CN1021003C - 可变占空度窗口检测的模/数转换器 - Google Patents

Abstract

一个高分辨率的模拟--数字(A/D)转换器将脉宽调制的偏移信号电压与一个输入电压之间的幅值差进行放大和滤波从而产生一个经放大的已滤波的差值电压，这样调节偏移电压调制的占空度使差值电压的值处于循环剩余数A/D转换器的窄输入电压范围以内。放大和滤波后的差值电压通过循环剩余数A/D转换器转换数字数据表达式，控制偏移电压的微处理器将该结果和偏移电压的值结合起来产生输入电压的具有较高分辨率的数字表达式。

Description

本发明一般涉及一种模拟-数字转换器，特别涉及到一种以计算机为基础的使用迭代处理以实现高分辩率转换的模拟-数字转换器。

模拟-数字转换器（A/D）通常使用昂贵的精密电阻，当转换器的分辩率和精度提高时，在转换器中所使用精密电阻的数量就要随之增加。例如，在现有技术中，阶梯网络A/D转换器利用精密电阻网络来产生具有不同幅值的多个基准电压，把输入电压和每一个基准电压进行比较并通过确定哪一个基准电压大于输入电压和哪一个基准电压小于输入电压来找出输入电压的近似值。所需精密电阻和比较器的数量随转换器分辩率的提高而增加。因而，这种型式的高分辩率A/D转换器是非常昂贵的。

现有技术中典型的斜坡型（ramp    type）A/D转换器利用D/A转换器产生基准电压，比较器将该基准电压和待数字化的输入电压进行比较。通过向D/A转换器增加输入数据使得基准电压递增，直到比较器指出基准电压超过输入电压为止。此时，驱动D/A转换器的输入数据近似等于输入电压，虽然在斜坡A/D转换器中所使用的D/A转换器通常也会有精密电阻和比较器，但和具有同级分辩率的阶梯网络A/D转换器相比较，它所需要的精密电阻和比较器相对要少。不过，所需精密电阻的数量是随所要求的分辩率成正比增加的，所以，高分辩率的斜坡型转换器也是很昂贵的。

某些以计算机为基础的A/D转换器利用迭代处理以提高A/D转换器的分辩率。1985年10月26日颁发给小恩格（Eng）等人的 美国专利第4555692号中叙述了这样一个以计算机为基础的A/D转换器，即“循环剩余数”A/D转换器，这种A/D转换器采用了一般的斜坡型A/D转换器，它首先将输入电压数字化以产生输入电压的低分辩率“第一遍”数字表达式，然后将输入电压和在第一遍测量期间由斜坡A/D转换器产生的最终的基准电压之间的差（“剩余电压”）进行放大并作为“第二遍”输入加给斜坡A/D转换器，斜坡A/D转换器然后产生一个剩余电压的数字表达式。接着第二遍转换器的输出数据被除以某个数，并加到第一遍转换器输出数据上，以产生输入电压的高分辩率“第二遍”表达式。然后，包含有已被放大了的第一剩余电压与在第二遍期间由斜坡A/D转换器产生的最终基准电压之间的差的第二剩余电压在“第三遍”期间由斜坡A/D转换器数字化，该结果被除以某个数并被加到第二遍表达式上从而产生输入电压的更高分辩率的“第三遍”表达式。这样的处理可以重复多次以获得输入电压的递增分辩率的表达式。然而，由测量装置所引入的噪声在不多于五遍以后通常就会变成剩余电压的主要部分并且这种循环剩余数A/D转换器的精度通常受限在约18有效毕特范围内。

除了能把具有高分辩率和高精度的输入电压数字化以外，精密的A/D转换器还应能在大输入范围内高度线性化地进行工作，易于校准并能长期地保持在校准状态。现有技术中的精密A/D转换器通常需要使用专门的测试仪器和对可变电容器或电位计进行仔细地人工调节以用于校准。

本发明的高分辩率模拟-数字（A/D）转换器是利用一个具有比较低分辩率的，窄输入范围的数字-模拟（D/A）转换器 （下面将称之为“窗口检测器”）来建立具有较高分辩率输入电压的宽范围值的数字表达式。微处理器控制的自动调整电路先把待被数字化的输入电压换算成窗口检测器输入范围内的某一级，然后窗口检测器把换算后的输入电压转换成代表性的第一数字数据。将这个数据提供给控制自动调整电路的微处理器，该处理器通过这个数据来确定输入电压的近似值，然后，微处理器调节自动调整电路使得经换算后的输入电压的幅值增加到原来的10倍。下一步，微处理器把一个数字控制数据加到信号发生器，从而使该信号发生器产生一个已知幅值的偏移电压，该已知幅值和换算后输入电压幅值的不同之处在于其数值近似等于该窗口检测器全部换算输入极限的1/100。然后，差分放大器将偏移电压和输入电压之间的差放大100倍并且窗口检测器将放大后的差电压转换成代表性的第二数字数据并传输给微处理器。

