CN102026080A - 基于插入和/或固有的信号特性及匹配恢复的自适应反馈抵消 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于插入和/或固有的信号特性及匹配恢复的自适应反馈抵消，其由用于将输入声音处理为输出声音的音频处理系统及在音频处理系统中估计反馈传递函数的方法实现。本发明音频处理系统包括：输入变换器；输出变换器；包括信号处理单元的正向通路；及从输出侧到输入侧的电反馈环路，包括反馈通路估计单元，用于估计从输出变换器到输入变换器的声反馈传递函数；及增强单元，用于提取正向通路的电信号的特性并提供估计的特性输出；其中反馈通路估计单元适于使用估计的特性输出用于估计声反馈传递函数。本发明使音频处理系统中的反馈最小化及可用在播音系统、娱乐系统、助听器、头戴式耳机、移动电话、可佩戴/便携式通信设备中。

Description

基于插入和/或固有的信号特性及匹配恢复的自适应反馈抵消

技术领域

本发明涉及音频系统如听音设备如助听器中的反馈抵消方法。本发明尤其涉及音频处理系统，如听音设备或通信设备，用于将输入声音处理为输出声音。本发明还涉及估计音频处理系统如听音设备中的反馈传递函数的方法。本发明还涉及数据处理系统和计算机可读介质。

例如，本发明可在如播音系统、娱乐系统、助听器、头戴式耳机、移动电话、可佩戴/便携式通信设备等的应用中使用。

背景技术

下面的现有技术说明涉及本发明的应用领域之一即助听器。

众所周知，在标准自适应反馈抵消系统中，接收器信号和传声器目标信号之间的相关，所谓的自相关(AC)问题，导致反馈传递函数的估计偏差。这进而导致目标信号(的部分)的抵消和/或因反馈传递函数的估计偏差引起的副振荡/啸声。处理AC问题的一种方法是依靠AC检测器及降低AC为主的子频带中的收敛速度，例如参见WO 2007/113282 A1(Widex)。尽管这一定比一点也没处理AC问题的情况更好，但缺点在于在通常受控于AC的频区如语音信号的低频区中适应非常慢。处理AC问题的另一方法是引入所谓的探针噪声，在重播(呈现给用户)之前，理想情况下听不见的噪声序列与接收器信号组合。原理上，该众所周知的一类方法，例如参见EP 0 415 677 A2(GN Danavox)，完全消除了AC问题。然而，由于为使噪声听不见，探针噪声方差通常必须非常小，从而所得到的自适应系统变得非常慢。通过使用掩蔽噪声进行改善，如US 2007/172080 A1(Philips)中所述。

WO 2007/125132 A2(Phonak)描述了抵消或防止反馈的方法。该方法包括步骤：估计由声音从接收器传到传声器形成的外部反馈通路的外部传递函数，使用辅助信号估计外部反馈通路的没有反馈分量的输入信号，其不包括外部反馈通路的反馈分量，及使用估计的输入信号估计外部反馈通路的外部传递函数。

传统的探针噪声解决方案：

现有技术基于探针噪声的自适应反馈抵消(FBC)系统解决方案原理上可完全绕过AC问题，其中，在理想情况下，感知上不可检测的噪声序列添加到接收器信号。图1a示出了音频处理系统如听音设备的例子，包括基于探针噪声的传统自适应系统，其中目标是通过估计量Fh(z，n)逼近未知的时变传递函数F(z，n)(代表从接收器到传声器的泄漏反馈)，在此其假设为FIR系统。在传声器和接收器之间形成正向通路。估计量Fh(z，n)可使用任何标准自适应滤波算法如NLMS、RLS等(参见图1a中的将更新滤波器系数馈给可变滤波器部分Fh(z，n)的算法单元)进行更新。探针噪声(由图1a中的探针信号单元产生)标注为us(n)并可以多种方式产生(例如参见下述的方法A和B或任何其它适当的方法，例如通过分析-修改-合成滤波器组或通过IIR滤波器对白噪声进行滤波)。探针信号us(n)连接到自适应FBC滤波器的算法部分及从输出求和单元“+”中的正向增益单元G(z，n)添加到输出信号y(n)，输出求和单元的输出u(n)连接到接收器和自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)。另外，算法部分使FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)的滤波器系数的估计基于输入求和单元“+”中产生的反馈校正的输入信号e(n)，输入信号e(n)通过从包括反馈信号v(n)和传声器拾取的目标信号x(n)的输入信号减去FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)的反馈估计量vh(n)而产生。由于探针信号优选听不见的性质，前述现有技术解决方案导致自适应系统的适应速度相当低。

发明内容

本发明总体上涉及音频处理系统如听音设备如助听器中的反馈抵消方法。该方法原则上可与基于传统设置的任何动态反馈抵消(DFC)系统一起使用，其中反馈通道传递函数的模型(如FIR或IIR模型)使用任何自适应滤波器算法进行更新，如归一化最小均方(NLMS)、递归最小二乘(RLS)、仿射投影类型的算法等，例如参见[Haykin，1996]或[Sayed，2003]。在提出的方法预期在基于子频带的系统中使用的同时，这些概念原则上为一般概念且也可在基于全频带的系统中使用。同样，如翘曲滤波器形式的翘曲，例如参见[

et al.，2000]，可与本发明的其它功能元件(如线性滤波器，如FIR或IIR滤波器)组合使用。在优选实施例中，本发明的部分如大部分特征实施为适于在音频处理系统的处理器上运行的软件算法，音频处理系统如播音系统、远程会议系统、娱乐系统、便携设备、通信设备或听音设备。这些应用可包括单一或多个传声器及单一或多个扬声器。总的来说，本发明概念可在包括正向通路的结构中使用，正向通路包括传声器、用于放大传声器信号的放大器和用于输出放大的传声器信号的扬声器，其中系统的传声器和扬声器之间的距离使得使能从接收器到传声器(至少在某些时间情形)的声反馈。所涉及的传声器和扬声器可位于同一或分开的物理单元中。

一方面，本发明涉及音频处理系统如听音设备的正向通路的输出信号中的具体特有性质的引入和/或识别。包括识别或引入的性质的信号通过反馈通路从输出传播到输入变换器及在匹配(在所涉及单元之间一致)引入和/或识别的具体特有性质的增强单元的输入侧进行提取或增强。输入和输出侧上(即已通过反馈通路传播之前及之后)包括具体特有性质的信号分别用于估计反馈估计单元中的反馈通路传递函数。

特性的增强、噪声恢复(噪声增强)：

本发明尤其涉及音频处理系统如听音设备的正向通路中的信号特性(如调制指数、周期性、相关时间、噪声或噪声类部分)的恢复或增强，和涉及恢复或增强的特性用于估计声反馈。图1b示出了本发明提出的、使用正向通路中的信号如固有噪声类信号的特性的恢复或增强用于估计反馈通路的方法和系统的一般概念及基本功能元件。图1b的实施例包括与图1a的听音设备一样的元件，但省略了探针信号发生器(在最一般的实施例中)。用于提取输出信号u(n)的特性(如噪声类部分)的增强单元(如噪声恢复单元)插入在到自适应FBC滤波器的算法部分的第一输入通路中。其将输出信号u(n)取为输入并将由具有输出信号u(n)的某些指定特性的分量(如具有某一调制指数的分量、具有某一相关时间的分量，如噪声类部分等)组成的估计量us(n)提供为输出，该估计量连接到自适应FBC滤波器的算法部分。增强单元的理想目的是确保信号us(n)与(目标)输入信号x(n)无关联。(理想地)这可通过滤出(恢复)来自接收器信号u(n)的信号分量实现，这些分量与x(n)无关联。作为备选或另外，增强单元可位于正向通路的输入侧(参见图1b中具有虚线边框的增强单元)。在优选实施例中，在输入侧提供另外的增强单元(图1b中的虚线边框)，其与输出侧的增强单元匹配，在这种情况下，其从通过输出侧的增强单元从输出信号u(n)提取或估计的(在此)反馈校正的输入信号e(n)提取同样的特性。

本发明的目标是提供使音频处理系统如听音设备中的反馈最小化的备选方案。

本发明的目标由所附权利要求及下面描述的发明实现。

音频处理系统如听音设备或通信设备：

本发明的目标由用于将输入声音处理为输出声音的音频处理系统如听音设备或通信设备实现。音频处理系统如听音设备包括：

-用于将输入声音转换为电输入信号并形成输入侧的输入变换器；

-用于将处理后的电输出信号转换为输出声音并形成输出侧的输出变换器；

-形成在输入变换器和输出变换器之间的正向通路，其包括适于处理源自电输入信号的SPU输入信号并提供处理后的SPU输出信号的信号处理单元；及

-从输出侧到输入侧的电反馈环路，包括

-反馈通路估计单元，用于估计从输出变换器到输入变换器的声反馈传递函数；及

-增强单元，用于提取正向通路的电信号的特性并提供估计的特性输出；

其中反馈通路估计单元适于使用估计的特性输出用于估计声反馈传递函数。

这具有在音频处理系统如听音设备的输出信号和输入信号之间高度相关的情形下依然鲁棒的自适应反馈抵消系统的优点。

在实施例中，输出变换器为用于将电输入(如所述处理后的电输出信号)转换为声输出(声音)的接收器(扬声器)。

增强单元的目标在于提取给增强单元的输入信号中具有某些预先指定特性(如插入的调制特性，如AM函数、噪声类信号分量等)的信号分量，或换言之，消除或减少(给反馈通路估计单元的输入中的)信号分量，这些信号分量与故意插入的探针信号无关或与信号(如接收器信号)中固有存在的“噪声”无关。

在本说明书中，术语“源自”意为借助于衰减、放大、压缩、滤波或其它音频处理算法而等于或与之有关。

在本说明书中，与音频处理系统如听音设备的信号分量有关(如与正向通路的信号有关，如与给音频处理系统(听音设备)的接收器的输入信号有关)的术语“噪声”或“噪声类分量”指与(目标)输入信号x(n)无关联的信号或信号分量(如在特定频率范围或频带中看到的信号)。信号的该噪声或这些噪声类分量，通常具有非常小的结构(或短相关时间)因而表现为噪声，对本发明至关重要。

在本说明书中，“(接收器)信号的噪声类部分”意为(接收器)信号中的一个或多个分量，这些分量与输入信号实质上无关联。在本说明书中，术语“无关联”或“实质上无关联”意为“具有小于或等于预定值的相关时间”。通常，由于接收器信号大约为输入信号的延迟(及缩放)版本，这相当于说，接收器信号的噪声类部分包括接收器信号中其相关时间小于正向通路的时延的信号分量。例如，对于无噪声语音信号，这些分量将对应于与“噪声类”语音如/s/和/f/对应的时频区或一些元音语音的高频区。对于受声噪声污染的语音信号，这些分量通常将包括声噪声为主的时频区，假设声噪声本身具有低相关时间；这是对于许多噪声源的情形，例如参见[Lotter，2005]。

术语“时频区”意味着信号在时频表示中可用，其中对于构成处理中所考虑的频率范围的频带存在信号的时间表示。“时频区”可包括一个或多个频带及一个或多个时间单位。作为备选，信号在相继的时间单位(帧F_m，m＝1，2，...)中可用，每一包括对应时间单位(m)中的信号频谱，时频块或单位包括特定时间(m)和频率(p)单位中的信号的(通常复数)值。“时频区”可包括一个或多个时频单位。

总的来说，本发明的概念和方法可在全频带处理系统(即其中每一处理步骤应用于所考虑的全部频率范围的系统)中使用。然而，优选地，音频处理系统如听音设备考虑的全范围(即人类听得见的频率范围部分(20Hz-20kHz)，如从20Hz到12kHz的范围)被拆分为多个频带(如2个或2个以上，如8、64、256、512、1024或更多)，其中至少部分频带在至少部分处理步骤中单独进行处理。

在实施例中，反馈通路估计单元包括自适应滤波器。在特定实施例中，自适应滤波器包括可变滤波器部分和算法部分，如LMS或RLS算法，用于更新可变滤波器部分的滤波器系数，算法部分适于使更新至少部分基于来自增强单元的噪声信号估计量输出和/或来自探针信号发生器的探针信号。

在实施例中，音频处理系统如听音设备或通信设备的正向通路的输入侧包括AD转换单元，用于以采样频率f_s对模拟电输入信号进行采样及将包括输入信号(振幅)在相继的时间点t_n＝n*(1/f_s)的数字时间样本s_n的数字化电输入信号提供为输出，n为样本下标，如指示样本数量的整数n＝1，2，...。因而，X个样本的持续时间由X/f_s给出。

在实施例中，信号处理单元适于处理源自频带中的电输入信号的SPU输入信号。在实施例中，正向通路中的信号处理(如应用随频率而变的增益)基于时变(宽频带)信号。在实施例中，正向通路中的信号处理在多个频带中执行。在实施例中，形成用于确定将要应用于正向通路的信号的增益的控制通路。在实施例中，控制通路(或其部分)的处理在多个频带中进行。

