CN102075069A - 一种并联igbt的驱动控制系统及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种并联IGBT的驱动控制系统及方法，应用于并联式逆变电源，所述系统包括：信号输出单元，其输入端与并联式逆变电源中的各个IGBT连接，其输出端与信号处理单元连接，用于接收反馈信号并据此进行调制处理，输出动态的N对互补的调制信号；信号处理单元，与并联式逆变电源中的各个IGBT的驱动板连接，用于接收N对互补的调制信号、并将每路调制信号分为M个相同频率的信号后输出。采用本发明，可使得M个并联的IGBT交替轮流地工作，IGBT的开关频率降低了1/M，从而降低了IGBT的损耗；与此同时，还避免了M个并联的IGBT的电流不均衡，避免了由于电流不均衡引起的对电源的可靠性和稳定性的不良影响。

Description

一种并联IGBT的驱动控制系统及方法
技术领域
本发明涉及并联式逆变电源领域，尤其涉及一种并联IGBT的驱动控制系统及方法。
背景技术
IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。伴随着IGBT高电压技术的发展，越来越多的行业使用的电源都采用IGBT当开关元件。
目前IGBT的开关频率最高为20KHz，但是在有些航空电源、变频器、飞轮控制电源等一些特定的电源中要求的调制波在400Hz，甚至更高。对IGBT的开关频率要求也越来越高，随着IGBT的开关频率增高，整个IGBT的损耗也增大。如果逆变模块中的IGBT的载波偏小，逆变输出的电源输出的波形的THD(总谐波失真)偏大，当电源中此参数增大时，对电源和设备都是一种损害，对能源也是一种污染、一种无功功率的消耗。
随着大功率电源的发展，为了增加电源的功率通常会采用IGBT并联技术，此种并联技术只能实现在功率段的并联，并联后，一方面，IGBT在整个机器的损耗不仅没有减小、反而增大了一倍，且由于IGBT在功率段并联时需要留余量，功率等级只增加了0.6倍；另一方面，并联的IGBT一般由同一驱动信号直接来驱动，电流会同时通过并联的IGBT，在这种驱动方式下，由于并联的IGBT的阻抗存在差异，使得通过它们的电流会不均衡，即有的IGBT电流大而有的IGBT电流小，这不利于增加电源的功率，影响整个电源的可靠性和稳定性。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术中并联IGBT存在的损耗大、电流不均衡的缺陷，提出一种新的并联IGBT的驱动控制系统及方法。
本发明实施例是这样实现的，
一种并联IGBT的驱动控制系统，应用于并联式逆变电源，该系统包括信号输出单元和信号处理单元；其中，
所述信号输出单元，其输入端与所述并联式逆变电源中的各个IGBT连接，其输出端与信号处理单元的输入端连接，用于接收各IGBT的反馈信号并据此进行调制处理，输出动态的N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号；
所述信号处理单元，其输入端与信号输出单元的输出端连接，其输出端与所述并联式逆变电源中的各个IGBT的驱动板连接，用于接收所述N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号、并将其中的每路PWM/SPWM/SVPWM调制信号分为M个相同频率的信号后输出。
其中，所述信号输出单元为DSP处理单元，该DSP处理单元包括相互连接的PID控制器/PI控制器和PWM功能模块单元；
所述PID控制器/PI控制器，与并联式逆变电源中各个IGBT连接，用于接收各个IGBT的反馈信号并对该反馈信号进行动态调节；
所述PWM功能模块单元，用于根据经过动态调节的反馈信号和DSP处理单元内部产生的三角调制波进行调制处理，输出动态的N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号。
其中，所述信号输出单元包括依次连接的用于产生脉冲波形的DSP处理单元、用于对反馈信号进行动态调节的模拟电路和用于进行PWM/SPWM/SVPWM调制处理的调制电路；其中，
模拟电路还与并联式逆变电源中各个IGBT连接，调制电路的输出端与并联式逆变电源中的各个IGBT的驱动板连接。
其中，所述信号处理单元采用FPGA或者CPLD处理芯片。
一种如上所述驱动控制系统的驱动方法，应用于并联式逆变电源，该方法包括步骤：
接收各个IGBT的反馈信号并对其进行动态调节，据此对调制信号调制后生成动态的N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号；