然后，微处理器根据偏移电压的已知幅值、自动调整电路的换算系数、第二数字数据的值以及差分放大器的放大倍数计算第三数字数据，该数据表示一个具有高分辩的输入电压。在本发明的最佳实施例中，窗口检测器以18毕特的分辩率进行数字化，信号发生器产生具有14毕特分辨率的幅值被控的偏移电压。这些部件的组合允许该微处理器以28毕特的分辩率特输入信号数字化。

本发明的另一方面，该窗口检测器包括在这里作为参考的于1985年10月26日颁发给小恩格（Eng）等人的美国专利455692号中所叙述的那种循环剩余数模拟-数字转换器。这种窗口检测器以18毕特的分辩率将输入电压数字化，在+/-2伏的 整个输入电压范围内提供高稳定和高度线性化的操作，并且是自校准的，不需要操作者的人工调节。在本发明的这个实施例中，自动调整电路适用于用系数1/1000，1/100，1/10，1，10和100来换算输入电压并允许在把其范围近似从-1200伏到+1200伏的输入电压数字化过程中使用窄范围窗口检测器。

根据本发明的再一方面，产生偏移电压的信号发生器包括由晶体振荡器定时的可编程占空度发生器。占空度发生器产生根据由微处理器所提供的控制数据来确定的占空度的方波信号。利用方波信号对已知的DC基准电压进行调制从而产生偏移电压信号，该偏移电压信号同样是方波但它具有与计数器输出的占空度成正比的时间平均值。由差分放大器所产生的差信号是脉动的，但在该差分信号被施加给窗口检测器的输入端以前，利用滤波器将该脉动的差信号转换成DC电压。在发明的该实施例中，晶体振荡器工作在10MHz频率，它允许在整个输出信号占空度范围内以14毕特分辩率进行控制。由于晶体振荡器的频率是极稳定的，所以，偏移电压的时间平均值也是加到占空度发生器上的控制数据的极稳定的函数，该时间平均值能调节到具有极高精度的已知值上。

向占空度发生器提供计时脉冲从而产生精密偏移电压的晶体振荡器与现有技术中闭路循环剩余数A/D转换器和自动调整电路相结合使本发明不仅可以使得具有高分辩率，高精度和高线性化的输入信号数字化，而且这种结合也使得该装置结构简单，且不需要人工调节而自动校准。另外，由于窗口检测器和由A/D转换器控制的晶体振荡器是非常稳定的，所以，本发明的D/A转换器，通常可以长时期地保持精确校准状态。

因而本发明的一个目的就是要提供一种经改进的模拟-数字转换器及其工作方法，以便高分辩率，高精度和高度线性化地将输入电压数字化。

本发明的另一个目的就是要提供一种改进的模拟-数字转换器和操作方法，它可以很容易地被校准并且可以长时间工作而不需要重新校准。

本发明的主题在于本说明书的结论部分，特别指出并清楚无误地说明了。然而，其结构和操作方法以及其进一步的优点和目的最好通过参考伴有附图的下述说明来理解，其中同样的符号涉及同样的元件。

图1是本发明模拟-数字转换器的方框图。

图2是现有技术窗口检测器的方框图;

图3是图1中模拟-数字转换器更加详细组合方框示意图。

参考图1，根据本发明并以方框图形式表示的可变占空度，窗口检测的模拟-数字转换器10用于将模拟输入电压Vin转换成代表性的数字数据。输入电压Vin加到自动调整电路12该电路能根据所加的数字控制数据D₃以系数0.001，0.01，0.1，1，10或100换算输入电压。自动调整电路12的输出电压Vin′通过开关S₁加到差分放大器14。信号发生器16所产生的偏移电压信号V_off也加到差分放大器14上，该放大器输出大于Vin′和V_off之差100倍的电压Vo。差分放大器14的输出电压Vo通过另一开关S₂加到窗口检测器18的输入端，该窗口检测器18包括用以产生代表Vo值的输出数据D₁的窄范围A/D转换器。自动调整电路12的输出Vin′，通过开关S₃提供给窗口检测器18的输入端，这样，当开关S₂断开而开关S₃闭合时，窗口检测器18 的输出数据D₁就表示了Vin′的值而不是Vo的值，窗口检测器18的数字输出数据D₁作为输入数据加给微处理器20，微处理器20提供数字输出D₂用以控制信号发生器16的偏移电压输出V_off的幅值，它还产生一个数据D₃用于控制自动调整电路12的选择范围，另外，它还产生用以控制开关S₁，S₂和S₃开关位置的控制信号。