在实施例中，连续的样本s_n安排成时间帧F_m，每一时间帧包括预定数量Q的数字时间样本s_q(q＝1，2，...，Q)，对应于L＝Q/f_s的帧时间长度，其中f_s为模数转换单元的采样频率(每一时间样本包括信号的振幅在给定采样时间t_n(或n)的数字化值s_n(或s(n))。帧原则上可以为任何时间长度。通常，连续的帧具有相等的时间长度。在本说明书中，时间帧通常为ms级，例如多于3ms(在f_s＝20kHz时对应于64个样本)。在实施例中，时间帧具有至少8ms的时间长度，如至少24ms，如至少50ms，如至少80ms。采样频率通常可以是适合应用的任何频率(例如考虑功耗和带宽)。在实施例中，模数转换单元的采样频率f_s大于1kHz，如大于4kHz，如大于8kHz，如大于16kHz，如20kHz，如大于24kHz，如大于32kHz。在实施例中，采样频率在1kHz和64kHz之间的范围中。在实施例中，输入信号的时间帧通过逐帧变换时间帧而处理为时频表示以提供频率样本的对应频谱(p＝1，2，...，P，例如通过傅立叶变换算法)，时频表示由TF单位(m，p)构成，每一TF单位包括输入信号在特定时间(m)和频率(p)单位的复值(振幅和相位)。给定时间单位(m)的频率样本安排成频带FB_k(k＝1，2，...，K)，每一频带包括一个或多个频率单位(频率样本)。

在实施例中，音频处理系统包括至少一用于从环境拾取噪声信号(称为ANC参考)的输入变换器(如传声器)。在实施例中，音频处理系统包括至少一用于拾取(测量)残余(噪声)信号(称为ANC误差)的输入变换器(如传声器)。在实施例中，音频处理系统适于由系统的输出变换器呈现的声信号形式的抗噪声信号，其具有适于抵消来自环境的噪声信号的振幅和相位，藉此提供有效的噪声抵消系统。

噪声恢复。未插入探针信号(参见图1b和图2c及方法C)：

在实施例中，音频处理系统如听音设备中不包括探针信号发生器。在这种情况下，增强单元(图2c中的固有噪声恢复模块)适于提取接收器信号(和/或输入侧的信号)的噪声类部分，如源自语音信号，及适于使用提取的噪声估计量作为估计声反馈通路的输入。

无插入探针信号的噪声恢复。输出侧的信号y(n)和/或输入侧的信号e(n)的处理：

在实施例中，增强单元适于恢复正向通路的电信号中的固有噪声类信号分量。在特定实施例中，增强单元适于提取输出信号u(n)的噪声类部分。增强单元将输出信号u(n)取为输入并将输出信号u(n)的噪声类部分的估计量us(n)提供为输出，该估计量连接到反馈通路估计单元如自适应FBC滤波器的算法部分(例如参见图1b)。另外(或作为备选)，可插入用于提取反馈校正的输入信号e(n)的噪声类部分的增强单元(如图1b中算法部分的输入通路中的虚线边框增强单元所示)。来自另外或备选的增强单元的输出提供反馈校正的输入信号e(n)中的特性(如噪声类部分)的估计量es(n)，其连接到反馈通路估计单元如自适应FBC滤波器的算法部分并用于计算自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)的更新滤波器系数(例如参见图1b)。

固有噪声的恢复可与探针信号的插入结合。其例子在“具体实施方式”部分中描述(例如参见图2e、2f、2g、6b)。

在实施例中，来自增强单元的噪声信号估计量输出的相关时间N₁适于遵守关系N₁≤dG+dA，其中当沿直接物理通路(未包括来自外部物体的反射)而行时，dG为正向通路的时延，及dA为声音从接收器的输出到传声器的输入的平均声传播时延。在实施例中，噪声信号估计量输出的相关时间遵守N₁≤dG。在本说明书中，正向通路的时延意为从传声器输入经电正向通路到接收器的输出的时延。例如，正向通路时延可通过将构成正向通路的分量的时延相加进行确定，这些时延通常已知，或通过应用已知输入信号并测量所得的接收器输出而测量声/电时延进行确定。输入和输出信号的分析使能确定时延。平均声传播时延可以类似的方式对安装在耳朵上/中的听力设备进行确定。

在实施例中，增强单元包括自适应滤波器。在优选实施例中，增强单元包括下面形式的自适应滤波器C(z，n)

$C(z,n)=1-\mathrm{DR}\left(z\right)\×\mathrm{LR}(z,n)$

$=1-z^{-N_1}\×\underset{p=0}{\overset{P_1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{p+N_1}{z}^{-p},$

$=1-\underset{p=N_1}{\overset{N_1+P_1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_p{z}^{-p}$

其中C(z，n)表示所得到的滤波器，DR(z)＝z^-N1表示对应于N₁样本的时延，LR(z，n)表示可变滤波器部分，N₁为最大相关时间，及c_p为适于使us(n)的统计偏差测量(如E[|us(n)|²]，其中E为预计值算符)最小化的滤波器系数，及us(n)为噪声信号估计量输出，及其中P₁为LR(z，n)的阶。在此，估计滤波器系数c_p以提供MSE最优线性预测器，尽管不同于MSE(均方误差)的其它准则也可一样合适(例如，使E[|us(n|^s]最小化，其中s＞1，或任何其它适当的统计偏差程序)。在包括全频带设置的实施例中，P₁＝128样本(在采样率为20kHz时对应于6.4ms)。在包括子频带设置的实施例中，对子频带信号进行向下采样，使得有效采样率低得多。时间跨度如6.4ms可以相同，但由于采样率通常低得多，用于每一子频带滤波器的滤波器阶因而对应地更低。

在特定实施例中，增强单元全部或部分实施为软件算法。

特性的恢复及插入的探针信号(图1c、1d、2a、2b、2d、2e、2f、2g、3、4a、4b、5、6a、6b)：

在特定实施例中，音频处理系统如听音设备包括用于产生探针信号的探针信号发生器(如体现在信号处理单元中)。在特定实施例中，探针信号用于估计反馈传递函数。

在特定实施例中，探针信号发生器适于实现：探针信号具有预定特性，及其中增强单元适于基于所述特性提供信号估计量输出(其与预定特性匹配)。在特定实施例中，探针信号的特性例如选自下组：调制指数、周期性、相关时间、噪声类信号分量及其组合。

在特定实施例中，探针信号发生器适于实现：探针信号具有相关时间N₀≤64样本(在采样率为20kHz时对应于3.2ms)。通常，存在下述折衷：增加N₀使噪声中的频谱对比度更高，及通常插入更听不见的噪声能量。然而，N₀越高，位于输入侧的增强单元对插入的总噪声恢复越少。幸而所提出的系统的性能对N₀的“最佳”选择似乎不是非常敏感。产生具有规定相关时间的噪声序列例如可通过FIR整形滤波器对白噪声序列进行滤波而实现。在这种情况下，所产生的噪声的相关时间N₀简单地为P+1，其中P指FIR整形滤波器的阶。

优选地，当与来自正向增益单元的输出信号y(n)组合时，探针信号us(n)适于听不见。在实施例中，us(n)适于实现：对于特定音频处理系统如听音设备的用户而言，u(n)＝y(n)+us(n)不能从感知上与y(n)区别开。

在实施例中，反馈通路估计单元的算法部分包括步长控制模块，用于控制给定频区中的算法步长，其中步长控制模块从探针信号发生器接收控制输入。步长控制模块调节自适应滤波器估计算法的收敛(或发散)速度。总而言之，在已插入和/或恢复相当大量的噪声的频区中，步长控制算法通常将增加收敛速度。

在特定实施例中，探针信号发生器全部或部分实施为软件算法。

图1c示出了使用特性(如噪声或任何其它特殊性质)的恢复及探针信号的插入而估计反馈传递函数的一般概念。根据本发明，图1c中的音频处理系统如听音设备实施例包括与图1a的音频处理系统如听音设备一样的组件。另外，图1c的实施例包括增强单元，用于提取反馈校正的输入信号e(n)的特性(如噪声类部分)并将前述特性的估计量es(n)(而不是反馈校正的输入信号e(n))提供给自适应FBC滤波器的算法部分，如结合图1b所述。增强单元与插入的探针信号的特性(插入的探针信号通过其相关时间、调制形式、周期性等表征)匹配。在图1c的实施例中，探针信号发生器单元从来自正向增益单元G(z，n)的输出y(n)接收其输入。作为备选(或另外)，探针信号单元可从正向通路的输入侧接收其输入以提供足够的处理时间从而产生相对于输出信号u(n)的探针信号。这由将反馈校正的输入信号e(n)连接到探针信号单元的虚线箭头图示。总之，探针信号可以任何适当的方式产生，如实现下面指出的非相关要求。

噪声产生和噪声恢复。输出侧的信号y(n)的处理：

在本发明的一方面，基于来自正向通路增益单元的信号y(n)，产生与输入信号x(n)实质上无关联的用于反馈估计的信号us(n)。在一些情形下，us(n)由添加到y(n)的合成噪声序列组成，在其它情形下，us(n)由代替y(n)中的信号分量的已滤波噪声组成，及在另外的情形下，us(n)由y(n)中已经存在的信号分量组成。为此，在特定实施例中，我们提出一个或多个探针信号产生和/或增强/恢复方法的组合(在图1d的实施例中，由探针信号和/或固有噪声恢复模块与控制模块组合)。一些适当的示例性探针信号产生方法为：

A)基于掩蔽的附加噪声的方法(图1d中的探针信号模块)

B)基于感知噪声替代的方法(图1d中的探针信号模块)

方法A和B通过添加/替代已滤波噪声修改信号y(n)(例如参见图1d)，而上面在标题为“噪声恢复。未插入探针信号”的部分中提及的固有噪声恢复方法(在具体实施方式中称为方法C)不修改该信号而是简单地目标在于提取(恢复)与x(n)无关联的信号分量，及这些信号分量固有地存在于正向通路的信号中(固有的“信号的噪声类部分”)，如图1b和1d的实施例中的信号u(n)。

掩蔽探针噪声(图2a、2d、2e、2g、3、4a、4b、5、6a、6b)：

在特定实施例中，探针信号发生器适于基于掩蔽的附加噪声提供探针信号。

在特定实施例中，探针信号发生器包括自适应滤波器，用于对白噪声输入序列w进行滤波，自适应滤波器的可变部分M的输出形成掩蔽的探针信号，及自适应滤波器的可变部分M基于来自正向通路的信号通过包括人类听觉系统模型的算法部分进行更新。优选地，掩蔽的探针信号基于来自输出侧的信号。作为备选或另外，其可基于来自正向通路的输入侧的信号。在本说明书中，“白噪声序列”意为代表白噪声信号的数字版本的序列。在本说明书中，白噪声意为具有实质上平坦的功率谱密度的信号(意为：当跨感兴趣的频率范围如人类听得见的频率范围的一部分移动固定带宽时，在该固定带宽内信号包含实质上相等的功率)。例如，白噪声序列可使用伪随机技术产生，如使用伪随机二进制序列发生器。

优选地，掩蔽的探针信号us(n)的相关时间N₀适于不超出dG+dF，其中dG、dF分别指正向和反馈通路时延。也就是说，us(n)适于与其自身无关联并延迟对应于反馈通路和正向通路的组合时延的量，即对于τ＞dG+dF，Eus(n)us(n-τ)＝0。

通过感知噪声替代而插入探针信号(图2b、2d、2f、2g、6b)：

在特定实施例中，探针信号发生器适于基于感知噪声替代PNS提供探针信号。

在特定实施例中，探针信号发生器包括位于正向通路中的PNS部分，及使其输出基于感知噪声替代算法(PNS)，该算法用已滤波噪声序列替代其输入信号的一个或多个频区。优选地，PNS部分从正向通路的输出侧接收输入，即源自信号处理单元。作为备选或另外，PNS部分从正向通路的输入侧接收输入，如源自反馈校正的输入信号。

PNS部分的目的是处理信号y(n)以确保接收器信号u(n)与(目标)输入信号x(n)无关联，至少在某些频区中如此(例如参见图2b)。这通过用已滤波噪声序列替代正向通路单元G(z，n)的输出信号y(n)的所选频区(参见图1d和2b)和/或正向通路的另一信号(如反馈校正的输入信号e(n))实现，从而确保所涉及频区中的预定(无)关联度。

在决定哪些频区可首选进行替代而无实质的感知后果时存在几种可能性。一种可能性是使用感知模型比较初始和修改后的信号并使该模型预测修改的可检测性。另一种可能性是使用在讨论掩蔽噪声(方法A)时概述的掩蔽模型识别低灵敏度的频区(如信号-掩蔽函数比低的频区)。

反馈噪声恢复：输入侧信号e(n)的处理：

如图1d中所示，(在本发明的实施例中)我们提出在信号进入反馈抵消(FBC)系统(包括具有算法部分LR滤波器估计和可变滤波器部分Fh(z，n)的自适应滤波器)的Fh滤波器估计模块之前在增强单元的反馈噪声恢复模块中处理反馈校正的输入信号e(n)。反馈噪声恢复模块的目的如下。信号e(n)包括插入的特性如噪声分量，或固有噪声分量(通过反馈通道F(z，n)和估计的反馈通道Fh(z，n)滤波)及非噪声分量如语音(其通常具有高得多的能量)。从FBC系统的Fh滤波器估计模块可看出，e(n)中的噪声类分量表示感兴趣的信号，而e(n)的“其余部分”(在此)视为“干扰”。如传统探针噪声解决方案(例如参见EP 0 415 677 A2)中那样，自适应Fh滤波器估计模块可使用e(n)作为输入，但由于不利的目标噪声干扰比(NIR)，适应必定非常慢，从而导致系统在追踪真实世界反馈通路时通常太慢。然而，通过处理信号以恢复目标噪声(在此通过增强单元的反馈噪声恢复实施)而大大改善NIR并使用该“增强的噪声”信号作为FBC系统的Fh滤波器估计模块的输入是可能的。

