CN102103854B - 一种超声波风速风向仪的换能器收发电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超声波风速风向仪的换能器收发电路，其换能器驱动信号产生电路包括开关管驱动电路、开关管电路，开关管驱动电路对控制电路输出的脉冲信号进行驱动，增强对开关管电路的驱动能力；脉冲信号经过驱动后进入开关管电路控制其中开关管导通或截止，接通或断开电源，输出相应的升压后的脉冲信号，并作为驱动信号输出给超声波换能器产生超声波。采用开关管电路产生驱动信号，在降低噪音和热损耗的同时，也大大降低了电磁干扰对整个电路的影响，驱动信号更为标准并且无需在接收端搭建滤波电路。本发明具有噪音小、耗能低、自身产生的电磁干扰小、抗干扰性能好及测量精确度高等优点。

Description

一种超声波风速风向仪的换能器收发电路

技术领域

本发明属于风速风向测量技术领域，更为具体地讲，涉及一种超声波风速风向仪的换能器收发电路。

背景技术

风速测量在工业生产和科学实验中有着广泛的应用。常见的风杯式、风标式风速风向仪因自身机械结构固有的缺陷，测量低风速时灵敏度不高，并会随使用时间增加出现一定程度的老化，在恶劣的工作环境中测量精度和使用寿命均受到较大影响。由于风速风向测量的应用领域极为广泛，其应用环境复杂，且针对不同应用有不同的测量精度要求的原因，超声波风速风向仪因无机械磨损、测量精度高、灵敏度高、稳定性好等优点，与风杯式、风标式风速风向仪对比具有明显优势，必将成为风速风向测量的最佳选择。

目前的超声波风速风向仪产品，在超声波换能器的驱动电路实现和信号接收电路实现上，都采取了脉冲变压器升压产生驱动信号和AD采样接收信号的方法。脉冲变压器虽然在设计和实现上较为简单，但是当原副线圈匝数比较大、脉冲信号频率较高时，脉冲变压器工作时的噪音、热损耗和电磁干扰会相应增大，电磁干扰对超声波接收电路中信号处理的影响尤为严重，从而可能影响到最终测量结果的准确性。在接收信号由AD芯片转换成数字量的过程中，由于整体电路的电磁干扰，AD转换值往往有较大波动，导致接收时间点判断上的较大超前或滞后，这种超前或滞后将会对测量结果的准确信造成较大影响。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种噪声、电磁干扰小的超声波风速风向仪的换能器收发电路。

为实现上述目的，本发明超声波风速风向仪的换能器收发电路，包括：

换能器驱动信号产生电路，用于将超声波风速风向仪控制电路，如CPU输出的脉冲信号进行升压，提高对超声波换能器的驱动能力，然后输出驱动信号驱动超声波换能器产生超声波，用于测量风速风向；

其特征在于，换能器驱动信号产生电路包括开关管驱动电路、开关管电路，开关管驱动电路对控制电路输出的脉冲信号进行驱动，增强对开关管电路的驱动能力；脉冲信号经过驱动后进入开关管电路控制其中开关管导通或截止，接通或断开电源，输出相应的升压后的脉冲信号，并作为驱动信号输出给超声波换能器产生超声波。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明针对现有技术超声波风速风向仪的换能器收发电路采用脉冲变压器升压产生驱动信号，噪声、电磁干扰大的缺点进行了改进，采用开关管电路产生驱动信号，在降低噪音和热损耗的同时，也大大降低了电磁干扰对整个电路的影响，驱动信号更为标准并且无需在接收端搭建滤波电路。本发明具有噪音小、耗能低、自身产生的电磁干扰小、抗干扰性能好及测量精确度高等优点。

附图说明

图1是超声波风速风向仪的系统结构图；

图2是本发明中换能器驱动信号产生电路一种具体实施方式原理框图；

图3是图2所示换能器驱动信号产生电路的电原理图；

图4是图2所示接收信号处理电路的电原理图；

图5是超声波换能器驱动信号及接收信号时序对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是超声波风速风向仪的系统结构图。