在本发明的最佳实施例中，所使用的窗口检测器18参考使用了于1985年10月26日颁发给小恩格（Eng）等人的美国专利4555692号中所述类型的循环剩余数模拟-数字转换器，参考图2，该图以简单的方框图形式示出了窗口检测器18的工作原理，这种窗口检测器在上述专利中有更加全面的叙述，窗口检测器18包括有数字-模拟转换器40用以输出其值由来自微处理器42的数字控制数据DC控制的基准电压Vref。（在本发明中，信号微处理器可以执行图2中微处理器42的功能，也可以执行图1中微处理器20的功能。）待被数字化的输入信号Vo通过开关SW₁加到比较器44，基准电压Vref加到比较器44的另一输入端。比较器44的输出信号Vc传送给微处理器42，微处理器42指示出Vo的值是否超过了Vref的值。输入信号Vo通过开关S_W1加到差分放大器46的一个输入端，基准电压Vref被耦合到差分放大器46的另一个输入端上。差分放大器46产生剩余电压Vr，它是Vref和Vo之间电压差的倍数。存贮电路48一旦收到来自微处理器42的控制信号，该剩余电压Vr立即被存贮起来。存贮电路48中存贮的剩余电压Vr′可以通过开关Sw₁传送给差分放大器46以取代Vo。

开关Sw₁最初置于允许Vo而不是Vr传送给差分放大器46 的位置上，当使得Vref尽可能接近Vo以前反复调节转换器40的输出Vref时，微处理器42监视比较器44的输出Vc。然后微处理器将最后的D_C值存入存贮器（未示出）。改变Sw₁的位置，把剩余电压Vr′而不是Vo作为输入信号加到比较器44和差分放大器46。下面，微处理器42将反复调节转换器40的Vref输出直到Vref尽可能地接近剩余电压Vr′并把新的DC值存入存贮器中。差分放大器46提供包括有已经放大了的第一剩余电压Vr′和Vref之间差值的第二剩余电压Vr。第二剩余电压取代已经存贮的第一剩余电压Vr′而存入存贮电路48中。

第二存贮剩余电压Vr′作为输入信号提供给比较器44和差分放大器46并以与第一剩余电压相同的方式被数字化。利用相应于存贮器中所存贮的每个连续剩余电压的Vref的数字值DC使这个过程反复进行多次。然后微处理器利用剩余数放大系数的累进量对相当于每个剩余电压的所存贮的DC数据进行换算并加上该存贮的数据DC以产生代表Vo值的数据D₁。实际上，由于差分放大器46和电路的其他成分所产生的噪声在5次迭代以后就变成剩余电压Vr的主要部分，所以，如图2所示装置的工作被限制在5个剩余数产生迭代范围以内。在上述小恩格（Eng）等人的专利中所述的窗口检测器是使用Cmos集成电路来完成的，就相对于周围温度变化而言，它所提供极稳定的工作并能产生表示具有18毕特分辩率输入电压的数字输出。然而，由于Cmos电路所能处理的电压受到限制;使得窗口检测器仅具有近似+/-2伏的相对窄的输入范围。

为了能够以比18毕特分辩率高得多的分辩率将输入信号Vin数字化，本发明A/D转换器10多次利用窗口检测器18。首先，在工作 的“搜索方式”期间，数字转换器两次利用窗口检测器来确定窗口检测器分辩率内的Vin的值。由于窗口检测器仅有很窄的输入范围，首先通过用一个很大的数来除Vin（在本发明的实施例中，这个数是1000）来换算一个未知的输入电压Vin′从而产生“第一遍”输入电压给窗口检测器，它将可靠地处于窗口检测器+/-2伏全部换算输入范围以内，所提供的Vin处于+/-2000伏以内。窗口检测器使第一遍输入电压数字化生产“第一遍”数字输出，该输出乘以系数1000从而产生Vin的第一计算值。假如Vin小于1000伏，这个Vin的第一计算值的分辩率就相对的低（有些低于窗口检测器的18毕特分辩率），这是因为当第一遍窗口检测器输入电压被数字化成18毕特分辩率时，Vin的予换算使得第一遍窗口检测器输入电压更加接近就窗口检测器的全部换算输入范围而言为零，在Vin特别小的情况下更是如此。因此当Vin小于1000V时，窗口检测器第一遍数字输出的一个或多个最高有效毕特位将是零，而仅是第一遍窗口检测器输出的较低毕特位成为与Vin值有关的有效信息。

由于Vin的值近似等于第一遍计算值，下一步，Vin将用一个基于Vin第一遍计算值的适当的数值进行予换算（乘或除）以产生“第二遍”窗口检测器输入电压，该电压是窗口检测器+2^V或-2^V输入电压范围极限的大部分，例如，视输入电压的极性而定，它可以是在0.1^V-1.3^V之间或在-0.1^V-1.3^V之间。然后，窗口检测器把该第二遍窗口检测器输入电压数字化以提高代表基本上具有窗口检测器全部18毕特分辩率的第二遍输入电压的值的“第二遍”数字输出。