用于噪声增强/恢复的算法包括但不限于：

I)基于长期预测(LTP)滤波的方法。

II)基于双耳预测滤波的方法。

如上所述，产生噪声的任何方法(或方法组合)，包括上面概述的方法，可与包括下面概述的方法的任何噪声增强/恢复方法(或方法组合)组合。

在实施例中，增强单元包括自适应滤波器。自适应滤波器可以是非线性或线性滤波器。非线性和线性滤波器可基于正向预测或反向预测或二者的组合。线性自适应滤波器可属于IIR或FIR型滤波器。

基于长期预测滤波的噪声恢复(图4、6a、6b)：

在实施例中，增强单元适于使信号估计量输出基于自适应长期预测(LTP)滤波器D(z，n)，其适于对正向通路的输入侧的反馈校正的输入信号进行滤波以提供包括所述反馈校正的输入信号的噪声类信号分量的噪声信号估计量输出。

在实施例中，自适应LTP滤波器D具有时变滤波器特性及属于具体形式：

$D(z,n)=1-\mathrm{DE}\left(z\right)\×\mathrm{LE}(z,n)$

$=1-z^{-N_2}\×\underset{p=0}{\overset{P_2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{p+N_2}{z}^{-p}$

$=1-\underset{p=N_2}{\overset{N_2+P_2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_p{z}^{-p}$

其中D(z，n)表示所得到的滤波器，DE(z)＝z^-N2表示对应于N₂样本的时延，LE(z，n)表示可变滤波器部分，N₂为最大相关时间，及d_p为适于使es(n)的统计偏差测量(如E[|es(n)|²]，其中E为预计值算符)最小化的滤波器系数，及P₂为滤波器LE(z，n)的阶，及其中es(n)为滤波器D(z，n)的输出信号，及

$\mathrm{es}\left(n\right)=e\left(n\right)-\underset{l=0}{\overset{P2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{l}e(n-N2-l)=e\left(n\right)-z\left(n\right),$

其中e(n)为在时间瞬间n输入侧的反馈校正的输入信号，及z(n)可看作e(n)的基于e(n)的过去样本的线性预测。在此，估计滤波器系数d₁以提供MSE最优线性预测器，尽管不同于MSE(均方误差)的其它准则也可一样合适(例如，使E[|es(n)|^s]最小化，其中s＞1)。

在实施例中，N₂大于或等于4，或大于或等于8，或大于或等于16或大于32，如在4和400个样本之间的范围中，如对于f_s＝20kHz在40和200个样本之间的范围中。在特定实施例中，N₂大于或等于N₀+N，其中N₀表示探针噪声序列的相关时间，及N表示反馈通路脉冲响应的有效长度(N＝d_IR，eff)。在本说明书中，反馈通路时延(dF)意为电接收器信号u(n)中的脉冲记在电传声器信号中所花的时间。在本说明书中，有效脉冲响应长度(d_IR，eff)意为从脉冲记在电传声器信号中直到脉冲响应的最后衰减的时间跨度。例如，反馈通路时延可从接收器和传声器之间的距离(及声音速度)进行估计，或使用声/电测量更准确地确定。

在实施例中，LTP滤波器的阶P₂在从16到512的范围中。

在实施例中，增强单元包括灵敏度函数估计单元。基本上，该单元目标在于补偿在任何实践情形中助听器均按闭环运行的事实，而设计反馈通路估计算法时考虑了开环情形。通过考虑灵敏度函数，这些算法被使得更接近设计所针对的情形，且其性能得以改善。灵敏度函数的估计在高环路增益时对性能具有最大影响。例如，灵敏度函数在[Forsell，1997]中讨论。

基于双耳预测滤波的噪声恢复(图5、6a、6b)：

在实施例中，增强单元适于基于双耳预测滤波提供噪声信号估计量输出，其中自适应噪声恢复单元适于对来自另一传声器如来自对侧听音设备的正向通路的输入侧(如反馈校正的输入信号)的信号y_c进行滤波。使用来自另一传声器的信号的优点在于：原理上，相较上述LTP方法，其使能恢复更多的引入噪声。之所以如此是因为所提出的滤波是基于(来自外部传感器的)当前信号样本而不是来自当前传感器的过去样本。

在实施例中，自适应噪声恢复单元具有由差等式描述的时变滤波器特性：

$e_s\left(n\right)=e(n-N_3)-\underset{p=0}{\overset{P_3}{\mathrm{\Σ}}}{e}_p{y}_c(n-p),$

其中y_c(n)表示来自另一传声器如外部传感器的样本，及

$\mathrm{LB}(z,n)=\underset{p=0}{\overset{P_3}{\mathrm{\Σ}}}{e}_p{z}^{-p}$

表示可变滤波器部分，其中e_p为适于使es(n)的统计偏差测量(如E[|es(n)|²]，其中E为预期值算符)最小化的滤波器系数，及其中N₃为样本时延，及P₃为滤波器LB(z，n)的阶。

在实施例中，N₃在0≤N₃≤400的样本范围中选择(在采样率为20kHz时对应于20ms)。

在实施例中，滤波器LB(z，n)的阶P₃在从32到1024的范围中或大于1024。

在实施例中，音频处理系统包括输入侧的第一增强单元和输出侧的第二增强单元，每一增强单元电连接到反馈估计单元，及增强控制单元适于改善如优化反馈估计单元的工作条件如使探针信号和干扰信号之间的比最大化，干扰信号包括与探针信号不相关联的所有其它信号分量。

在实施例中，音频处理系统包括输入侧的主增强单元和输出侧的从增强单元，每一增强单元均电连接到反馈估计单元，其中从增强单元适于提供与主增强单元一样的传递函数。在实施例中，主和从增强单元电连接到形成反馈估计单元的一部分或构成反馈估计单元的自适应滤波器的算法部分，从主和从增强单元给算法部分的输入分别构成误差信号和参考信号。在实施例中，主和从增强单元中的每一个均包括自适应滤波器。在实施例中，主增强单元的(时变)滤波器系数被复制到从增强单元以提供与主增强单元的滤波函数同等的滤波函数。在实施例中，自适应滤波器包括算法部分和可变滤波器部分。在实施例中，主增强单元的自适应滤波器的算法部分简单地控制主和从增强单元的自适应滤波器的可变滤波器部分。

在实施例中，音频处理系统包括播音系统(例如在教室或大会堂、在戏院、在音乐会等使用)、娱乐系统(如卡拉OK系统)、远程会议系统、通信系统(如电话、如移动电话、PC等)、听音设备(如助听器、头戴式耳机、有源耳朵保护系统、头挂听筒等)。在实施例中，音频处理系统包括两个或两个以上分开的物理单元，如分开的传声器和/或扬声器单元，它们经有线或无线连接与系统的其它部分连接。

音频处理系统的使用：

此外，本申请提供如上所述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的音频处理系统的使用。

在实施例中，提供了音频处理系统在通信设备或听音设备或音频传送系统中的使用。在实施例中，提供了音频处理系统在选自下组的设备或系统中的使用：移动电话、头戴式耳机、头挂听筒、听力仪器、耳朵保护设备、播音系统、远程会议系统、音频传送系统(如卡拉OK系统、用于音乐会的音频再现系统等)、或其组合。

在实施例中，提供了连同有源噪声控制ANC(如自适应噪声抵消)的使用。在实施例中，提供了音频处理系统用于通信设备或听音设备中的有源噪声控制。在实施例中，提供了音频处理系统用于对来自机器(或提供声噪声或机械振动的其它制造物品)的噪声进行有源噪声控制。例如，在汽车(如来自汽车室中的发动机、排气等的噪声)、设备(如来自空调或家用电器的噪声)、工业(如来自发电机、压缩机等的噪声)和运输(如来自飞机、直升机、摩托车、机车等的噪声)领域结合ANC应用进行使用。

在实施例中，提供了连同低时延声系统的使用。低时延声系统为输入和输出变换器之间具有低时延(低正向通路时延)的系统，特别是具有低环路时延的系统(环路时延定义为正向通路中的处理时延和反馈通路中的时延的和)，特别是在目标输入传声器信号和扬声器信号之间存在大相关的系统。在本说明书中，“低时延”意为小于50ms，如小于20ms，如小于10ms，如小于5ms，如小于2ms。

运行音频处理系统如听音设备或通信设备的方法：

本发明进一步提供在包括用于估计声反馈的反馈估计系统的音频处理系统如听音设备或通信设备中估计反馈传递函数的方法。音频处理系统如听音设备或通信设备包括输入变换器和输出变换器之间的正向通路，及包括适于处理源自电输入信号的SPU输入信号并提供处理后的SPU输出信号u的信号处理单元，从输出侧到输入侧的电反馈环路包括用于估计从输出变换器到输入变换器的反馈传递函数的反馈通路估计单元，该方法包括：

-提取正向通路的电信号的特性并提供估计的特性输出；

-使反馈通路估计单元适于使用估计的特性输出估计反馈传递函数。

当由对应的过程适当代替时，如上所述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的设备的结构特征可与前述方法组合。本发明方法的实施例具有与相应设备一样的优点。

在实施例中，正向通路的电信号的特性包括下述之一或多个：调制指数、周期性、相关时间、噪声或噪声类部分。

在实施例中，提取正向通路的电信号的特性包括估计正向通路的电信号中源自噪声类信号部分的信号分量，及估计的特性输出包括噪声信号估计量输出。

在实施例中，正向通路中的噪声类信号部分以目标信号中的固有噪声的形式提供。

在实施例中，本发明方法还包括将噪声类信号部分插入正向通路中，如探针信号的形式。

计算机可读介质：

本发明进一步提供保存计算机程序的有形计算机可读介质，包括程序代码装置，但所述计算机程序在数据处理系统上运行时，使得数据处理系统执行上面描述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的方法的至少部分步骤(如大部分或所有步骤)。除了保存在有形介质如磁盘、CD-ROM、DVD、或硬盘、或任何其它机器可读的介质上，计算机程序也可经传输介质如有线或无线链路或网络如因特网进行传输并载入数据处理系统从而在不同于有形介质的位置处运行。

数据处理系统：

本发明进一步提供数据处理系统，包括处理器和程序代码装置，程序代码装置使得处理器执行上面描述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的方法的至少部分步骤(如大部分或所有步骤)。在实施例中，处理器为音频处理器，尤其适于运行音频处理算法(如以确保足够低的等待时间从而避免可察觉的或不可接受的信号延迟)。

本发明的进一步的目标通过从属权利要求和本发明的详细描述中限定的实施方式实现。

除非明确指出，在此所用的单数形式的含义均包括复数形式(即具有“至少一”的意思)。应当进一步理解，在说明书中使用的术语“包括”和/或“包含”表明存在所述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但不排除存在或增加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其组合。应当理解，除非明确指出，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，可以是直接连接或耦合到其他元件，也可以存在中间插入元件。此外，如在此使用的“连接”或“耦合”可包括无线连接或耦合。如在此所用的术语“和/或”包括一个或多个列举的相关项目的任何及所有组合。除非明确指出，在此公开的任何方法的步骤不必须精确按所公开的顺序执行。

附图说明

下面参考附图、结合优选实施例更充分地阐释本发明，其中：

图1示出了音频处理系统如听音设备或通信设备的例子，包括基于探针噪声的传统自适应DFC系统(图1a)及根据本发明的音频处理系统如听音设备或通信设备的实施例的概观，图1b示出了用于估计反馈通路的正向通路信号特性(如固有噪声类信号部分)的恢复的一般概念；图1c和1d示出了在反馈通路估计时正向通路信号特性的恢复的使用与探针信号的不同组合；图1e示出了包括两个或两个以上分开的物理单元的音频处理系统的应用场合；图1f示出了有源耳朵保护设备EPD形式的听音设备，其包括音频处理系统和有源噪声控制系统；图1g示出了具有探针信号发生器的实施例，其中增强单元插入在输入及输出侧；图1h示出了与图1g类似的实施例，但其中控制单元确定两个增强单元的参数(如滤波器系数)的最佳设置；及图1i示出了与本申请中描述的音频处理系统APS协作的有源噪声控制ANC系统的一般模型。

图2示出了包括基于探针噪声或固有噪声的自适应反馈抵消系统的听音设备的不同实施例的框图，其中一实施例基于掩蔽探针噪声提供自适应反馈估计(图2a)，一实施例基于感知噪声替代PNS提供自适应反馈估计(图2b)，一实施例基于信号分解(固有噪声恢复)提供自适应反馈估计(图2c)，一实施例基于掩蔽探针噪声和感知噪声替代提供自适应反馈估计(图2d)，一实施例基于信号分解和掩蔽探针噪声提供自适应反馈估计(图2e)，一实施例基于信号分解和感知噪声替代提供自适应反馈估计(图2f)，及一实施例基于信号分解、掩蔽探针噪声和感知噪声替代提供自适应反馈估计(图2g)。

图3示出了基于掩蔽探针噪声和(反馈)噪声恢复提供自适应反馈估计的发明实施例，图3a示出了在输入侧包括增强单元的实施例，及图3b示出了在输入侧包括增强单元且另外在输出侧还包括(匹配的)增强单元的实施例。

图4示出了在掩蔽探针噪声和基于长期预测滤波(LTP)(图4a)的噪声恢复的基础上提供自适应反馈估计的发明实施例，及包括灵敏度清除器的实施例(图4b)。

图5示出了在掩蔽探针噪声和基于双耳预测滤波的反馈噪声恢复的基础上提供自适应反馈估计的发明实施例。

图6示出了在掩蔽探针噪声、基于双耳预测滤波的反馈噪声恢复和基于LTP的噪声恢复的基础上提供自适应反馈估计的发明实施例(图6a)和在信号分解(“固有”噪声的恢复)、掩蔽探针噪声、感知噪声替代、基于双耳预测滤波的反馈噪声恢复和基于LTP的噪声恢复基础上提供自适应反馈估计的发明实施例(图6b)。