在本实施例中，如图1所示，本发明应用的超声波风速风向仪包括有三个模块：作为超声波风速风向仪控制电路的MCU控制单元1、信号隔离模块2、换能器收发电路3以及超声波换能器对4。

本实施例中，超声波风速风向仪每对超声换能器4间距设定为20cm，所用超声换能器工作频率在200KHz左右，驱动信号为±100V方波，不可承受持续高压脉冲。MCU控制单元1输出脉冲信号，并用作开关管控制信号；信号隔离模块2用以降低各模块之间的干扰；换能器收发电路3完成驱动信号的产生及接收、处理工作。本实施例中的超声波风速风向仪的具体工作流程如下：MCU控制单元1直接产生每隔20ms发出8个200KHz脉冲信号，经信号隔离模块2隔离后，输入换能器收发电路3中的换能器驱动信号产生电路301产生升压后的±100V脉冲信号，并作为驱动信号输出给发射超声波换能器401产生超声波。

对应发射超声波换能器402接收到超声波信号并转换为电信号，作为换能器收发电路3中的接收信号处理电路302回波信号输入并转换为0-5V方波信号，经信号隔离模块隔离后，输入MCU控制单元1进行处理，得到风速风向。

图2是本发明中换能器驱动信号产生电路一种具体实施方式原理框图。

在本实施例中，换能器驱动信号产生电路301由MCU控制单元1产生的同相位的每隔20ms发出8个200KHz脉冲信号经过信号隔离模块2隔离后作为开关管驱动电路3011的输入控制信号Con1_A、Con1_B。在本实施例中，开关管驱动电路3011采用MOSFET驱动电路。脉冲信号经MOSFET驱动电路增强驱动能力后，进入开关管电路3012控制相应开关管导通或截止，使输入的两直流±100V电源依次接通或断开，输出相应的升压后的脉冲信号，即产生预设频率、峰峰值为两倍输入直流电源幅值的驱动信号。开关管电路用直流±100V电源由DC转DC电源芯片作为DC-DC升压电路3012将5V直流电压升压获得。

图3是图2所示换能器驱动信号产生电路的电原理图。

如图3所示，在本实施例中，输入控制信号Con1_A、Con1_B频率由MCU控制单元1产生的脉冲信号频率决定，相位同相位两个脉冲之间存在死区时间，以防止两开关管Q3、Q4同时导通造成短路。

在本实施例中，换能器驱动信号产生电路搭建开关管电路3012选用的MOSFET，门极的门限电压为3V，MCU控制单元1输出控制信号Con1_A、Con1_B虽已达到电压值但其信号驱动能力不足，故电路中将隔离后的MCU控制单元1控制信号Con1_A、Con1_B通过开关管驱动电路3011增强驱动能力后，输出控制信号Mos1_A、Mos1_B控制各自的MOSFET，即开关管Q3、Q4的导通和截止。

如图3所示，电路中开关管Q3为高端PMOSFET，输出控制信号Mos1_A为低电平时导通，控制高端100V信号；开关管Q4为低端NMOSFET，输出控制信号Mos1_B为高电平时导通，控制低端-100V信号，高端100V和低端100V均由5V经DC转DC电源芯片升压获得。电路中，两个开关管Q3、Q4门极均连接了3个器件，分别为1个耦合电容C3、C4、1个偏置电阻R5、R6和1个稳压管D3、D4。耦合电容C3、C4分别将开关管驱动电路3011输出的控制信号Mos1_A、Mos1_B耦合到开关管Q3、Q4门极；开关管Q3、Q4门极分别通过偏置电阻R5、R6连到直流±100V电源；稳压管D3的正极接直流+100V电源，负极接开关管Q3门极，稳压管D4的负极接直流-100V电源，正极接开关管Q4门极，用于对输入控制信号Mos1_A、Mos1_B进行限幅。这3个器件构成了门极电平转换电路，可将输入控制信号Mos1_A、Mos1_B转换为以对应MOSFET源极电平，即直流±100V电源为参考的控制信号。