一旦知道了第二遍输入电压的值，在数字转换器工作的“测量” 方式期间，将第三次利用窗口检测器来建立Vin的高分辩率表达式。在工作的测量方式中，数字转换器把输入电压Vin的予换算系数增加到原来的10倍以产生“第三遍”电压，该电压比第二遍输入电压大10倍。然而，窗口检测器并不直接地把第三遍电压数字化，而是数字转换器，通过把窗口检测器的第二遍输出乘以系数10来计算第三遍电压的值并产生某个值的精确调节的偏移电压，该值已知至少为28毕特，最好是32毕特分辩率，并且它与第三遍电压的计算值不同之处在于相差一个预定量。然后第三遍电压减少偏移电压的值（通过差分放大器）从而建立一个压差，这个压差被放大（例如放大100倍）然后作为输入信号提供给窗口检测器。窗口检测器在数字转换器工作的测量方式期间将该压差数字化以产生“第三遍”数字输出，该数字输出除以100时就代表了第三遍输入电压和偏移电压之间的差。根据本发明，偏移电压的值是可调的，这样，放大后的压差也是窗口检测器全部换算输入电压极限+2^V的大部分，例如可以处于0.1^V-1.3^V之间的范围以内，这样窗口检测器就以基本上是它的全部18毕特的分辩率将差值电压数字化了。

通过把窗口检测器第三遍数字输出除以100，并把其结果加到已知的偏移电压值上可以算出第三遍电压的更高分辩率的数字表示。然后，根据第三遍输入电压予换算的衰减（或增益）通过乘以（或除以）上述第三遍电压计算值来确定输入电压。由于已知偏移电压的值至少有28毕特的分辩率并且由于窗口检测器基本上利用了它的全部18毕特分辩率容量来使第三遍电压和偏移电压间的小倍数放大的压差数字化，所以，第三遍电压的（以及因此而得出的输入电压的计算值）的计算出的数字表示具有比窗口检测器的分辩率（18毕特）高 得多的分辩率（近似28毕特）。该数字结果可适当地调到为计算具有近似28毕特分辩率的第三遍电压的计算值所需的28毕特偏移电压的较低位毕特上。

参考图1，微处理器20将转换器10置于工作的搜索方式，在此方式下，通过首先打开开关S₁、S₂和闭合开关S₃以及建立数据D₃使得自动调整电路12把输入电压Vin除以1000来确定Vin的第一和第二遍值。产生的第一遍电压Vin′通过开关S₃加到窗口检测器18的输入端，随后由窗口检测器用18毕特分辩率予以数字化。微处理器20根据所产生的窗口检测器的第一遍输出数据D₁确定输入电压Vin的近似值并且重置自动调整电路12的增益（或衰减）使得Vin′的第二遍值尽可能地接近例如+/-1.3^V这个电压是窗口检测器输入范围全部换算+/-2^V极限的大部分。窗口检测器18再次把Vin′数字化以提供作为第二遍数字输出数据的数据D₁给微处理器20，该数据D₁表示具有18毕特分辩率的Vin′的第二遍近似值。

下一步，在工作的测量方式期间，转换器10进一步精密地确定Vin的值。在这种方式下，微处理器20使开关S₃打开，并使自动调整电路12的增益提高到原来的10倍，同时根据第二遍窗口检测器输出数据D₁的值去调节控制信号发生器16工作的D₂数据的值，从而使信号发生器产生偏移电压V_off，其中V_off和Vin′第三遍值间的差尽可能地接近0.013^V。随后，微处理器20使开关S₁和S₂闭合，这样，差分放大器14产生一个输出电压V_o，其值等于V_off和Vin′之差的100倍，约等于1.3^V，是窗口检测器整个换算输入电压极限的大部分，其结果是窗口检测器 18以基本上是全部18毕特分辩率的分辩率将差值电压V_O数字化。

第三遍数字输出数据D₁表示Vin′和Voff之间的被放大了的放大器14的100X增益的差值。因此，微处理器20能通过将第三遍数字数据D除以100并把其加到Voff已知值的数字化等效值上来确定Vin′的第三遍值的幅值，Voff已知值的数字化等效值由微处理器根据控制数据D来确定。随后根据所计算出的Vin′的第三遍值通过把Vin′乘以自动调整电路12的增益（或衰减）系数确定出Vin的值。