为清晰起见，这些附图均为示意性及简化的图，它们只给出了对于理解本发明必要的细节，而省略其他细节。

通过下面给出的详细描述，本发明进一步的适用范围将显而易见。然而，应当理解，在详细描述和具体例子表明本发明优选实施例的同时，它们仅为说明目的给出，因为，对于本领域的技术人员来说，通过这些详细说明在本发明精神和范围内做出各种变化和修改是显而易见的。

具体实施方式

根据本发明的实施例，提出了使收敛快得多同时保持针对自相关(AC)问题仍鲁棒的优点的方法。本发明的下述实施例示为音频处理系统如听音设备或通信设备的各个功能元件的框图。总的来说，功能部件可以硬件或软件实施，取决于当前的应用和限制。然而，应当理解，图中所示的大多数功能模块至少在部分实施例中计划实施为软件算法。前述模块的例子为正向增益模块G(z，n)、自适应滤波器模块(如反馈估计量传递函数Fh(z，n)及用于更新反馈估计量传递函数的滤波器系数的对应算法或滤波器估计模块)、增强/噪声恢复模块、及探针信号发生器模块。

传统的探针噪声解决方案：

自适应反馈抵消(FBC)系统的基于探针噪声的现有技术解决方案如图1a中所示并在上面的背景技术部分中描述。

噪声恢复(噪声增强)：

图1b示出了噪声恢复的一般概念，其使用(可能)固有的噪声类信号的增强来估计反馈通路。图1b中的根据本发明的音频处理系统如听音设备或通信设备的实施例包括与图1a的音频处理系统如听音设备或通信设备一样的部件，除了省略探针信号发生器(及输出求和单元“+”)使得给接收器的输出信号u(n)是正向增益单元G(z，n)的输出之外。正向通路形成在传声器和接收器之间。正向通路的输入侧由传声器形成，及正向通路的输出侧由接收器形成。正向通路的输入和输出侧之间的定界功能单元可以是提供随频率而变的增益的正向增益单元G(z，n)中的模块。提供了用于提取输出信号u(n)的噪声类部分的增强单元。其将输出信号u(n)取为输入并将输出信号的噪声类部分的估计量us(n)提供为输出，该估计量连接到自适应FBC滤波器的算法部分。另外(或作为备选)，可插入用于提取反馈校正的输入信号e(n)的噪声类部分(和/或其它特性)的增强单元(如算法部分的输入通路中的虚线边框增强单元所示)。来自(可选的)另外的增强单元的输出提供反馈校正的输入信号e(n)中的噪声类部分的估计量es(n)，其连接到自适应FBC滤波器的算法部分并用于计算自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)的更新滤波器系数。在实施例中，输入侧的可选增强单元不存在，在这种情况下，给算法部分的输入是反馈校正的输入信号e(n)。音频处理系统如听音设备的信号记法(如u(n)，e(n))指示优选的数字表示。因此，应当理解，在基于信号的数字表示的这些实施例中，只要适当系统或设备包括模数(A/D)和数模(D/A)转换单元(例如在正向通路中分别作为传声器的一部分或紧随传声器及在接收器单元之前)。此外，优选实施例包括时频框架下的信号处理。在这些实施例中，只要适当，音频处理系统如听音设备包括时间到时频转换单元和时频到时间转换单元(如分别为滤波器组和合成器单元，或分别为傅立叶变换和逆傅立叶变换单元/算法，例如在正向通路中分别作为传声器和接收器单元的一部分)。同样，定向传声器系统(如提供传声器敏感的首选方向)可形成输入信号的处理的一部分，在反馈通路的估计量之前或之后减去。此外，音频处理系统如听音设备的其它功能模块可与结合本发明描述的功能模块组合，如用于降噪、压缩、翘曲等的系统或部件。与滤波器的传递函数有关的记法(如G(z，n)和Fh(z，n))意味着信号的优选时频表示，n为时间参数及z表示z变换(z＝e^jω，其中j为复数单位(j²＝-1)及ω＝2πf，其中f为频率)。增强单元的各种实施方式在下面讨论(噪声恢复方法I、II和C)。

噪声恢复(增强)和探针噪声：

图1c示出了使用噪声恢复和探针信号的一般概念。图1c在上面的发明内容部分中描述。总的来说，探针信号可以满足下面指出的非相关要求的任何适当方式产生。为了说明，用于产生探针信号的探针信号单元的各种实施方式在下面讨论(噪声产生方法A、B)。

图1d示出了所提出的音频处理系统如听音或通信系统的实施例的一般框图。输出信号u(n)连接到用于将电输入转换为声输出的接收器。声输出通过一些(未知)反馈通道F(z，n)漏回到传声器。除了(不合需要的)反馈信号v(n)之外，传声器拾取(想要的)目标信号x(n)如语音信号。在传声器(及可能的A/D转换器和/或可能的时间-频率转换器，未示出)之后，从传声器信号减去反馈信号v(n)的估计量vh(n)以形成反馈补偿的信号e(n)(e(n)＝x(n)+v(n)-vh(n))。该信号连接到正向通路单元G(z，n)，其表示噪声抑制、放大、压缩等，以形成处理后信号y(n)。通常，该信号与接收器输出u(n)一样，但在所提出的系统的一些实施例中，在输出信号之前引入了对信号的修改(在图1d中由探针信号添加和/或替代噪声和/或纯音信号模块表示，在下面称为探针信号模块)。在Fh滤波器估计模块中，计算反馈通道F(z，n)的估计量Fh(z，n)。Fh滤波器估计模块使用任何众所周知的自适应滤波方法更新跨时间的滤波器估计量Fh(z，n)，前述自适应滤波方法如(归一化)最小均方((N)LMS)、递归最小二乘(RLS)、基于仿射投影(AP)的方法、Kalman滤波等。清楚地，如果Fh(z，n)“接近”真实(未知)反馈通路F(z，n)，反馈信号v(n)将通过反馈估计量信号vh(n)而大量从反馈补偿的信号e(n)消除。与大多数标准系统相反，在本发明的一些实施例中，正向通路单元的输出y(n)(或如图1d中所示，探针信号模块的输出u(n))在其进入Fh滤波器估计模块之前进行处理，参见图1d中的提供输出噪声的估计量us(n)的固有噪声恢复模块。此外，在本发明的一些实施例中，反馈补偿的信号e(n)在其进入Fh滤波器估计模块之前进行处理，参见图1d中的提供输入噪声的估计量es(n)的反馈噪声恢复模块。因此，在本发明的一些实施例中，提出引入图1d中指示为探针信号、固有噪声恢复、及反馈噪声恢复的一些或所有模块，伴随适当的控制模块。

探针信号模块和/或固有噪声恢复模块的一般目的是确保信号us(n)与(目标)输入信号x(n)实质上无关联。例如，这可通过产生听不见的噪声序列并将其添加到正向通路单元的输出y(n)而实现，其与x(n)无关联(图1d中的探针信号模块)，和/或用已滤波噪声代替y(n)中的时频区，无论何时这均不导致听得见的赝象(图1d中的探针信号模块)，和/或从接收器信号u(n)滤出信号分量，这些信号分量与x(n)无关联(图1d中的固有噪声恢复模块)。

反馈噪声恢复模块的一般目的是滤出/恢复源自噪声(如源自us(n))的反馈校正的输入信号e(n)的信号分量。e(n)中非源自us(n)的信号分量从Fh滤波器估计模块可看出为干扰，及在理想情况下应被反馈噪声恢复模块拒绝。

分别提供噪声类信号的估计量us(n)和es(n)的固有噪声恢复模块及反馈噪声恢复模块可接收不同于输出u(n)和反馈校正的输入信号e(n)的其它输入。在实施例中，这些噪声恢复模块中的一个或两个(如图1d中所示)将一个或多个外部信号接收为输入。这些信号可以是同一助听器中或别处的另一传声器拾取的声信号，如来自对侧助听器、外部设备或其它外部传感器的声信号。在图1d中，除了输出信号u(n)之外(或代替该输出信号)，固有噪声恢复模块可从探针信号模块接收输入。该输入可以是探针信号模块插入的噪声序列或描述噪声插入在哪些信号区中的信息。之后，固有噪声恢复模块可主要在未被探针信号发生器插入噪声的信号区中运行。

此外，图1d中所示的音频处理系统如听音设备实施例包括具有到G(z，n)、探针信号添加和/或替代噪声和/或纯音信号、固有噪声恢复、Fh滤波器估计和反馈噪声恢复模块中的一个或多个的(单向或双向)电连接的控制模块。例如，控制模块适于在Fh滤波器估计模块中监视和调节自适应滤波器的运行以确保系统的环路增益适当。在一些情形中，反馈通路可能快速改变(如当电话放在耳朵旁边时)，及环路增益将即刻变高从而导致差的信号质量甚或啸声。在这种情况下，控制模块的目的在于调节G(z，n)、探针信号添加和/或替代噪声和/或纯音信号、固有噪声恢复、Fh滤波器估计和反馈噪声恢复模块的运行，以快速消灭啸声并使系统环路增益下降。更具体地，基于给定信号区中插入的/固有的和/或恢复的噪声量，控制模块调节自适应滤波器的适应速度。例如，如果信号区已由已滤波噪声替代，可增加收敛速度(由步长参数μ表示)。控制模块也可使其决定基于外部检测器算法的结果，如啸声检测器、音调检测器、环路增益估计器、自我话音检测器等(由图1d中的外部控制信号表示)，而且还基于正向通路G(z，n)中应用的组合总增益(由G(z，n)和控制模块之间的箭头表示)。

不是使其决定基于探针信号添加和/或替代噪声和/或纯音信号模块插入的噪声量，该程序也可容易地颠倒，使得控制模块通知探针信号添加和/或替代噪声和/或纯音信号模块为给定环路增益(如环路增益估计器估计的增益)在接收器信号中插入适当量的噪声。此外，在高环路增益情形下(如环路增益估计器估计的)，控制模块可通知G(z，n)模块降低正向通路中应用的增益，及这样降低总环路增益。这样的反馈控制系统的例子在WO 2008/151970 A1中讨论。

图1e示出了根据本发明实施例的音频处理系统的应用场合。图1e示出了包括传声器M、基站BS和多个扬声器单元(在此为三个)SP1、SP2、SP3的娱乐系统。讲话者S(或歌手)的讲话(或歌唱)进入传声器M，其经有线连接Wi(可以是无线)电连接到基站BS。讲话者(或歌手)S的说话(在图1e中指示为“myyyyy waaaayy”)在基站BS中进行处理，及处理后信号经有线或无线连接转发或传输给扬声器SP1、SP2、SP3。在实施例中，所示扬声器SP1直接连接到基站BS(如与之一体化)，而扬声器SP2、SP3分别经无线链路WLS2、WLS3到达，包括适当的对应发射和接收电路(分别为基站BS的反射器Tx和天线An，及扬声器单元SP2、SP3的接收器Rx(接收天线未示出))。除了传声器和扬声器之外，基站BS的实施例包括如图1b-1d中所示的系统的其余组件。作为备选，其余组件的一部分包括在传声器单元或扬声器单元中。声反馈可因传声器拾取扬声器呈现的声音引起。在图1e的例子中，最近的扬声器为SP2，其输出尤其易于被传声器拾取。如果人S在附近移动(例如如果到基站BS的连接为无线连接)，情形可随时改变。图1e可图示卡拉OK系统，其中人S在传声器M中唱歌及其话音在基站BS中进行处理并可能连同伴奏音乐一起传输给扬声器SP1-SP3。作为备选，图1e可表示汽车立体声系统和电话系统的组合，其中在电话会话期间(优选免提模式)使用传声器部分。与如上所述一样的声反馈在该情形下可能有关。可由图1e用符号表示的另一应用为所谓的播音(PA)系统，其中一个或多个(通常无线)传声器由一个或多个人(讲话者、演员、歌手、音乐家)佩戴，在基站中进行处理并转播给一个或多个扬声器。一种这样的应用是在教室放大系统中放大老师的话音以使学生能更好地听见老师的话音，不管他们相对于老师的位置如何。

在图1e中，传声器和扬声器均示为与基站在物理上分开的单元。在其它实施例中，传声器或扬声器可与基站一体。

在另一应用场合，电话(如移动电话)与其如位于桌子上的扬声器一起使用以向用户提供免提操作。在这种情况下，扬声器和传声器之间的声反馈肯定存在。另一应用是有源噪声抵消，其中到达用户耳膜的噪声信号被试图估计噪声的音频处理设备产生的信号抵消，其中估计量作为相位和振幅已修改的抗噪声声信号呈现给用户以抵消噪声信号。前述有源噪声抵消可属于接收具有目标信号的直接电输入的通信设备或听音设备中的值，其同时也从周围环境接收声干扰信号。在这种情况下，来自设备扬声器的包括目标信号(及噪声抵消信号)的信号可声反馈回正用于从环境拾取声音的设备传声器，如图1f中所示。