对于所述N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号中的每路PWM/SPWM/SVPWM调制信号，将其分成M路调制信号，且这M路调制信号的开关频率均为转换前PWM/SPWM/SVPWM调制信号的1/M；
采用获得的2*M*N路PWM/SPWM/SVPWM调制信号分别驱动所述并联式逆变电源中的各个IGBT。
其中，对于单相半桥逆变电源，所述N为1；对于三相半桥逆变电源，所述N为3；对于三相全桥逆变电源，所述N为6。
其中，所述M与并联的IGBT个数相同。
本发明实施例与现有技术相比，有益效果在于：
由于IGBT的总损耗＝导通损耗+开关损耗，且开关损耗与开关频率成正比，而本发明采用由一个PWM/SPWM/SVPWM调制信号分频后获得的M个PWM/SPWM/SVPWM调制信号分别驱动并联的M个IGBT，使得并联的IGBT交替轮流地工作，这样使得IGBT的开关频率降低了1/M，从而降低了IGBT的损耗，降低了整个并联式逆变电源的散热成本，优化了并联式逆变电源的性能；与此同时，还避免了M个并联的IGBT的电流不均衡，避免了由于电流不均衡引起的对电源的可靠性和稳定性的不良影响，进一步提高了并联式逆变电源的性能。
附图说明
图1是单相半桥逆变电源模型。
图2是实施例一提供的应用于单相半桥逆变电源的驱动控制系统框图。
图3是实施例一提供的当M＝2时的开关频率分序图。
图4是实施例一提供的当M＝2时的四路驱动波形图。
图5是三相半桥逆变电源模型。
图6是实施例二提供的应用于三相半桥逆变电源的驱动控制系统框图。
图7是实施例二提供的当M＝2时图6所示驱动控制系统在分频前和分频后产生的驱动波形图。
图8是三相全桥逆变电源模型。
图9是实施例三提供的应用于三相全桥逆变电源的驱动控制系统框图。
图10是实施例三提供的当M＝2时图9所示驱动控制系统在分频前产生的驱动波形图。
图11是实施例三提供的当M＝2时图9所示驱动控制系统在分频后产生的A相驱动波形图
图12是M次分频时驱动控制系统产生的驱动波形图
具体实施方式
本发明所提供的并联IGBT的驱动控制系统包括以下组成部分：
信号输出单元，用于输出动态的N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号，
信号处理单元，其输入端与信号输出单元的输出端连接、其输出端与并联式逆变电源中的各个IGBT的驱动板连接，用于接收信号输出单元输出的N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号、并将其中的每个PWM/SPWM/SVPWM调制信号分频后输出以驱动各个IGBT。
上述驱动控制系统的驱动实现方法包括以下步骤：
产生载波，将该载波与调制信号调制并通过动态调节后生成动态的N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号；
对于N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号中的每路PWM/SPWM/SVPWM调制信号，将其分成M路信号，这M路信号的开关频率均为转换前PWM/SPWM/SVPWM调制信号的1/M(如图12所示)；之后采用变换后的2*M*N路PWM/SPWM/SVPWM调制信号分别驱动并联式逆变电源中对应的各个IGBT。
目前，IGBT最常见的并联使用方案有半桥和全桥两种、逆变电源的工作方式有单相逆变和三相逆变两种方式，因而针对不同情况本发明会有不同的工作模式：针对单相半桥逆变电源，信号输出单元只需输出1对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号；针对三相半桥逆变电源，信号输出单元需输出3对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号；针对三相全桥逆变电源，信号输出单元需输出6对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号。
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。以下实施例中均以采用PWM调制方式为例，且信号输出单元由反馈信号、PID控制器/PI控制器组成，PWM功能模块、信号处理单元采用FPGA/CPLD来实现。
实施例一