数字转换器的工作情况最好通过讨论它是如何将一个输入电压Vin，例如是123456789V的输入电压Vin数字化的来说明。在工作的搜索方式期间，微处理器20首先使用自动调整电路12将输入电压除以1000，这样Vin′的第一遍值就是0.0123456789伏，该第一遍输入电压Vin′通过开关S₃加到窗口检测器18的输入端，然后窗口检测器18将其转换为表示0.01234伏Vin′电压的第一遍18毕特数字输出D₁。由于窗口检测器分辩率的限制，第一遍数据D₁不传送Vin′的低位毕特。根据D₁和自动调整电路12的衰减调整情况，微处理器20确定Vin是12.34伏，具有31/2数字（约10毕特）分辩率。然后，微处理器20调整自动调整电路12使其被10除，则Vin′的第二遍值为1.23456789伏。该第二遍值Vin′经过S₃提供给窗口检测器18的输入端，窗口检测器18产生指明其值为1.23456伏的第二遍Vin′电压的第二遍18毕特数字输出D₁。微处理器20根据该第二遍值D₁和自动调整电路的除10调整确定Vin是12.3456伏，具有51/2数字（约18毕特）分辩率。

这时，微处理器20使转换器10处于测量方式，变化自动调 整电路从而使自动调整电路12的第三遍增益系数为1（即第二遍值0.1的10倍）。这样，Vin第三遍值就是12.3456789伏。微处理器20建立D₂的值，使信号发生器16产生至少具有28毕特精度的尽可能接近12.3326伏（即比Vin第二遍计算值少0.013伏）的已知值的偏移电压V_off。就这个例子而言，假设V_off的值实际是12.3327124伏。微处理器还断开S₃并闭合S₁和S₂。当V_off为12.3327124伏且Vin′是12.3456789伏时，由增益系数为100的差分放大器14所产生的压差V_O是1.29665伏。窗口检测器18使V_O数字化，并且窗口检测器18的第三遍输出D₁将指示出V_O是具有5-1/2数字（18毕特）分辩率的1、29665伏。微处理器20将1.29665除以100，该数是放大器14的增益系数，以确定Vin′和Voff之间的0.0129665伏的压差。由于微处理器已得到Voff的值是12.3327124伏，所以它把0.0129665加到12.3327124上来确定具有81/2数字（28毕特）分辩率的输入电压Vin的值12.3456789。

参考图3，这里将以更加详细的方框图和示意图的形式，其中包括自动调整电路12，差分放大器14和偏移信号发生器16的实施例的详细描述来说明图1中的A/D转换器10。自动调整电路包括运算放大器21，输入给自动调整电路12的Vin，通过开关K₁加到放大器21的非反相输入端。Vin也是一个被输入电压除法器23除以系数100的电压，除得的结果通过另一开关K₂加到放大器21的非反相输入端上。放大器21的输出通过开关K₃反馈给放大器的反 相输入端。这样，当开关K₃闭合时，放大器21就具有单位增益。放大器21的输出也加到电阻分压器网络25上以产生两个电压，这两个电压分别通过一对开关K₄和K₅也反馈到放大器21的反相输入端上。这样，当开关K₄闭合时，放大器21的增益为10X，而当开关K₅闭合时，放大器21的增益为100X。放大器21的输出还提供给开关K₆的输入端和输出电压分压器27，该分压器27把放大器21的输出电压除以10，除得的结果作为一个输入加到另一开关K₇上，K₆和K₇的输出接在一起从而提供自动调整电路12的输出Vin′。

所有开关K₁-K₇的开关位置都由来自微处理器20的数据D₃通过一个完全公知的接口电路36进行控制。开关K₁和K₂的状态确定输入电压信号Vin是否在其被提供给放大器21以前先除以100。放大器21根据K₃，K₄和K₅中哪一个是闭合的而将其输入放大器1，10或100倍，而开关K₆和K₇控制放大器21的输出是否需要除以10以产生Vin′。因此，通过控制开关K₁-K₇的状态，微处理器20能调节自动调整电路12以产生其值分别为输入Vin的1/1000，1/100，1/10，1，10或100倍的Vin′输出值。下表1列举了开关K₁-K₇在工作的搜索方式和测量方式期间适用于各种输入电压范围的置位状态，以及所导致的自动调整电路12的增益Vin′/Vin。在表1中，“+”号表示开关闭合而“-”号则表示开关断开。

输入电压    开关    增益

（+或-） K₁K₂K₃K₄K₅K₆K₇

搜索方式

0.0-0.13    +    -    -    +    -    +    -    10

0.1-1.3    +    -    +    -    -    +    -    1

1.0-13    +    -    +    -    -    -    +    0.1

10-130    -    +    +    -    -    +    -    0.01

100-1200    -    +    +    -    -    -    +    0.001

（测量方式）

0.0～0.13    +    -    -    -    +    +    -    100

0.1～1.3    +    -    -    +    -    +    -    10

1.0～13    +    -    +    -    -    +    -    1

10～130    +    -    +    -    -    -    +    0.1

100～1200    -    +    +    -    -    +    -    0.01

表一

差分放大器14包括一对运算放大器22和26以及滤波器电路24。输入到差分放大器14的Vin通过开关S₁和电阻R₁加到运算放大器22的反相输入端上，运算放大器22的非反相输入端接地。开关S₁和电阻R₁中间接点经过另一开关S₅也接地。D/A转换器14的V_off输出通过另外一电阻R₂加到放大器22的反相输入端。放大器22的输出经滤波电路24滤波以后通过电阻R₃反馈给放大器22的反相输入端，电阻R₁，R₂和R₃的值可以调节从而使放大器22和滤波器24产生其值等于Vin′和V_off时间平 均值之和的滤波输出V_O′。输出V_O′经过电阻R₄加到放大器26的反相输入端，放大器26的非反相输入端接地且其输出通过电阻R₅反馈给它的反相输入端。R₄和R₅的值是可以选择的，以使放大器26的输出V_O比V_O′大100倍。