图1f示出了包括有源噪声抵消系统的有源耳朵保护设备EPD形式的听音设备。耳朵保护设备包括适于放在用户耳朵上方的耳机(EC)。耳朵保护设备包括音频处理设备(APD)，其包括用于从环境拾取信号如噪声并提供电输入信号的输入变换器(如传声器)M1、用于处理电输入信号并提供处理后输出信号的信号处理单元(SP)、及用于将处理后输出信号转换为呈现给用户的输出声音的输出变换器。在实施例中，音频处理设备(APD)适于提供振幅和相位已修改的声抵消(或抗噪声)信号N以使自环境出现在用户耳朵处的声信号N最小化，或优选将其抵消，从而提供有源噪声抵消系统。在实施例中，第二输入变换器(如传声器)M2拾取耳朵处(在耳朵保护设备EPD的耳机(EC)内)出现的声信号(ANC误差信号)。该(ANC误差)信号优选用于自适应地确定抗噪声信号(通过使ANC误差信号最小化)。声抵消信号N的一部分可能漏出耳朵保护设备EPD，例如在耳机EC和用户头部之间的接触不够的情况下，及到达输入变换器，从而可能导致反馈问题(啸声)。该反馈情形可受益于本申请的教导，从而提供改善的反馈抵消通路估计，进而改善反馈抵消。这可用于提供更开放的耳机(作为图1f中所示的封闭耳机的备选)，其对用户而言更方便。在实施例中，耳朵保护设备还包括使用户能从电话或音乐播放器接收音频信号的直接电输入，该设备适于将所接收的音频信号经输出变换器呈现给用户。代替耳朵保护设备，前述设备可构成助听器或头戴式耳机或其组合(如包括有线或无线直接电音频输入)。本发明教导的音频处理系统的其它应用可与通信设备(头挂听筒、移动电话等)、创建声安静区(如在远程会议系统或呼叫中心应用中)、机器噪声的有源抵消等结合。有源噪声抵消的各个方面(包括应用)例如在[Kuo et al.；1999]和[Widrow et al；1985](12章)中讨论。采用本申请教导的音频处理系统的有源噪声控制系统的更一般的略图如图1i中所示。

图1i为在本申请描述的音频处理系统APS的框架下的有源噪声控制ANC的一般模型。图1i中所示的系统适于通过提供抗噪声声信号而积极(及自适应)地抵消来自源的噪声N，其中抗噪声声信号使扬声器单元处的噪声信号最小或将其抵消及使从扬声器单元到定位成从噪声源拾取声音的第一传声器M1的声反馈最小(如表示声反馈通路F的虚线所示)。音频处理系统APS可包括任何所述实施例。图1i中所示的音频处理系统APS实施例与图1g中所示实施例类似。在优选实施例中，探针信号发生器基于掩蔽噪声，例如参见图3。图1i的系统包括ANC参考传声器(M1，例如形成音频处理系统APS的一部分，如虚线包围的APS所示，或与之分开)，用于拾取噪声参考信号及由自适应控制单元(在此为自适应滤波器ANC滤波器Ph(z，n))进行处理以产生馈给扬声器及预计使声噪最小的抗噪声信号。图1i的系统还包括ANC误差传声器(M2)，用于监视噪声抵消的效果。ANC误差传声器M2拾取的信号由自适应滤波器ANC滤波器Ph(z，n)最小化以提供从ANC参考传声器M1到ANC误差传声器M2的声通路P的估计量。该系统可适于单通道(宽带)或多通道运行。该系统还包括(可选的)直接电输入(如直接(电)音频输入DAI)，用于使用户能从电话或音乐播放器接收音频信号，该设备适于将所接收的音频信号经输出变换器呈现给用户(在此通过将DAI输入信号添加到来自自适应ANC滤波器(Ph(z，n))的抗噪声信号)。

图1g示出了与图1c类似的具有探针信号发生器(探针信号)的音频处理系统实施例，但其中除了输入侧的增强单元(在图1f中标为Eh_e)之外，还在输出侧插入增强单元(在图1g中标为Eh_u)。两个增强单元相互通信，如控制信号ehc所示。输入侧的增强单元Eh_e还经信号psc与探针信号发生器(探针信号)通信，如关于探针信号特性的信息。在实施例中，输出侧的增强单元(Eh_u)由输入侧的增强单元(Eh_e)控制(与其匹配)。在实施例中，其中输入侧的增强单元Eh_e由滤波器表示，该滤波器的特性(如其滤波器系数)(经信号ehc)镜像在输出侧的增强单元Eh_u中(如复制到输出侧的增强单元)以提供与输入侧的增强单元Eh_e一样的滤波函数。由输出侧的增强单元Eh_u对探针信号us(n)进行滤波得到的信号us’(n)馈给自适应FBC滤波器的算法部分(算法)并用于连同输入侧的增强单元Eh_e产生的信号es(n)一起估计反馈通路的传递函数。“镜像增强单元”Eh_u在自适应FBC滤波器的算法部分(算法)的输入通路中的使用具有提供改善的反馈通路估计量的优点，尤其对于小的滤波器时延(例如参见下面的2.2.部分中的LTP滤波器的DE(z))更是如此。总的来说，探针信号发生器(探针信号)产生的探针信号us(n)可以是任何适当类型的信号(产生预定特性)，只要输入侧的增强单元Eh_e与所涉及探针信号匹配即可(例如参见控制信号psc)。在实施例中，探针信号基于掩蔽噪声。

图1h示出了与图1g类似的音频处理系统实施例，但其中增强控制单元(Enh-control)确定两个增强单元(在此称为Eh_e和Eh_u，分别指示这些单元在正向增益单元G(z，n)的输入和输出侧的位置)的参数(如滤波器系数)的最优设置。增强控制单元基于探针信号的信息及基于信号us(n)(探针信号)、us’(n)(增强单元Eh_u基于探针信号输入us(n)的输出)、e(n)(反馈校正的输入信号)和es(n)(表示由增强单元Eh_e提供的、反馈校正的输入信号e(n)中的特性的估计量)确定两个增强单元的设置。增强控制单元(Enh-control)的目的是改善如优化反馈估计单元的工作条件，例如通过使探针信号和干扰信号(干扰信号为与探针信号无关联的所有其它信号分量(包括目标语音信号))之间的比最大化实现。

本发明的实施例在下述标题下提供：

1.噪声产生和/或噪声恢复。输出侧的信号y(n)的处理

1.1.产生掩蔽噪声(方法A，图2a)

1.2.通过感知噪声替代进行噪声产生(方法B，图2b)

1.3.固有噪声的恢复(信号分解，方法C，图2c)

1.4.噪声产生和噪声恢复方法A、B、C的组合(图2d、2e、2f、2g)

1.4.1.掩蔽噪声(方法A)和感知噪声替代(方法B)(图2d)

1.4.2.掩蔽噪声(方法A)和(固有)噪声类部分的提取(方法C)(图2e)

1.4.3.感知噪声替代(方法B)和(固有)噪声类部分的提取(方法C)(图2f)

1.4.4.掩蔽噪声(方法A)、感知噪声替代(方法B)和(固有)噪声类部分的提取(方法C)(图2g)

2.反馈噪声恢复：输入侧信号e(n)的处理

2.1.掩蔽噪声(方法A)和噪声恢复(图3)

2.2.基于长期预测的噪声恢复(方法I，图4)

2.2.1.基于长期预测的噪声恢复(方法I)与任何噪声产生方法组合

2.3.基于双耳预测滤波的噪声恢复(方法II)(图5)

2.3.1.基于双耳预测滤波的噪声恢复(方法II)与任何噪声产生方法组合

3.噪声恢复方法I、II和C与噪声产生方法A、B的组合(图4、5、6)

3.1.基于长期预测滤波(方法I)和双耳预测滤波(方法II)的噪声恢复与基于掩蔽噪声的噪声产生方法(方法A)组合

3.2.基于长期预测滤波(方法I)、基于双耳预测滤波(方法II)和基于固有噪声类信号分量的提取(方法C)的噪声恢复与基于掩蔽噪声(方法A)和基于感知噪声替代(方法B)的噪声产生组合

1.噪声产生和/或噪声恢复。输出侧的信号y(n)的处理

为提供与输入信号x(n)无关联的噪声信号us(n)，我们提出一种或多种方法的组合(在图1d的实施例中探针信号模块和/或固有噪声恢复模块与控制模块组合)：

A)基于掩蔽附加噪声的方法(图1d中的探针信号模块)

B)基于感知噪声替代的方法(图1d中的探针信号模块)

C)基于滤出自然信号中的固有噪声的方法(图1d中的固有噪声恢复模块)

方法A和B通过添加/替代已滤波噪声修改信号y(n)，而方法C不修改该信号而是简单地目标在于提取(恢复)与(目标)输入信号x(n)无关联的信号分量，及这些信号分量固有地存在于信号y(n)中(“信号的噪声类部分”)。

1.1.产生掩蔽噪声(方法A，图2a)

该方法由图2a中的听音设备的实施例图示(实施例α和β)。该方法目标在于将噪声序列us(n)(具有低相关时间的序列)添加到正向通路的输出侧的信号y(n)，其与输入信号x(n)无关联，以形成接收器信号u(n)。噪声序列us(n)可通过适当形状的时变整形滤波器M(z，n)对白噪声序列w(n)进行滤波以达到想要的噪声频谱形状和水平而产生。滤波器M(z，n)在噪声形状和水平模块中基于信号y(n)进行估计，参见如下所述的图2a中的实施例β。整形滤波器M(z，n)可通过使用(可能受损的)人的听觉系统模型而找到，更具体地，使用许多现有掩蔽模型中的任何模型找到，例如参见[ISO/MPEG，1993]、[Johnston，1988]、[Van de Par et al.，2008]。

理想地，引入的噪声序列us(n)具有下述性质：

P1)在存在y(n)时us(n)听不见，也就是说，u(n)＝y(n)+us(n)感知上不能与y(n)区别开。

P2)us(n)与x(n)无关联，即对于所有k，Eus(n)·x(n+k)＝0。原理上，这使可能完全绕过AC问题。

P3)us(n)的相关时间N₀不超出dG+dF，其中dG、dF分别指正向和反馈通路时延。也就是说，us(n)与其延迟对应于反馈通路和正向通路的组合时延的量的自身无关联，即对于τ＞dG+dF，Eus(n)us(n-τ)＝0。

此外，根据使用哪一版本的反馈噪声恢复算法，见图1d(该模块的不同版本的细节在下面给出)，下述另外的噪声性质优选由噪声序列us(n)遵守：

P4)噪声序列us(n)的相关时间遵守N₀＜dG+dF，即稍强于P3的要求。

原则上，可能产生具有这些特性的探针噪声序列us(n)。然而，众所周知的问题在于，对于要求P1要大约有效(对于正常听力人员)，探针噪声的水平优选平均应比u(n)(y(n))低至少15dB，而对于要求P3和P4要在低时延装置如助听器中有效，可能需要低更多的量。

在图2a中标为α的实施例中，来自正向通路单元G(z，n)(如提供信号处理以补偿听力损失)的处理后输出信号y(n)连接到掩蔽探针噪声模块以基于人类听觉系统模型(其完全或部分实施在该模块中，或更具体地，实施在图2a的实施例β的噪声形状和水平模块中)产生掩蔽噪声。掩蔽探针噪声模块的掩蔽噪声输出us(n)连接到Fh滤波器估计单元用于估计反馈通路F。掩蔽噪声输出us(n)还在提供输出信号u(n)的求和单元“+”中添加到来自正向通路单元G(z，n)的处理后输出信号y(n)，输出信号u(n)连接到输出变换器(接收器)及自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)。提供反馈信号v(n)的估计量vh(n)的可变滤波器部分Fh(z，n)的输出在求和单元“+”中从来自传声器的输入信号减去，该求和单元的输出e(n)连接到正向通路单元G(z，n)的输入及Fh滤波器估计单元。误差信号e(n)理想情况下等于目标信号x(n)，其在传声器中添加到反馈信号v(n)，使得来自传声器的输入信号等于x(n)+v(n)，因而e(n)＝x(n)+v(n)-vh(n)。控制单元与正向通路单元G(z，n)、掩蔽探针噪声单元和Fh滤波器估计单元单向或双向通信以在Fh滤波器估计模块中监视和调节自适应滤波器的运行(如包括适应速度)。

图2a中标为β的实施例与如上所述的标为α的实施例一样，但如虚线矩形所示，掩蔽探针噪声单元通过整形滤波器单元M(z，n)实施，其由噪声形状和水平单元基于来自正向通路单元G(z，n)的输入y(n)进行估计。掩蔽噪声us(n)由整形滤波器单元M(z，n)基于白噪声序列输入w(n)和噪声形状和水平单元在人类听觉系统模型(其全部或部分实施在该模块中)的基础上确定的滤波器系数提供。在本说明书中，白噪声意为具有实质上平坦的功率谱密度的随机信号(意为：当在跨感兴趣的频率范围如人类听得见的频率范围的一部分上移动固定带宽时，在该固定带宽内信号包含实质上相等的功率)。例如，白噪声序列可使用伪随机技术产生，如使用伪随机二进制序列发生器(具有大重复次数N_psr，如N_psr≥1000或≥10000)。控制单元与正向通路单元G(z，n)、噪声形状和水平单元及Fh滤波器估计单元单向或双向通信(与实施例α一样)。

1.2.通过感知噪声替代进行噪声产生(方法B，图2b)