电路中两个MOSFET源极均接有1个680uF大容量电容C7、C8，该电容C7、C8作为开关管电路3012的输入电源滤波，稳定直流±100V电源工作及平衡电源功率的作用。开关管Q3、Q4的漏极分别通过正向连接的快速恢复二极管D5、反向连接快速恢复二极管D6连接电感L1，然后通过电感L1输出超声波换能器，驱动其产生测量风速风向的超声波。其中，电感L1的作用是对换能器进行阻抗匹配，使负载阻抗工作在纯电阻模式，提高能量转换效率；二极管的作用是利用其单向导电性对负载电流流向进行控制，以免发生能量回流，造成损耗的增大。

在本实施例中，考虑到选用的超声波换能器为压电陶瓷结构，分析其机械结构及工作原理，该换能器工作频率为200KHz、工作电压不超过400V，且换能器不能持续工作过长时间，以免导致超声波换能器的过分发热而损坏。考虑到超声波风速风向仪收发换能器间距为20cm以及超声波传播过程中的能量损耗，本实施例将驱动信号设定为±100V，以保证接收信号的强度。电路中高端PMOSFET门极为低电平时导通、高电平截止，低端NMOSFET高电平导通、低电平截止；二者需工作在反相位模式，使±100V电源间断工作，生成±100V方波驱动换能器工作。通过以上分析，电路中控制信号Con1_A、Con1_B设定为每20ms发出8个200kHz占空比50％(死区时间设定前，死区时间设定后占空比不足50％)的同相位脉冲信号，为避免两个MOSFET同时导通造成±100V电源短路，发生危险，如图3所示，再对两控制信号Con1_A、Con1_B设定10％占空比的死区时间，即控制信号Con1_A的低电平与控制信号Con1_B的高电平间隔0.5us。

图3中的超声波换能器不仅作为发射超声波换能器，同时也作为接收超声波换能器，因此，超声波换能器接收到回波信号Receive1，还通过电感L1送入接收信号处理电路302中。超声波风速风向仪有多对超声波换能器，图3只给出一个超声波换能器的驱动信号产生电路，超声波风速风向仪的测量原理属于现有技术，在此不再赘述。

图4是图2所示接收信号处理电路的电原理图。

如图4所示，接收信号处理电路302包括限幅电路3021、放大电路3022以及正弦脉冲转换电路3033，回波信号Receive1经过限幅电路3021限幅、在放大电路3022中放大后，在正弦脉冲转换电路3033中转换输出方波信号Signal，方波信号Signal经信号隔离模块2隔离后进入MCU控制单元1进行处理，得到风速风向。

在的超声波换能器均为发射和接收共用，故接收信号处理电路302的输入不仅包含超声波换能器的回波信号Receive1，还包含±100V的驱动信号。由于回波信号中，±100V驱动信号的存在，需对接收信号进行限幅处理，以免高压信号对后级电路造成危害。限幅电路3021由1个10KΩ电阻R1和2个反向并联的肖特基二极管D1、D2串联到地而成，回波信号Receive1经过电阻R1一端输入，从与2个反向并联的肖特基二极管D1、D2的串联点输出。串联肖特基二极管D1、D2的正向导通电压为0.4V，可将±100V接收信号限制为±0.4V，而超声波换能器回波信号峰峰值为100mV左右，限幅电路不会对其造成影响。

放大电路3022选用2个2N3904三极管，二者连接成渥尔曼电路，并采用共射极放大的方式进行连接，通过电阻R4形成电压并联深度负反馈，稳定电路工作状态。通过调节2个三极管的外围电路参数，可使二者工作在合适的Q点，并实现将换能器回波信号放大为峰峰值接近5V的正弦波，此时由于放大电路为5V供电，经限幅电路后驱动信号最大为0.4V，不会放大至峰峰值5V以上，不会对后级电路造成影响。渥尔曼电路为现有技术，其放大原理不再赘述。