信号发生器16包括由10MHz晶体振荡器32的时钟信号输出定时的占空度发生器30，占空度发生器30用于产生微处理器20（经过接口电路36）提供的数据D₂的值成正比的占空度的方波输出信号V_S。当由数据D₂来确定时，占空度发生器交替使V_S变成高和低以选择振荡器32的时钟信号周期的数目。开关S₇用来将正或负的偏移基准电压（+Vref或-Vref）有选择地提供给另一个开关S₄。开关S₄的输出包括有通过电阻R₂施加给放大器22的反相输入端的前述偏移电压V_off。S₄的输出也经另一开关S₆接地。占空度发生器30的占空度控制方波输出电压V_S控制开关S₄和S₆的开关状态，一个打开，另一个则闭合。微处理器20通过接口电路36控制开关S₁，S₂，S₃，S₅，和S₇的开关状态。当V_off的瞬时值在全部时间内是零或+/-Vref时，那未V_off信号的时间平均值就与它的占空度成正比，同时也就和数据D₂成正比。

在工作的测量方式期间，利用信号发生器16和放大器14。在转换器10工作的测量方式期间假如微处理器根据在前面工作的搜索方式期间所确定的Vin的第二遍计算值确定Vin是个负数，那么开关S₁和S₂将闭合，开关S₃和S₅将断开并且微处理器20将使开关S₇置于能使+Vref传递给开关S₄的位置上。相反，若前面所确定的Vin是个正数，那么，微处理器20将使开关S₇置于能使 -Vref传递给开关S₄的位置上。也是在工作的测量方式，微处理器把数据D₂提供给占空度发生器30去控制V_S的占空度，从而使得脉冲宽度调制的V_off信号的时间平均值尽可能地接近于比Vin′第三遍值大0.013伏的值，除非它具有相反的极性。放大器22然后产生与Vin′和Voff的时间平均值之和成正比的时间平均值的脉冲宽度调制输出信号。由于Vin′和V_off具有不同的极性，放大器22的输出与两个电压的绝对值之差成正比。放大器22的输出给滤波器24滤波产生DC输出V_O′，该V_O′由放大器26放大100倍而产生V_O。

由于晶体振荡器32的时钟频率是高度稳定的，所以偏移电压的时间平均值Voff也是加给占空度发生器30的控制数据的极稳定的函数，并且可以以很高的精度调节到已知值上。用于产生脉冲宽度调制偏移电压的由晶体振荡器定时的占空度发生器与现有技术中闭路循环剩余数A/D转换器和自动调整电路相结合，不仅使得本发明可以高分辩率、高精度和高线性化地将宽范围输入电压数字化，而且允许本发明的转换器10很容易地进行校准，不需要入工地对可变电容器或电阻进行调节。而这些，在现有技术的高分辩率转换器中通常是需要的。

微处理器自动校准转换器10。差分放大器14的运算放大器22和26把偏移误差引入差分放大器的输出电压V_O中，在第一个校准步骤中测量差分放大器14的偏移误差。参考图3，开关S₁和S₃断开，开关S₂和S₅闭合，且信号发生器16的占空度置于零（即开关S₆保持闭合），其结果是：V_off为零。放大器22的输入因此为零伏，且放大器26的输出V_O就表示差分放大 器14的偏移误差，窗口检测器18将V_O数字化且微处理器20将代表V_O的窗口检测器的输出数据D₁存贮在非易失存贮器34中。此后，微处理器20利用这个测量的偏移误差值来校正窗口检测器18的输出D₁。