该方法本质上与方法A类似。我们在此提出称为感知噪声替代(PNS)的另一算法，用于产生与输入信号x(n)无关联的感觉不到的噪声序列。与方法A类似，该算法体现在图1d的探针信号模块中。该算法可看作上述附加的掩蔽噪声解决方案的补充(或备选)。该方法由图2b中所示的听音设备实施例(实施例α和β)图示。总目标是处理信号y(n)以确保接收器信号u(n)至少在某些频区中与(目标)输入信号x(n)无关联。为实现前述目标，用已滤波噪声序列替代正向通路单元G(z，n)的输出信号y(n)(参见图1d和2b中的信号y(n))的所选频区从而确保所涉及的这些频区中的(无)关联度。因此，不是像上面的方法A那样添加低水平噪声序列，而是在此提出完全替代接收器信号的整个时频范围或块。y(n)的(已滤波)噪声序列替代部分由ups(n)标示(参见图2b)，对ups(n)的要求与针对方法A概述的要求一样(参见上面的P1、P2、P3，及可选的P4)。

所提出方法的优点在于替代信号区中所希望的信噪比为高信噪比，远高于其它探针噪声解决方案通常实现的信噪比。显然，由于修改后的接收器输入信号u(n)在理想情况下应在感知上(对于特定用户)不能与初始信号y(n)区分开，因而并非总是可替代所有时频范围或块。在决定哪些范围或块可进行替代而无实质的感知后果时存在几种可能性。一种可能性是使用感知模型如[Dau etal.，1996]中的模型的简化版本比较初始和修改后的信号并使该模型预测修改的可检测性。另一种可能性是使用与方法A中一样的掩蔽模型决定低灵敏度的频区。可以预见基于对数谱失真测量的其它更简单但可能不太准确的方法(例如参见[Loizou，2007])。

在图2b的标为α的实施例中，来自正向通路单元G(z，n)(如提供信号处理以补偿听力损失)的处理后输出信号y(n)连接到PNS模块以提供感知噪声替代，包括用已滤波噪声替代信号y(n)的所选波段，以形成输出信号u(n)。进行替代的适当波段的选择由上面指出的控制单元控制(如基于感知模型、掩蔽模型等)。控制单元还与正向通路单元G(z，n)通信且还通过Fh滤波器估计单元控制可变滤波器部分Fh(z，n)的滤波器系数的产生。Fh滤波器估计单元分别从输出信号u(n)(包含所选波段中的感觉不到的噪声的接收器输入信号)和反馈校正的输入信号e(n)接收其输入。除此之外，图2b的实施例α包括以与图2a的实施例α一样的方式连接的功能单元。

图2b的标为β的实施例大部分与上述标为α的实施例一样。然而，在实施例β中，示出了PNS单元的两个输出：标示为未替代频区并包括已维持不变的频带的第一PNS输出upl(n)，及标示为替代频区并包括含替代频区的频带的第二PNS输出ups(n)，替代频区理想地与(目标)输入信号x(n)实质上无关联。来自PNS单元的两个输出信号upl(n)和ups(n)在求和单元“+”中组合以提供输出信号u(n)，其连接到接收器和自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)。来自PNS单元的两个输出信号upl(n)和ups(n)连接到Fh滤波器估计单元，连同反馈校正的输入信号e(n)一起用于产生可变滤波器部分Fh(z，n)的滤波器系数(可能受控制单元影响)，从而提供反馈估计量信号vh(n)。

1.3.固有噪声的恢复(信号分解，方法C，图2c)

该方法由图2c中所示的根据本发明的听音设备实施例(实施例α和β)图示。该方法不同于方法A和B，因为其不修改来自正向通路单元G(z，n)的输出信号y(n)(这样，y(n)＝u(n))。而是，其对信号y(n)进行滤波以识别y(n)中固有存在的与输入信号x(n)无关联的分量。在此的基本想法是观察信号y(n)大约为输入信号x(n)的(缩放)版本，延迟dG个样本，dG为正向通路的时延(在采样单元中时间T_s＝1/f_s)。因此，y(n)的相关时间短于dG的分量大约与x(n)无关联。因而，y(n)的所识别的信号分量(us(n))优选应遵守上面结合掩蔽噪声的产生所述的性质P2：

P2)us(n)与x(n)无关联，即对于所有k，Eus(n)·x(n+k)＝0

及另外：

P5)所提取的序列us(n)的相关时间N₁遵守N₁≤dG。

提取固有存在于y(n)中的具有低相关时间的信号分量即噪声或噪声类信号部分，及对应的信号连接到Fh滤波器估计模块(参见图2c)。提取在图2c的固有噪声恢复模块中进行。固有噪声分量理解为信号y(n)的性质上嘈杂的部分(尽管传统意义上信号y(n)不嘈杂)。更具体地，在(无噪声)语言信号中包括具有低相关时间的分量的噪声类信号部分可以是语音如/s/和/f/。在传统意义上信号y(n)嘈杂的情况下，如由于环境中的声噪或由于传声器噪声(或由于故意插入的来自探针信号发生器的探针信号)，这些分量将也由固有噪声恢复模块提取，在这种情况下，该模块的输出将为传统声噪和目标信号中的固有噪声(可能及探针噪声)的组合。固有噪声恢复模块可使用自适应滤波器实施，例如具有下述z变换的自适应更新的FIR滤波器(例如参见图2c，实施例β)：

$C(z,n)=1-\mathrm{DR}\left(z\right)\×\mathrm{LR}(z,n)$

$=1-z^{-N_1}\×\underset{p=0}{\overset{P_1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{p+N_1}{z}^{-p},$

$=1-\underset{p=N_1}{\overset{N_1+P_1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_p{z}^{-p}$

其中C(z，n)表示所得到的滤波器，DR(z)＝z^-N1表示对应于N₁个样本的时延，LR(z，n)表示可变滤波器部分，N₁为最大相关时间，及c_p为滤波器系数，其中P₁为LR(z，n)的阶。

跨时间更新滤波器系数c_p以使输出us(n)的方差最小，即适于使E[|us(n)|²]最小，其中E为预期值算符。通过这样，输入信号的相关时间长于N₁的分量减少。通常，N₁选择为N₁＝dG，正向通路的时延(dG)，优选包括从接收器到传声器的平均声传播时延。例如，滤波器系数c_p的更新可使用任何众所周知的自适应滤波算法进行，包括(归一化)LMS、RLS等，参见图2c中的LR滤波器估计单元(β)。

在图2c的标为α的实施例中，来自正向通路单元G(z，n)(提供信号处理)的处理后输出信号y(n)连接到增强单元固有噪声恢复及接收器(从而构成输出(接收器输入)信号)。固有噪声恢复单元提取输出信号y(n)的噪声类部分us(n)，如上所述。噪声类信号us(n)连接到Fh滤波器估计单元，其提供估计反馈信号v(n)的可变滤波器部分Fh(z，n)的滤波器系数。控制单元与正向通路单元G(z，n)、(固有)噪声恢复单元和Fh滤波器估计单元单向或双向通信。除此之外，图2c的实施例α包括以与图2a的实施例α一样的方式连接的相同功能单元(G(z，n)、Fh(z，n)、F(z，n)、传声器和接收器单元)。

除了增强单元固有噪声恢复由时延DR(z)单元、LR滤波器估计单元、LR(z，n)可变滤波器单元和求和单元“+”(如包围这些单元的点线矩形所示)实施之外，图2c的标为β的实施例与如上所述的标为α的实施例一样。上述滤波器C(z，n)由虚线矩形包围的组件时延DR(z)、LR(z，n)和求和单元“+”实施并标为C(z，n)。时延DR(z)单元将来自正向通路单元G(z，n)的输出信号y(n)(其在此等于接收器输入信号)接收为输入并提供表示该输入的延迟版本的输出(如其时延对应于正向通路单元G(z，n)的时延)，该输出连接到LR滤波器估计单元和可变滤波器单元LR(z，n)。可变滤波器单元LR(z，n)的输出在求和单元“+”中从来自正向通路单元G(z，n)的输出信号y(n)减去，其输出表示输出信号y(n)的基于y(n)的先前样本预测的噪声类部分us(n)。输出信号y(n)的噪声类部分us(n)连接到LR滤波器估计单元并用于计算可变滤波器单元LR(z，n)的滤波器系数，及连接到反馈抵消系统的Fh滤波器估计单元并用于计算可变滤波器单元Fh(z，n)的滤波器系数。控制单元与正向通路单元G(z，n)和两个(LR和Fh)滤波器估计单元单向或双向通信。

1.4.噪声产生和噪声恢复方法A、B、C的组合(图2d、2e、2f、2g)

噪声产生或恢复方法A、B和C可以任何适当的方式相互组合(及与可能的用于产生适当噪声序列的其它方案和可能的用于恢复噪声的其它方案组合)。在所示实施例中，噪声通常添加到输出侧的正向通路(在所示例子中，在正向通路增益单元G(z，n)之后)。在实践中，不需要这样。噪声发生器可在正向通路的任何适当位置插入噪声类信号部分，如在输入侧(在正向通路增益单元G(z，n)之前)或在正向通路增益单元G(z，n)中或在正向通路的几个不同位置处。

1.4.1.掩蔽噪声(方法A)和感知噪声替代(方法B)(图2d)

图2d示出了听音设备的实施例的模型，其中噪声产生方法A(掩蔽噪声)和B(感知噪声替代)组合使用。在图2d的实施例中，正向通路增益单元G(z，n)的输出信号y(n)连接到PNS单元，其(受控于控制单元)(如用包括噪声类信号分量的频谱含量)替代输出信号y(n)的所选频区并提供至少在某些频区中与(目标)输入信号x(n)实质上无关联的输出信号up(n)。在图2d的实施例中，来自PNS单元的输出up(n)由两个输出表示(与图2b中一样)：标示为未替代频区并包括已维持不变的频带的第一PNS输出upl(n)，及标示为替代频区并包括含替代频区的频带的第二PNS输出ups(n)，替代频区理想地与(目标)输入信号x(n)实质上无关联。来自PNS单元的两个输出信号upl(n)和ups(n)在求和单元“+”中组合以提供输出信号up(n)。输出信号up(n)连接到包括用于估计时变整形滤波器M(z，n)的噪声形状和水平单元的掩蔽噪声发生器(如标为掩蔽探针噪声的点线矩形所示)，其对白噪声序列w(n)进行滤波并将掩蔽噪声信号ms(n)提供为输出。掩蔽噪声信号ms(n)在求和单元“+”中添加到来自PNS单元的第二输出ups(n)，求和单元的输出us(n)连同反馈校正的输入信号e(n)一起用作用于产生估计反馈通路的可变滤波器部分Fh(z，n)的滤波器系数的Fh滤波器估计单元的输入。Fh滤波器估计单元与控制单元通信，其还连接到噪声形状和水平单元、正向通路增益单元G(z，n)和PNS单元。掩蔽噪声信号ms(n)还在求和单元“+”中添加到来自PNS单元的(组合)输出信号up(n)，求和单元的输出信号u(n)连接到接收器并转换为声信号及连接到自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)。在其它实施例中，反馈校正的输入信号e(n)还连接到正向通路增益单元G(z，n)。输出和输入变换器、反馈F(z，n)和反馈估计Fh(z，n)通路及信号v(n)、vh(n)和x(n)具有结合本发明的其它实施例所述一样的意思(如图2a)。

掩蔽噪声产生方法(方法A，图2a)和感知噪声替代方法(方法B，图2b)及其实现功能单元在上面进一步描述。噪声掩蔽及感知噪声替代的细节如由[Painter et al.，2000]讨论。

1.4.2.掩蔽噪声(方法A)和(固有)噪声类部分的提取(方法C)(图2e)

图2e示出了根据本发明的听音设备的两个实施例的框图，其中噪声产生方法A(掩蔽噪声)和C(固有噪声类部分的提取)组合使用。

在图2e的实施例α中，正向通路增益单元G(z，n)的输出信号y(n)连接到包括用于估计时变整形滤波器M(z，n)的噪声形状和水平单元(受控于控制单元)的掩蔽噪声发生器(如标为掩蔽探针噪声的点线矩形所示，也参见图2a及如上所述)，其对白噪声序列w(n)进行滤波并将掩蔽噪声信号ms(n)提供为输出，其在求和单元“+”中添加到来自正向通路增益单元的输出信号y(n)以提供输出信号u(n)，该输出信号连接到接收器。包括掩蔽噪声的输出信号u(n)连接到用于从输入信号恢复噪声类信号部分的增强单元(如标为固有噪声恢复的点线矩形所示，也可参见图2c和上面方法C的描述)。用于恢复固有噪声类信号部分的单元包括时延DR(z)单元、LR滤波器估计单元、LR(z，n)可变滤波器单元和求和单元“+”。时延DR(z)单元将输出信号u(n)接收为输入并提供表示u(n)的延迟版本的输出，其连接到LR滤波器估计单元和可变滤波器单元LR(z，n)。可变滤波器单元LR(z，n)的输出在求和单元“+”中从输出信号u(n)减去，其输出表示输出u(n)的(掩蔽及固有)噪声类部分us(n)。噪声类信号us(n)连接到LR滤波器估计单元及反馈抵消系统的Fh滤波器估计单元并用于分别计算可变滤波器单元LR(z，n)和Fh(z，n)的滤波器系数。控制单元与两个(LR和Fh)滤波器估计单元、掩蔽探针噪声发生器的噪声形状和水平单元及正向通路增益单元G(z，n)单向或双向通信。反馈校正的输入信号e(n)用作Fh滤波器估计单元的第二输入及在其它实施例中还连接到正向通路增益单元G(z，n)。输出和输入变换器、反馈F(z，n)和反馈估计Fh(z，n)通路及信号v(n)、vh(n)和x(n)具有结合本发明的其它实施例所述一样的意思(如图2a)。

