left(t\right)\end{array}---\left(6\right)$

当信道没有时变时，等式(6)可以简化为：

y_s(t)＝σ₁(t)u₁(t)s(t)+n(t)     (7)

另一方面，如果信道是时变的，等式(6)可重写为：

y_s(t)＝βσ₁(t)u₁(t)s(t)+n(t)    (8)

其中，其中|β|∈[0，1]。

将等式(8)与等式(7)进行比较可以发现，对于单流预编码，H(t-τ)和H(t)之间的差异仅会引起阵列增益损耗1-β而没有干扰。通常，单流预编码系统中阵列增益损耗对数据率的影响远小于双流预编码系统中复用增益损耗对数据率的影响。因此，基于移动台速度(等效于信道相关性)的自适应预编码是必须且有益的。

下面将参考附图来描述本发明的优选实施例。

图1是根据本发明的多输入多输出(MIMO)系统中的基站框图。

在发射机处，如图1，由数据预编码单元和导频预编码单元利用相同的预编码矩阵对数据源信号和导频源信号分别进行预编码。预编码矩阵由预编码控制器来确定，该预编码控制器的输入是最大多普勒频移f_d和CSIT。延迟τ是预先存储在预编码控制器中的常数，并且由系统配置来决定。预编码控制器通过公式ρ(f_d)＝J₀(2πf_dτ)来计算归一化的时间相关系数ρ(f_d)，并且将计算出的ρ(f_d)与预先确定的阈值ρ_t(f_d)比较。如果ρ(f_d)＞ρ_t(f_d)，则预编码控制器使用CSIT来计算针对数据和导频的双流预编码矩阵。否则，则预编码控制器使用CSIT来计算针对数据和导频的单流预编码矩阵。然后，图1所示的子载波映射单元将预编码后的数据和导频分别映射到不同的频率子载波，将用户的数据和导频映射到不同的子载波的情形如图2所示。之后，图1所示的逆快速傅立叶变换(IFFT)单元执行逆快速傅立叶变换运算，以便将频域信号变换为时域信号。最后，通过不同的天线发射经过IFFT变换的时域信号。

图3是根据本发明的多输入多输出(MIMO)系统中的移动台框图。

图3示出了接收机结构，接收信号依次通过快速傅立叶变换(FFT)单元和子载波解映射单元。信道估计单元使用导频来估计等效信道矩阵，即物理信道矩阵和预编码矩阵的乘积。然后，信道估计单元将估计出的等效信道矩阵发送到检测单元。检测单元一般采用线性最小均方误差(MMSE)或其他检测方法。

图4是根据本发明的在多输入多输出(MIMO)系统中向用户发射数据的方法流程图。

如图4所示，在步骤401，根据最大多普勒频移和信道状态信息CSI来产生相应的预编码矩阵。在步骤403，根据所述预编码矩阵，针对用户的数据和导频进行预编码。最后，在步骤405，发射针对该用户的数据和导频。由此，如上所述，本发明的方法能够降低信道时变性对移动用户的性能的影响。

尽管以上已经结合本发明的优选实施例示出了本发明，但是本领域的技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行各种修改、替换和改变。因此，本发明不应由上述实施例来限定，而应由所附权利要求及其等价物来限定。

Claims (9)

1.一种多输入多输出MIMO系统中的基站，包括：

数据预编码单元，用于根据来自预编码控制器的预编码矩阵，针对用户的数据进行预编码；

导频预编码单元，用于根据来自预编码控制器的预编码矩阵，针对导频进行预编码；

预编码控制器，用于根据最大多普勒频移和信道状态信息CSI来产生相应的预编码矩阵，并传送到所述数据预编码单元和所述导频预编码单元；以及

多个发射天线，每一个用于发射针对该用户的数据和导频，

其中所述预编码控制器利用最大多普勒频移来计算与信道的时变相关联的归一化时间相关系数，并且将所计算出的归一化时间相关系数与预先存储的阈值进行比较，如果所计算出的归一化时间相关系数大于等于预先存储的阈值，则产生双流预编码矩阵，如果所计算出的归一化时间相关系数小于预先存储的阈值，则产生单流预编码矩阵。

2.根据权利要求1所述的基站，还包括：

子载波映射单元，用于将预编码后的数据和导频映射到不同的频率子载波；以及

逆快速傅立叶变换IFFT单元，用于对从子载波映射单元输出的映射后的数据和导频进行逆快速傅立叶变换，并传送到所述多个发射天线。

3.根据权利要求1所述的基站，其中所述MIMO系统在时变信道上进行操作。

4.根据权利要求1所述的基站，其中所述MIMO系统采用正交频分复用OFDM来将带宽划分为多个子载波。

5.根据权利要求1所述的基站，其中所述最大多普勒频移是通过对移动台的运动速度的估计来得到的。

6.一种在多输入多输出MIMO系统中向用户发射数据的方法，包括：

根据最大多普勒频移和信道状态信息CSI来产生相应的预编码矩阵；

根据所述预编码矩阵，针对用户的数据和导频进行预编码；以及

发射针对该用户的数据和导频，

其中所述根据最大多普勒频移和信道状态信息CSI来产生相应的预编码矩阵的步骤包括：

利用最大多普勒频移来计算与信道的时变相关联的归一化时间相关系数，并且将所计算出的归一化时间相关系数与预先存储的阈值进行比较，如果所计算出的归一化时间相关系数大于等于预先存储的阈值，则产生双流预编码矩阵，如果所计算出的归一化时间相关系数小于预先存储的阈值，则产生单流预编码矩阵。

7.根据权利要求6所述的方法，其中所述MIMO系统在时变信道上进行操作。

8.根据权利要求6所述的方法，其中所述MIMO系统采用正交频分复用OFDM来将带宽划分为多个子载波。

9.根据权利要求6所述的方法，其中所述最大多普勒频移是通过对移动台的运动速度的估计来得到的。