单相半桥逆变电源模型如图1所示，本实施例中驱动控制系统即用以实现单相半桥逆变电源中2个IGBT并联的驱动(M＝2)，驱动控制系统图2所示，具体包括：DSP处理单元和包括FPGA/CPLD处理芯片；DSP处理单元又包括相互连接的PID控制器/PI控制器和PWM功能模块单元；PID控制器/PI控制器用于对IGBT的反馈信号进行动态调节；PWM功能模块单元，用于对调制信号进行调制后输出；FPGA/CPLD处理芯片，用于将每个动态的调制信号一分为二输出。
其工作过程为：DSP处理单元中经过PID控制/PI控制进行动态调节后PWM功能模块单元输出一对互补的PWM调制信号(PID/PI调节可以用硬件或软件来实现，也可以实现双调节)至FPGA/CPLD处理芯片；FPGA/CPLD处理芯片再将每个PWM调制信号分为两路信号，这两路信号的频率均为变换前PWM调制信号的一半且这两路信号在相位上相差半个周期，之后将四路PWM调制信号分别去驱动图1中相对应的IGBT单元，从而实现分频的效果同时降低IGBT管的开关频率。
在上述工作过程中，FPGA/CPLD处理芯片的处理方式具体为：对于经DSP处理单元和PID控制器/PI控制器处理输出的一对互补的信号dirA、dirB，输入至FPGA/CPLD处理芯片的相应的I/O口；如图3所示，对于dirA信号，FPGA/CPLD处理芯片将dirA信号进行分频(分频方法为：将K1信号与dirA信号进行与运算得出dirA1信号，将K2信号与dirA信号进行与运算得到dirA2信号，其中的K1信号和K2信号是FPGA/CPLD处理芯片产生的用以实现分频的参考信号)，产生两路信号dirA1和dirA2，分别用于驱动图1中的Q1管和Q2管；同理将dirB进行分频，产生两路信号dirB1和dirB2，分别用于驱动图1中的Q3管和Q4管。至此，经过FPGA/CPLD处理芯片处理后，产生的四路驱动信号如图4所示。
在附图1中的单相半桥逆变电源模型中，由dirA1信号和dirB1信号分别驱动Q1管和Q3管，由dirA2信号和dirB2信号分别驱动Q2管和Q4管，在整个系统中，Q1管、Q2管、Q3管、Q4管在两个周期中互相开通，而针对Q1管、Q2管来说，在原两个周期内，只工作了一个周期，此时开关频率降低了一半，从而达到IGBT在开关频率段的并联效果。
实施例二
三相半桥逆变电源模型如图5所示，本实施例中驱动控制系统即用以实现三相的半桥逆变电源中2个并联IGBT(M＝2)的驱动，驱动控制系统图6所示，其工作过程具体：DSP处理单元中PID调节/PI调节对反馈信号进行调节后，PWM功能模块单元根据SPWM调制方案，产生三对SPWM信号，输入至FPGA/CPLD处理芯片的相应的I/O口；根据实施例一中的分频方法(具体方案可以参考如图3所示)，产生如图7所示12路信号，分别用以驱动图5中对应的IGBT。
在附图5中的三相半桥逆变电源模型中，对于A相电源电路来说：由Q1信号和Q7信号分别驱动Q1管和Q7管，由Q2信号和Q8信号分别驱动Q2管和Q8管，在A相调制电路中，Q1管、Q7管、Q2管、Q8管在两个周期中互相开通，而针对Q1管、Q2管来说，在原两个周期内，只工作了一个周期；同样，对于B相、C相电源电路来说：由Q3信号和Q9信号分别驱动Q3管和Q9管，由Q4信号和Q10信号分别驱动Q4管和Q10管；由Q5信号和Q11信号分别驱动Q5管和Q11管，由Q6信号和Q12信号分别驱动Q6管和Q12管，在整个系统中，Q3管、Q9管、Q4管、Q10管和Q5管、Q11管、Q6管、Q12管在两个周期中互相开通，而针对Q3管、Q4管和Q5管、Q6管来说，在原两个周期内，只工作了一个周期，此时整个系统中IGBT管开关频率降低了一半，从而达到IGBT在开关频率段的并联效果。
实施例三
三相全桥逆变电源模型如图8所示，本实施例中驱动控制系统即用以实现三相全桥逆变电源中2个IGBT并联(M＝2)的驱动，驱动控制系统图9所示，该系统采用数字和模拟相结合的方式，其工作过程具体为：DSP处理单元产生三个脉冲波信号，经过相应的模拟电路进行调节处理后产生三个动态的正弦信号，再由调制信号据此对一对互补的三角调制波进行调制产生6对SPWM信号，(如图10所示)输入至FPGA/CPLD处理芯片的相应的I/O口；根据实施例一中的分频方法(具体方案可以参考如图3所示)，产生24路信号(因篇幅问题，图11只示出了分频后A相的驱动波形，B相、C相的驱动波形与A相的相似，其原理是根据图10进行分频处理，处理方案见图3所示)
在附图8中的三相全桥逆变电源模型中，对于A相电源电路来说：由Q1信号和Q13信号分别驱动Q1管和Q13管，由Q2信号和Q14信号分别驱动Q2管和Q14管，由Q3信号和Q15信号分别驱动Q3管和Q15管，由Q4信号和Q16信号分别驱动Q4管和Q16管，在A相调制电路中，Q1管、Q13管、Q2管、Q14管、Q3管、Q15管、Q4管、Q16管在两个周期中互相开通，其中Q1管和Q15管、Q2管和Q16管，Q3管和Q13管、Q4管和Q14管是同步控制，而针对Q1管、Q3管来说，在原两个周期内，只工作了一个周期；