下一步，窗口检测器18被校准以计算出用于产生基准电压的内部电阻值的误差以及与窗口检测器18内元器件有关的任何偏移或增益误差。微处理器20根据范围从-2^V到+2^V的一系列不同窗口检测器输入电压V_O获得窗口检测器18输出数据D₁，并且以在前述美国第4555692号专利中所述的方式使用上述结果去校准窗口检测器18。通过断开开关S₁和S₃，闭合开关S₅并且使用信号发生器16产生其值范围在-0.02伏-+0.02伏之间的时间平均值的偏移电压V_off，可以产生一系列的输入电压。然后，差分放大器14将这些偏移电压放大100倍，并将其滤波后作为V_O输入信号通过开关S₂加到窗口检测器18，如前面小恩格（Eng）等人的专利所述，微处理器根据响应这些V_O输入而产生的窗口检测器输出数据D₁计算出一组“阶梯毕特”L₁-L₆，这组阶梯比特算出了窗口检测器中所使用的精密电阻的误差。微处理器还根据这个数据计算增益校正系数E和偏移校正系数Z，这些系数反映了窗口检测器内各装置的任何增益和偏移误差。微处理器20将这些因素，即L₁-L₆，Z和E存贮在存贮器34中以备将来根据前述专利中所述的校准公式去校正窗口检测器的输出数据D₁时使用。

作为一个最后的校准步骤，为了校准信号发生器的工作，要确定由信号发生器16所产生的偏移电压Voff的改变和数字输入D₂的改变之间的关系。来自精密电压源的标准电压（+10^V为好）作为输入 电压Vin加到转换器10，且该转换器10以与对任何其他输入电压相同的方式来测量该标准电压。在测量过程的末尾，为了使Vin′的偏移接近某个适当的值。V_off将近似为-10.013伏，且数字输出D₁将反映V_off和V_in′之间的电压差。到达占空度发生器的输入数据D₂然后变化一个毕特，从而使得由差分放大器14产生的压差V_O产生一个很小的变化。窗口检测器18将这个新的V_O电压值数字化并产生一个与前面的D₁值相差很小值的新的输出值D₁。微处理器20然后计算新的D₁和老的D₁之间经用前述校准系数校正的差值，并且这个差值就表示了当计算电压Vin′的值时，将被使用的数据D₂的一个毕特的加权W。特别是，为了获得表示输入电压Vin′的数字量，数据D₂被乘以W然后加到校正后的窗口检测器输出值D₁上。随后，Vin通过将Vin′乘以（或除以）自动调整电路12的增益（或衰减）系数加以确定。应当注意，校准过程不需要除标准化电源以外的外部设备，也不需要手动控制调节。

因此，转换器10提供用于宽范围输入电压的高分辩率模拟-数字转换器，它不需要大量的精密元件，而在校准过程中，它也不需要测试设备的手动调节，在展示和叙述了本发明的最佳实施例的情况下，本专业领域内的技术人员将明白：在不脱离本发明的情况下，在其主要方面可以作出许多变化和修改，因此，从属权利要求将试图复盖落入本发明实质精神和范围以内的所有这种变化和修改。

Claims (16)

1、一种精确测量一换算信号的方法，该信号的幅值占信号幅测量装置的全部换算输入信号范围的相当的比例，其特征在于，所述方法包括如下步骤：

以第一级分辨率测量所述换算信号，以产生所述换算信号的幅值的估算值；

利用偏移信号偏移所述换算信号以产生一差信号，并以一予定的放大倍数放大所述差信号以产生放大的差信号，所述偏移信号和所述放大倍数要使放大的差信号的幅值占所述全部换算输入信号范围的相当的比例；

利用所述信号幅值测量装置来测量所述放大的差信号的幅值；并且

根据所述偏移信号、所述放大倍数和所述放大的差信号的测量值确定达到改进的分辨率水平的所述换算信号的值。

2、根据权利要求1的方法，其特征在于，

接收一输入信号，该信号的值范围比所全部换算输入信号的范围大的多;

以第一系数预换算所述输入信号，以产生幅值小于所述全部换算输入信号的范围的预换算输入信号;

用所述信号幅值测量装置测量所述预换算输入信号;

根据预换算的输入信号的测量值和所述第一换算系数计算第二换算系数;和

用所述第二换算系数换算所述输入信号，以产生所述换算信号。

3、根据权利要求1或2的方法，其特征在于，所述偏移换算信号的步骤包括：

产生一脉宽调制偏移信号，该脉宽调制偏移信号的时间平均值使得，当偏移信号的值和输入信号的估算值间的时间平均差放大所述放大倍数时占信号幅值测量装置的全部换算输入信号范围的相当的比例;

用所述偏移信号偏移所述换算信号，以产生一偏移换算信号;和

滤波所述偏移换算信号以产生所述差信号。

4、根据权利要求3的方法，其特征在于，产生脉宽调制偏移信号的步骤包括：

产生数字控制数据，该数据表示以所述全部换算输入信号范围的相当部分区别于所述估算值的值;和

形成由所述数字控制数据决定的占空度的脉宽调制偏移信号。

5、根据权利要求4的方法，其特征在于，偏移所述换算信号的步骤包括：

产生其值比例于所述偏移信号值和所述换算信号值间的时间平均差的差信号;和

产生代表该差信号值的数字测量数据;