图2e的实施例β大部分与图2e的实施例α一样。两个实施例的不同之处在于，在图2e的实施例β中，给固有噪声恢复单元的输入为来自正向通路增益单元G(z，n)的输出y(n)。这意味着噪声恢复单元在添加(掩蔽)探针信号ms(n)之前提取输出信号y(n)的噪声类部分is(n)。因此，掩蔽噪声信号ms(n)添加到固有噪声恢复单元的输出is(n)以提供所得到的噪声估计量us(n)，其连接到Fh滤波器估计单元(与实施例α中一样)。这具有固有噪声恢复单元不必提取源自插入的探针噪声的信号的噪声类部分。

掩蔽噪声产生方法(方法A，图2a)和包括噪声类部分的提取的信号分解方法(方法C，图2c)及其实现功能单元在上面进一步描述。

1.4.3.感知噪声替代(方法B)和(固有)噪声类部分的提取(方法C)(图2f)

图2f示出了根据本发明的听音设备实施例的模型，其中噪声产生方法B(感知噪声替代)和C((固有)噪声类部分的提取)组合使用。在图2f的实施例中，正向通路增益单元G(z，n)的输出信号y(n)连接到PNS单元，其(受控于控制单元)替代输出信号y(n)的所选频区并提供包括已维持不变的频率部分的第一输出信号upl(n)(图2f中的输出信号未替代频区)及包括已用包括与(目标)输入信号x(n)实质上无关联的噪声类信号分量的频谱含量替代的频率部分的第二输出信号ups(n)(图2f中的输出信号替代频区)。来自PNS单元的两个输出信号在求和单元“+”中组合以提供输出信号u(n)。其连接到接收器和自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)。来自PNS单元的包括已维持不变的频率范围的输出信号upl(n)连接到图2f中由点线矩形包围的标为固有噪声恢复及包括时延DR(z)单元、LR滤波器估计单元、LR(z，n)可变滤波器单元和求和单元的增强单元(参见图2c及上面方法C的描述)，这些单元适于估计来自PNS单元的输出信号upl(n)的(固有)噪声类部分。固有噪声恢复单元的输出信号is(n)(点线矩形中的求和单元“+”的输出)连同PNS单元的包括已用包含噪声类信号分量的频谱含量替代的频率部分的另一输出信号ups(n)一起连接到另一求和单元“+”。该另一求和单元的输出因而表示输出信号u(n)的噪声类信号部分的估计量us(n)。估计量us(n)连同反馈校正的输入信号e(n)一起连接到Fh滤波器估计单元并用于更新自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)以估计反馈信号v(n)。LR和Fh滤波器估计单元可经控制单元进行影响，其也可影响正向通路增益单元G(z，n)和PNS单元和/或从其接收信息。在其它实施例中，反馈校正的输入信号e(n)也连接到正向通路增益单元G(z，n)。输出和输入变换器、反馈F(z，n)和反馈估计Fh(z，n)通路及信号v(n)、vh(n)和x(n)具有结合本发明的其它实施例所述一样的意思(如图2a)。

感知噪声替代方法(方法B，图2b)和包括噪声类部分的提取的信号分解方法(方法C，图2c)及其实现功能单元在上面进一步描述。

1.4.4.掩蔽噪声(方法A)、感知噪声替代(方法B)和(固有)噪声类部分的提取(方法C)(图2g)

图2g示出了根据本发明的听音设备实施例的模型，其中噪声产生方法A(掩蔽噪声)、方法B(感知噪声替代)和噪声恢复方法C((固有)噪声类部分的提取)组合使用。在图2g的实施例中，正向通路增益单元G(z，n)的输出信号y(n)连接到PNS单元，其(受控于控制单元)替代输出信号y(n)的所选频区并提供包括已维持不变的频率部分的第一输出信号upl(n)(图2g中的输出信号未替代频区)及包括已用包含提供与(目标)输入信号x(n)实质上无关联的频区的噪声类信号分量的频谱含量替代的频率部分的第二输出信号ups(n)(图2g中的输出信号替代频区)。来自PNS单元的第一和第二输出信号在求和单元“+”中组合，及所得组合信号upx(n)连接到另一求和单元“+”和掩蔽噪声发生器(如标为掩蔽探针噪声的点线矩形所示，也可参见图2a及上面的描述)，掩蔽噪声发生器包括用于估计时变整形滤波器M(z，n)的(受控于控制单元)的噪声形状和水平单元，其对白噪声序列w(n)进行滤波并将掩蔽噪声信号ms(n)提供为输出，其在另一求和单元“+”中添加到来自PNS单元的组合输出信号upx(n)以提供输出信号u(n)，该输出信号连接到接收器。噪声形状和水平单元还从正向通路增益单元G(z，n)接收输入信号y(n)。其目的在于使掩蔽探针噪声单元能在感知噪声替代(由控制单元控制)之前(y(n))或之后(upx(n)＝upl(n)+ups(n))对正向通路信号起作用。噪声形状和水平单元还可从控制单元接收关于哪些频带已在PNS单元中经历感知噪声替代的信息，这可有利地影响掩蔽噪声的产生。整形滤波器M(z，n)的掩蔽噪声信号输出ms(n)还连接到用于向掩蔽噪声信号ms(n)应用增益因子α的增益因子单元“x”。总的来说，增益因子α可取0和1之间的任何值。在优选实施例中，α等于1或0，受控于控制单元(参见输出α)。增益因子单元“x”的输出α·ms(n)在求和单元“+”中添加到来自PNS单元的输出信号ups(n)(包括替代频区)以提供输出信号upm(n)＝α·ms(n)+ups(n)。

听音设备还包括从输入信号恢复噪声类信号部分的增强单元(由图2g中标为固有噪声恢复的点线矩形包围，也可参见图2c和上面方法C的描述)。用于恢复噪声类信号部分的单元的实施例包括时延DR(z)单元、LR滤波器估计单元、LR(z，n)可变滤波器单元和求和单元“+”。固有噪声恢复模块(因而及时延DR(z)单元)将求和单元“+”的输出ux(n)接收为输入，该求和单元经将增益(1-α)和α分别应用于信号u(n)和upl(n)的两个增益因子单元提供信号(1-α)·u(n)+α·upl(n)，其中增益因子α受控制单元控制。总的来说，增益因子α可取0和1之间的任何值。在优选实施例中，α等于1或0，受控制单元控制(参见输出α)。时延DR(z)单元提供表示输入ux(n)的延迟版本的输出。延迟的输出连接到LR滤波器估计单元和可变滤波器单元LR(z，n)。可变滤波器单元LR(z，n)的输出在求和单元“+”中从输入信号ux(n)＝(1-α)·u(n)+α·upl(n)减去，求和单元的输出is(n)表示输入信号ux(n)的噪声类部分的估计量。求和单元“+”的输出upm(n)＝α·ms(n)+ups(n)在另一求和单元“+”中添加到信号ux(n)的噪声类部分的估计量is(n)，该另一求和单元的输出表示所得噪声类信号us(n)。如果α＝0，固有噪声恢复模块对其中已插入噪声的信号起作用。另一方面，如果α＝1，固有噪声恢复模块仅对尚未被噪声替代的信号部分起作用。原则上，这是有利的，因为总的来说不需要恢复刚插入的噪声。噪声类信号us(n)连接到反馈抵消系统的Fh滤波器估计单元并用于计算可变滤波器单元Fh(z，n)的滤波器系数。控制单元还与正向通路增益单元G(z，n)和两个(LR和Fh)滤波器估计单元单向或双向通信。从输出到输入变换器的泄漏反馈的电当量F(z，n)导致输入信号v(n)，其在求和单元“+”中添加到表示传声器的目标信号x(n)。反馈估计Fh(z，n)导致反馈信号vh(n)，其在求和单元“+”中从组合输入x(n)+v(n)减去，求和单元的输出即反馈校正的输入信号e(n)，如其它实施例中一样(例如参见图2a)，连接到正向通路增益单元G(z，n)和Fh滤波器估计单元。

掩蔽噪声产生方法(方法A，图2a)、感知噪声替代方法(B)和包括噪声类部分的提取的信号分解方法(方法C，图2c)及其实现功能单元在上面进一步描述。

2.反馈噪声恢复：输入侧的信号e(n)的处理

用于噪声增强/恢复的算法包括但不限于：

I)基于长期预测(LTP)滤波的方法。

II)基于双耳预测滤波的方法。

如上所述，产生噪声的任何方法(或方法组合)，包括上面概述的方法(方法A、B)，可与包括下面概述的方法(方法I、II和C)的任何噪声增强/恢复方法(或方法组合)组合。

2.1.掩蔽噪声(方法A)和噪声恢复(图3)

作为例子，图3示出了在根据本发明的音频处理系统如听音设备或通信设备的模型中，噪声产生方法A(掩蔽噪声)与噪声增强/恢复算法(图3a中的反馈噪声恢复单元(例如参见图1c中的增强单元)，如实施下述方法I)的组合。图3a的模型实施例包括与图2a的模型实施例β一样的元件。另外，图3a的模型实施例包括用于估计源自掩蔽噪声信号us(n)的反馈校正的输入信号e(n)的信号分量的增强单元反馈噪声恢复。反馈噪声恢复单元的输出es(n)连接到Fh滤波器估计单元以更新自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)从而估计反馈信号v(n)。Fh滤波器估计单元的另一输入是来自掩蔽探针噪声发生器的滤波器M(z，n)的掩蔽噪声信号输出us(n)。反馈噪声恢复单元与控制单元单向或双向通信。

图3b示出了音频处理系统的实施例，包括输入侧的增强单元(Enhancement_e)及另外包括输出侧的(匹配)增强单元(Enhancement_u)。图3b中的模型实施例包括与图3a的模型实施例一样的元件，但另外包括正向通路增益单元G(z，n)的输出侧的增强单元(Enhancement_u)，也可参见图1g的实施例。两个增强单元相互通信，如控制信号“复制”所示。在实施例中，输出侧的增强单元(Enhancement_u)由输入侧的增强单元(Enhancement_e)控制(与其匹配)。在输入侧的增强单元Enhancement_e由滤波器(如图4中所示及下面随其描述的滤波器D(z，n))表示的实施例中，滤波器的特性(如其滤波器系数)(经信号“复制”)镜像(如复制)到输出侧的增强单元Enhancement_u以提供与输入侧的增强单元Enhancement_e一样的滤波函数。图3b的实施例也可配置图1h中所示及结合其所述的控制单元。

2.2.基于长期预测的噪声恢复(方法I，图4)

当使用该方法时，噪声信号us(n)的相关时间优选不超出N₀，即在us(n)合成期间，优选遵守上面在掩蔽噪声的产生(方法A)部分中概述的信号要求P1-P3(P4)。

e(n)的源自us(n)的分量可通过观测方法A、B、C中引入/固有的噪声具有有限且已知的相关时间即N₀而从信号e(n)恢复。假定反馈通路F(z，n)为(等价于)N阶FIR滤波器，其遵循：在传声器处拾取的噪声的相关时间具有不长于N+N₀的相关时间。换言之，e(n)中其相关时间长于N+N₀的分量不是源自引入/固有的噪声序列us(n)。因此，提出在图1d的反馈噪声恢复模块中引入滤波器，其目的在于拒绝相关时间长于N+N₀的信号分量。这样的滤波器可使用具有下述z变换的自适应更新的FIR滤波器实现(例如参见图4，标为D(z，n)的虚线矩形)，其中噪声恢复方法I(基于长期预测)结合噪声产生方法A(掩蔽噪声，也可参见上面结合方法A所述及图2a的实施例β中所示的输出信号y(n)的相应处理，以产生掩蔽噪声信号us(n))图示：

$D(z,n)=1-\mathrm{DE}\left(z\right)\×\mathrm{LE}(z,n)$

$=1-z^{{-N}_2}\×\underset{p=0}{\overset{P_2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{p+N_2}{z}^{-p}$

$=1-\underset{p=N_2}{\overset{N_2+P_2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_p{z}^{-p}$

其中D(z，n)表示所得滤波器，DE(z)＝z^-N2表示对应于N₂个样本的时延，LE(z，n)表示可变滤波器部分，N₂为最大相关时间，d_p为适于使E[es(n)²]最小化的滤波器系数，其中E为预期值算符，及P₂为滤波器LE(z，n)的阶。d_p与离散时间指数n之间的关系已省略。参数N₂和P₂的实际值取决于所涉及的应用(采样率、考虑的频率范围、助听器类型等)。对于大于16kHz的采样率，及全频带处理，通常N₂≥32，如≥64，如≥128。滤波器的傅立叶变换通过用e^jω置换z找到，j为复数单位(j²＝-1)及ω等于2·π·f，其中f为归一化频率。

滤波器系数d_p的更新在图4(a、b)的LE滤波器估计单元中执行。滤波器系数d_p可使用任何标准自适应算法如NLMS自适应地找到，

d_p ^*＝arg min E[(es(n))²]

其中es(n)是滤波器D(z，n)的输出信号，及

$\mathrm{es}\left(n\right)=e\left(n\right)-\underset{l=0}{\overset{P2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{l}e(n-N2-l)=e\left(n\right)-z\left(n\right),$