对于B相电源电路来说：由Q5信号和Q17信号分别驱动Q5管和Q17管，由Q6信号和Q18信号分别驱动Q6管和Q18管，由Q7信号和Q19信号分别驱动Q7管和Q19管，由Q8信号和Q20信号分别驱动Q8管和Q20管，在B相调制电路中，Q5管、Q17管、Q6管、Q18管、Q7管、Q19管、Q8管、Q20管在两个周期中互相开通，其中Q5管和Q19管、Q6管和Q20管，Q7管和Q17管、Q8管和Q18管是同步控制，而针对其中的Q5管、Q6管和Q7管、Q8管和Q17管、Q18管、Q19管、Q20管来说，在原两个周期内，只工作了一个周期；
同样，对于C相电源电路来说：由Q9信号和Q21信号分别驱动Q9管和Q21管，由Q10信号和Q22信号分别驱动Q10管和Q22管，由Q11信号和Q23信号分别驱动Q11管和Q23管，由Q12信号和Q24信号分别驱动Q12管和Q24管，在C相调制电路中，Q9管、Q21管、Q10管、Q22管、Q11管、Q23管、Q12管、Q24管在两个周期中互相开通，其中Q9管和Q23管、Q10管和Q24管，Q11管和Q21管、Q12管和Q22管是同步控制，而针对其中的Q9管、Q10管和Q11管、Q12管和Q21管、Q22管和Q23管、Q24管来说，在原两个周期内，只工作了一个周期此时整个系统中IGBT管开关频率降低了一半，从而达到IGBT在开关频率段的并联效果。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种并联IGBT的驱动控制系统，应用于并联式逆变电源，其特征在于，该系统包括信号输出单元和信号处理单元；其中，
所述信号输出单元，其输入端与所述并联式逆变电源中的各个IGBT连接，其输出端与信号处理单元的输入端连接，用于接收各IGBT的反馈信号并据此进行调制处理，输出动态的N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号；
所述信号处理单元，其输入端与信号输出单元的输出端连接，其输出端与所述并联式逆变电源中的各个IGBT的驱动板连接，用于接收所述N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号、并将其中的每路PWM/SPWM/SVPWM调制信号分为M个相同频率的信号后输出。
2.如权利要求1所述的并联IGBT的驱动控制系统，其特征在于，所述信号输出单元为DSP处理单元，该DSP处理单元包括相互连接的PID控制器/PI控制器和PWM功能模块单元；
所述PID控制器/PI控制器，与并联式逆变电源中各个IGBT连接，用于接收各个IGBT的反馈信号并对该反馈信号进行动态调节；
所述PWM功能模块单元，用于根据经过动态调节的反馈信号和DSP处理单元内部产生的三角调制波进行调制处理，输出动态的N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号。
3.如权利要求1所述的并联IGBT的驱动控制系统，其特征在于，所述信号输出单元包括依次连接的用于产生脉冲波形的DSP处理单元、用于对反馈信号进行动态调节的模拟电路和用于进行PWM/SPWM/SVPWM调制处理的调制电路；其中，
模拟电路还与并联式逆变电源中各个IGBT连接，调制电路的输出端与并联式逆变电源中的各个IGBT的驱动板连接。
4.如权利要求1至3任一所述的并联IGBT的驱动控制系统，其特征在于，所述信号处理单元采用FPGA或者CPLD处理芯片。
5.一种如权利要求1所述驱动控制系统的驱动方法，应用于并联式逆变电源，其特征在于，该方法包括步骤：
接收各个IGBT的反馈信号并对其进行动态调节，据此对调制信号调制后生成动态的N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号；
对于所述N对互补的PWM/SPWM/SVPWM调制信号中的每路PWM/SPWM/SVPWM调制信号，将其分成M路调制信号，且这M路调制信号的开关频率均为转换前PWM/SPWM/SVPWM调制信号的1/M；
采用获得的2*M*N路PWM/SPWM/SVPWM调制信号分别驱动所述并联式逆变电源中的各个IGBT。
6.如权利要求5所述的驱动方法，其特征在于，对于单相半桥逆变电源，所述N为1；对于三相半桥逆变电源，所述N为3；对于三相全桥逆变电源，所述N为6。
7.如权利要求5所述的驱动方法，其特征在于，所述M与并联的IGBT个数相同。
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