确定所述换算信号的值的步骤包括：根据所述数字控制数据的值和所述数字测量数据的值计算所述换算信号的值。

6、根据权利要求4或5的方法，其特征在于，形成脉宽调制偏移信号的步骤包括：

提供固定周期的时钟信号;

产生周期性的二进制控制信号，该信号具有由所述数字控制数据控制的占空度和由所述时钟信号控制的频率;

把具有恒定值的第一基准信号加到开关上，并

利用上述周期性的二进制控制信号来控制上述开关的开关状态，从而使得上述第一基准信号被上述周期性的二进制控制信号的占空度进行脉宽调制而产生上述偏移信号。

7、一种精确测量换算信号的装置，该信号的值占一预定信号范围的相当的比例，所述装置包括：

一信号值测量装置，该装置的全部换算输入信号范围基本上等于所述的预定信号范围;

把换算的信号加到测量换算信号的值达到第一分辨率的所述信号值测量装置的装置，以产生所述换算信号的估算值;

用一偏移信号偏移所述换算信号的装置，以产生一差信号，该偏移信号使得，当所述差信号的值放大一预定放大倍数时，占所述全部换算输入信号范围的相当的比例;

以所述放大倍数放大所述差信号并把该放大的差信号加到信号值测量装置上的装置，用来测量放大的差信号的值;和

根据所述偏移信号、所述放大倍数和所述放大的差信号的测量值来确定所述换算信号的值的装置。

8、根据权利要求7的装置，其特征在于，所述偏移装置包括：

形成脉宽调制偏移信号的装置，该偏移信号的时间平均值使得，当偏移信号值和换算信号的估算值间的时间平均差被放大所述的预定倍数时，占所述信号值测量装置的全部换算输入信号范围的相当的比例;

用脉宽调制偏移信号偏移所述换算信号的装置，以产生一偏移换算的信号;和

滤波并放大所述偏移换算的信号的装置，以产生所述的差信号。

9、根据权利要求8的装置，其特征在于，形成脉宽调制偏移信号的装置包括：

1  供具有恒定值的基准信号的装置;

建立具有恒定周期的时钟信号的振荡器;

响应所述估算值而产生数字控制数据的装置;

占空度发生器，它响应上述时钟信号以产生周期性的二进制控制信号，该控制信号具有由上述估算值所确定的占空度和与上述时钟信号的周期成正比的周期;并且，

开关装置，用于响应上述周期性的二进制控制信号从而对上述基准信号进行脉宽调制进而产生所述脉宽调制偏移信号。

10、根据权利要求7的装置，其特征在于，所述偏移装置包括：

建立占空度由所加数字控制数据确定的脉宽调制偏移信号的装置;

差分放大器装置，用于接收上述偏移信号和所述输入信号并产生其值与上述偏移信号幅值和模拟输入信号幅值之间的时间平均差值成正比的差信号，以及

用以产生表示差信号的值的数字测量数据的装置，所述数字测量数据与所述的数字控制数据一起用以表示上述换算信号的值。

11、根据权利要求10的装置，其特征在于，形成脉宽调制偏移信号的装置包括：

提供恒定值的第一基准信号的装置;

建立恒定周期时钟信号的振荡器;

响应所述第一个表达式以便产生所述数字控制数据的装置;

响应所述时钟信号和所述数字控制数据的占空度发生器，用以产生周期性的二进制控制信号，该控制信号具有根据上述数字控制数据而确定的占空度和与上述时钟信号成正比的周期;以及

响应上述周期性的二进制控制信号对上述第一基准信号进行脉宽调制进而产生上述脉宽调制偏移信号的开关装置。

12、根据权利要求10的装置，其特征在于，所述差分放大器装置包括：

第一放大器，响应上述偏移信号和上述换算信号，利用上述偏移信号使上述换算信号产生偏移;

用于将上述偏移换算信号滤波从而产生滤波的偏移换算信号的装置;以及

第二放大器，用来以所述的放大倍数放大上述滤波后的偏移换算信号从而产生上述差信号。

13、根据权利要求10的装置，其特征在于，所述用于产生数字测量数据的装置包括循环剩余数模拟-数字转换器。

14、根据权利要求7的装置，其特征在于，包括预换算装置，用于接收模拟输入信号并根据加到该所述预换算装置上的第一数字数据所决定的比例值提供所述换算信号。

15、根据权利要求14的装置，其特征在于，偏移所述换算的信号的装置包括：建立偏移信号的装置，该建立偏移信号的装置响应于第二数字数据使得偏移值决定于所述第二数字数据，和确定所述换算信号值的装置，其操作可建立表示所述换算信号值的第三数字数据。

16、根据权利要求15的装置，其特征在于，连接有微处理器装置，以接收所述第三数字数据，产生第一和第二数字数据，并建立指示所述输入信号值的第四数字数据，所述第四数字数据值是所述第二数字数据、所述第三数字数据和所述第一数字数据的值的函数。

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