正弦脉冲转换电路3023选用1个兼容CMOS电平的与门U2、两个外围电阻R11、R12以及1个外围电容C11构成。电路中两个电阻R11和R12对+5V电源进行分压，分压电压作为直流偏置Vr并与+5V电源分别输入到与门U2的两个输入端，输入的放大后的正弦波回波信号经电容C11耦合到两个电阻R11和R12的串联点。直流偏置电压Vr作用是将放大后的回波信号抬高使得回波信号幅值可与门限电压进行比较，当抬高后的回波信号幅值高于与门U2输入端的门限电压时，与门U2输出高电平，否则，输出低电平，完成正弦脉冲转换。直流偏置电压Vr为电阻R12的分压值，经CMOS逻辑与门U2处理后生成占空比50％的方波Signal。电压Vr为电阻的分压值，需根据门限电压和回波信号强度，调节电阻R11和R12适当选取。

处理后的方波信号，不仅含有接收信号也含有被限幅驱动信号，通过MCU控制单元1的软件方法对其进行分离。

图5是超声波换能器驱动信号及接收信号时序对比图。

图5中a为采用脉冲变压器的驱动及接收信号时序图，其中，上方为驱动信号、下方为接收信号；b为采用脉冲变压器的驱动电路产生的驱动信号波形图，即图a中驱动信号的放大图；图c为采用脉冲变压器的接收信号波形图，即图a中接收信号的放大图。图d为采用开关管的驱动及接收信号时序图，其中，上方为驱动信号、下方为接收信号；图e为采用开关管的驱动电路产生的驱动信号波形图，即图d中驱动信号的放大图；图f为采用开关管的接收信号波形图，即图d中接收信号的放大图。

通过对比发现，采用脉冲变压器的超声波风速风向仪驱动信号存在较大的脉冲尖峰，如图a中圈出的1号区域所示，这是由脉冲变压器漏感、能量释放快慢等因素造成的，如果脉冲尖峰较大超出换能器耐压值将可能会损坏换能器；同时，还可以发现信号接收部分，脉冲变压器产生的电磁干扰造成在接收电路中形成与驱动信号同步的干扰信号，如图a中圈出的2号区域所示，并且该干扰信号始终存在，该信号可能影响对接收信号的判断。将采用脉冲变压器驱动电路产生的驱动信号放大，得到图b，图b圈出的3号区域显示，由于脉冲变压器线圈中的电磁能量不能迅速释放，即使输入信号在8个脉冲后截止，驱动信号的尾部还存在线圈缓慢释放能量时产生的振荡，该振荡的影响直接在信号接收端反映出来，如图c圈出的4号区域所示，接收到的信号也是慢慢衰减。

相比之下，采用由MOSFET搭建的开关管构成的驱动电路，其收发波形更为标准稳定，如图d、e和f所示。我们可以发现，采用开关管方式的驱动电路产生的驱动信号，无脉冲尖峰，完全有控制信号控制产生，不存在能量释放问题，信号波形平整稳定，相应的接收信号波形中不存在图a中的电磁干扰现象，且无多余振荡。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (4)

1.一种超声波风速风向仪的换能器收发电路，包括一信号隔离模块，换能器驱动信号产生电路；

超声波风速风向仪控制电路输出的脉冲信号经过信号隔离模块隔离后，换能器驱动信号产生电路对其进行升压，提高对超声波换能器的驱动能力，然后输出驱动信号驱动超声波换能器产生超声波，用于测量风速风向；

其特征在于，换能器驱动信号产生电路包括开关管驱动电路、开关管电路，

所述的超声波风速风向仪控制电路输出的脉冲信号为两路同相的脉冲信号，其高低电平之间有一定的时间间隔；

两路超声波风速风向仪控制电路输出的脉冲信号，经过信号隔离模块隔离后作为开关管驱动电路的输入控制信号Con1_A、Con1_B；

控制信号Con1_A、Con1_B通过开关管驱动电路增强驱动能力后，输出控制信号Mos1_A、Mos1_B控制开关管电路中各自的MOSFET，即开关管Q3、Q4的导通和截止；

开关管电路中开关管Q3为高端PMOSFET，输出控制信号Mos1_A为低电平时导通，控制高端100V信号；开关管Q4为低端NMOSFET，输出控制信号Mos1_B为高电平时导通，控制低端-100V信号，高端100V和低端100V均由5V经DC转DC电源芯片升压获得；

开关管电路中，两个开关管Q3、Q4门极均连接了3个器件，分别为1个耦合电容C3、C4、1个偏置电阻R5、R6和1个稳压管D3、D4；耦合电容C3、C4分别将开关管驱动电路输出的控制信号Mos1_A、Mos1_B耦合到开关管Q3、Q4门极；开关管Q3、Q4门极分别通过偏置电阻R5、R6连到直流±100V电源；稳压管D3的正极接直流+100V电源，负极接开关管Q3门极，稳压管D4的负极接直流-100V电源，正极接开关管Q4门极，用于对输入控制信号Mos1_A、Mos1_B进行限幅；这3个器件构成了门极电平转换电路，将输入控制信号Mos1_A、Mos1_B转换为以对应MOSFET源极电平，即直流±100V电源为参考的控制信号；

开关管电路中两个MOSFET源极分别接有1个680uF大容量电容C7、C8，该电容C7、C8作为开关管电路的输入电源滤波，稳定直流±100V电源工作及平衡电源功率的作用；

开关管Q3、Q4的漏极分别通过正向连接的快速恢复二极管D5、反向连接的快速恢复二极管D6连接电感L1，然后通过电感L1输出驱动信号到超声波换能器，驱动其产生测量风速风向的超声波，其中，电感L1的作用是对换能器进行阻抗匹配，使负载阻抗工作在纯电阻模式，提高能量转换效率；二极管的作用是利用其单向导电性对负载电流流向进行控制，以免发生能量回流，造成损耗的增大；

开关管电路中高端PMOSFET门极为低电平时导通、高电平截止，低端NMOSFET高电平导通、低电平截止；二者需工作在反相位模式，使±100V电源间断工作，生成±100V方波驱动换能器工作。

2.根据权利要求1所述的超声波风速风向仪的换能器收发电路，其特征在于，还包括接收信号处理电路；

所述的超声波风速风向仪控制电路为MCU控制单元；

接收信号处理电路包括限幅电路、放大电路以及正弦脉冲转换电路，回波信号经过限幅电路限幅、在放大电路中放大后，在正弦脉冲转换电路中转换输出方波信号；

方波信号经信号隔离模块隔离后进入MCU控制单元进行处理，得到风速风向。

3.根据权利要求2所述的超声波风速风向仪的换能器收发电路，其特征在于，所述的限幅电路由1个电阻和2个反向并联的肖特基二极管串联到地而成，回波信号经过电阻一端输入，从与2个反向并联的肖特基二极管的串联点输出，用接收信号限制肖特基二极管的正向导通电压。

4.根据权利要求2所述的超声波风速风向仪的换能器收发电路，其特征在于，所述的正弦脉冲转换电路选用1个与门、两个外围电阻以及1个外围电容构成；

正弦脉冲转换电路中两个电阻对+5V电源进行分压，分压电压作为直流偏置电压与+5V电源分别输入到与门的两个输入端；输入的放大后的正弦波回波信号经电容耦合到两个电阻的串联点，经直流偏置电压抬高幅值后，若幅值高于与门的输入端门限电压时，与门输出高电平，否则，输出低电平，完成正弦脉冲转换。

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