其中e(n)为在时间瞬间n输入侧的反馈校正的输入信号。在右边，z(n)可看作e(n)的基于至少旧N₂个样本的信号样本的预测。在此估计滤波器系数d₁以提供MSE最优线性预测器，尽管不同于MSE(均方误差)的其它准则也同样适当。这样，减少信号e(n)的相关时间长于N₂的分量。N₂优选可选择为N₂＝N₀+N，其中N₀表示(探针)噪声序列的相关时间，及N表示反馈通路的时延，以拒绝明显非源自引入/固有的噪声的信号分量。通常，D(z，n)称为长期预测(LTP)误差滤波器，语音编码领域杜撰的一个术语[Spanias，1994]。重要的是注意LTP误差滤波器可视为白化滤波器，但由于D(z，n)的特殊结构，N₂＞＞0，输出通常不完全白。在实施例中，N₂＞＞0意为N₂≥32，如≥64或≥128。

这样，NIR可得以明显改善，及Fh滤波器估计模块的适应速度可增加而超出基于探针噪声的传统系统可能实现的速度。

在所提出的设置中，选择(探针)噪声性质和LTP误差滤波器D(z，n)使得它们的特性匹配：引入/固有的噪声具有比N₀短的相关时间，而D(z，n)减少相关时间长于N₂＝N₀+N的信号分量。在实施例中，N₀为从32到128个样本的范围(假定采样率为20kHz)。这样，D(z，n)可看作匹配滤波器。如果N等于64，这导致N₂在从96到192的范围中。引入具有某些特性(在该例子中在自相关域)的(探针)噪声的想法容易一般化。作为备选，例如，可引入调制域中的某些探针信号特性及设计该域中的相应匹配滤波器。

在图4中，自适应滤波器D(z，n)通过提供输出es(n)的单元时延DE(z)、LE(z，n)和求和“+”(如标为D(z，n)的对应虚线包围矩形所示)实施在反馈噪声恢复模块中。在图4a的实施例中，时延DE(z)单元将反馈校正的输入信号e(n)接收为输入并提供延迟的输出，其分别连接到算法和可变滤波器部分LE滤波器估计和LE(z，n)。可变滤波器部分LE(z，n)的输出在求和单元“+”中从输入信号e(n)减去。自适应滤波器D(z，n)的输出(即反馈噪声恢复模块的输出，即图4中求和单元“+”的输出)是表示(反馈校正的)输入信号e(n)的噪声类部分的信号es(n)。信号es(n)连接到自适应滤波器D(z，n)的可变滤波器部分“LE滤波器估计”及FBC滤波器的Fh滤波器估计部分并随后用于估计滤波器系数，该滤波器系数用于估计反馈信号v(n)。Fh滤波器估计单元的另一输入是信号us(n)，提供由整形滤波器单元M(z，n)实施的“掩蔽探针噪声”单元(参见图2a)产生的掩蔽噪声信号，其由噪声形状和水平单元基于来自正向通路单元G(z，n)的输入y(n)进行估计。掩蔽噪声us(n)由整形滤波器单元M(z，n)基于白噪声序列输入w(n)和噪声形状和水平单元基于人类听觉系统模型确定的滤波器系数提供。掩蔽噪声us(n)在求和单元“+”中添加到正向通路单元G(z，n)的输出y(n)以提供连接到接收器和自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)的输出信号u(n)。控制单元与正向通路增益单元G(z，n)、噪声形状和水平单元及LE和Fh滤波器估计单元单向或双向通信。从输出到输入变换器的泄漏反馈的电当量F(z，n)导致输入信号v(n)，其在求和单元“+”中添加到表示传声器的目标信号x(n)。反馈估计Fh(z，n)(自适应FBC滤波器的可变滤波器部分)导致反馈信号估计量vh(n)，其在求和单元“+”中从组合输入x(n)+v(n)减去，求和单元的输出即反馈校正的输入信号e(n)连接到正向通路增益单元G(z，n)和(在图4a的实施例中)连接到反馈噪声恢复单元(在此连接到时延DE(z)单元)。

图4b中所示的根据本发明的听音设备实施例大部分与图4a中所示的一样。区别如下：除了图4a实施例的功能模块之外，图4b的实施例还包括反灵敏度函数估计模块，包括具有算法部分S滤波器估计和从S滤波器估计部分获得其滤波器系数更新的可变滤波器部分S(z，n)的自适应滤波器。该滤波器更新可通过典型方法如NLMS实现。FIR滤波器S(z，n)为所谓的反灵敏度函数的估计量。在闭环识别中(例如参见[Forsell，1997])灵敏度函数概念描述(固有或引入的)噪声分量的着色，因为系统为闭环系统。使系统为开环系统，灵敏度函数将为S(z，n)＝1。严格地说，所提出的用于反馈通路估计的算法假设系统为开环系统，但显然任何助听器系统均为闭环系统。通过考虑灵敏度函数，可能使Fh滤波器估计模块“经历的”情形更接近开环，因而获得更好的性能。具体地，这通过在滤波器S(z，n)中对e(n)进行滤波实现，其从反灵敏度函数估计模块的S滤波器估计部分接收更新滤波器系数。

2.2.1.基于长期预测的噪声恢复(方法I)与任何噪声产生方法组合

如上所述，图4示出了基于长期预测(方法I)的噪声恢复与基于掩蔽噪声的产生(方法A)的噪声产生的组合。然而，噪声恢复方法I可与任何其它噪声产生方法组合。

具有基于LTP的噪声恢复的本发明实施例的优点包括：

-可能更高的增益，尤其对于纯音信号区(在传统系统中其通常被认为很难处理)；

-音频信号中的失真明显减少；

-更少的啸声/失真，因为反馈通路估计通常更健康；

-所提出的算法在具有纯音分量的信号区中特别强大，因为这些分量具有长相关时间。当(任何)标准系统在这些区中有弱点时，这特别引人注意；

-可在单HA情形下使用。

2.3.基于双耳预测滤波的噪声恢复(方法II)(图5)

上面提出的方法I的总想法是使用误差信号e(n)的过去很久的样本预测e(n)的当前样本，并据以减少误差信号估计量es(n)中非因引入/固有的噪声引起的信号分量。显然，该框架与哪些信号样本用于预测当前误差信号样本e(n)无关，只要所使用的信号样本与引入/固有的噪声无关联及与当前误差信号样本一定程度上关联即可。基于该观察，提出使用来自另一传声器如对侧传声器的信号样本预测误差信号e(n)的分量，其不是源自引入/固有的噪声us(n)。该设置如图5中所示，其中实施基于双耳预测滤波的噪声恢复方法II与基于掩蔽噪声的噪声产生方法A的组合。在实施例中，在正向通路中引入非线性，例如通过移频或PNS。图5示出了基于噪声的DFC系统，其使用来自另一传声器的信号y_c(n)(即来自外部传感器如位于不同于当前耳朵的另一耳朵处的对侧听音设备的信号)用于恢复e(n)中源自us(n)的信号分量。在图5的实施例中，信号y_c(n)为另外的传声器信号如反馈校正的传声器信号的处理后版本(参见模块)，其经到另一设备的连接接收(参见指示“有线或无线传输”)。在图5中，方法I(参见图4)的LTP误差滤波器D(z)已由另一FIR滤波器结构(实施在图5的双耳反馈噪声恢复模块中)代替，其由下面的差等式描述：

$e_s\left(n\right)=e(n-N_3)-\underset{p=0}{\overset{P_3}{\mathrm{\Σ}}}{e}_p{y}_c(n-p),$

其中y_c(n)表示来自外部传感器的样本，

$\mathrm{LB}(z,n)=\underset{p=0}{\overset{P_3}{\mathrm{\Σ}}}{e}_p{z}^{-p}$

表示可变滤波器部分，其中e_p为适于使E[es(n)²]最小化的滤波器系数，其中E为预期值算符，及其中es(n)为所提出的滤波器结构的输出信号，N₃为在考虑因将信号从另一传感器传到当前传感器引起的等待时间时可能需要的时延，及P₃为滤波器LB(z，n)的阶。该滤波器的目的与方法I的D(z，n)的预测器的目的一样，即预测误差信号e(n)的样本以消除与探针信号无关的信号分量。具体地，找到滤波器系数e_p以使E[es(n)²]最小化。然而，与D(z，n)的预测器相反，预测器LB(z，n)使预测不是基于e(n)而是基于来自另一(如对侧)传声器的信号y_c(n)的样本。

因此，当使用该反馈噪声恢复技术时，引入/固有的噪声优选应具有性质P1-P3(如上面掩蔽噪声的产生部分(方法A)中所述)，及另外优选：

P6)引入/固有的噪声us(n)与对侧传声器信号y_c(n)无关联，即对于所有k，Eus(n)·y_c(n+k)～0。

在图5中，所提出的滤波器结构通过时延DB(z)单元、LB滤波器估计单元、LB(z，n)和求和单元“+”实施在双耳反馈噪声恢复模块中。时延DB(z)单元将(反馈校正的)输入信号e(n)接收为输入并提供连接到求和单元“+”的延迟输出ed(n)。算法和可变滤波器部分LB滤波器估计和LB(z，n)分别接收源自另一传声器的输入y_c(n)，该另一传声器不同于信号e(n)基于其上的传声器(y_c(n)通过有线或无线方式传输，如从对侧设备的传声器或从同一听音设备的另一传声器或从另一设备传输；来自另一传声器的传声器信号已在处理单元Y中进行处理以提供输入信号的反馈校正的版本)。可变滤波器部分LB(z，n)的输出在求和单元“+”中从时延DB(z)单元的输出信号ed(n)减去。双耳反馈噪声恢复模块的滤波器结构的输出(图5中求和单元“+”的输出)为表示(反馈校正的)输入信号e(n)的噪声类部分的信号es(n)。该信号es(n)连接到滤波器结构的可变滤波器部分LB滤波器估计及FBC滤波器的Fh滤波器估计部分并在随后用在用于估计反馈信号v(n)的滤波器系数估计量中，其由可变滤波器部分Fh(z，n)提供为vh(n)。滤波器结构的LB滤波器估计部分电连接到控制单元。Fh滤波器估计单元的另一输入为信号usd(n)(us(n)的适当延迟的版本，在时延DB(z)单元中延迟，等于双耳反馈噪声恢复模块的另一时延单元)。信号us(n)为由整形滤波器单元M(z，n)实施的“掩蔽探针噪声”单元(参见图2a)产生的掩蔽噪声信号，其由噪声形状和水平单元基于来自正向通路单元G(z，n)的输入y(n)进行估计。掩蔽噪声us(n)由整形滤波器单元M(z，n)基于白噪声序列输入w(n)和噪声形状和水平单元基于人类听觉系统模型确定的滤波器系数提供。控制单元域噪声形状和水平单元及LB和Fh滤波器估计单元及正向通路增益单元G(z，n)单向或双向通信。掩蔽噪声us(n)在求和单元“+”中添加到正向通路单元G(z，n)的输出y(n)，所得的和提供连接到接收器的输出信号u(n)。输出信号u(n)连接到自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)。从输出到输入变换器的泄漏反馈的电当量F(z，n)导致输入信号v(n)，其在求和单元“+”中添加到表示传声器的目标信号x(n)。反馈估计Fh(z，n)(自适应FBC滤波器的可变滤波器部分)导致反馈信号估计量vh(n)，其在求和单元“+”中从组合输入x(n)+v(n)减去，求和单元的输出即反馈校正的输入信号e(n)连接到正向通路增益单元G(z，n)和双耳反馈噪声恢复单元，在此具体连接到时延DB(z)单元。双耳反馈噪声恢复单元在图5中由点线多边形包围的单元表示，即包括如上所述的时延DB(z)单元、LB滤波器估计单元、LB(z，n)单元和求和单元“+”及用于延迟掩蔽噪声信号us(n)以使其适应es(n)进入Fh滤波器估计单元之前的时延的DB(z)单元。

如上所述，所提出滤波器结构的目标与方法I的D(z，n)的类似，及所提出滤波器结构的系数可以类似的方式进行估计和更新，例如使用NLMS。然而，D(z，n)仅与传声器信号的样本有关(实际上，在图4a的实施例中，D(z，n)源自反馈补偿的信号e(n))，而所提出的滤波器结构与声源的空间结构有关。这可从LB(z，n)的目标在于表示从一耳朵到另一耳朵的传递函数(在使用源自对侧设备的传声器的信号的情况下)看出，其与头部有关的传递函数HRTF有关(在自由场中单点源的情形下，该关系特别简单)，其进而为声源的到达方向的函数。此外，D(z，n)与误差信号的过去很久的样本有关，而所提出的滤波器结构可能基于对侧传声器信号的当前样本。这通过选择N₃＝0进行反映。

2.3.1.基于双耳预测滤波的噪声恢复(方法II)与任何噪声产生方法组合

如上所述，图5示出了基于双耳预测的噪声恢复方法II与基于掩蔽噪声的产生的噪声产生方法A的组合。然而，噪声恢复方法II可与任何其它噪声产生方法组合。

本发明的基于双耳预测滤波的噪声恢复方法II的实施例的优点包括：

-原则上，对于任何输入信号、纯音或非纯音，可能更高的增益而无啸声/失真；

-原则上，只要空间结构简单(没有太多反射)及跨时间稍稳定，对于任何输入信号，所提出的算法均强大；

-与上面提出的LTP解决方案互补。LTP解决方案与信号有关，而所提出的解决方案与信号无关而是与空间结构有关。

该方法要求双如对侧听音设备或来自同一听音设备或来自另一设备的另一传声器信号，例如来自通信设备，如来自音频选择设备。

3.噪声恢复方法I、II和C与噪声产生方法A、B的组合(图4、5、6)

总的来说，噪声产生方法A和B中的一个或多个与噪声恢复方法I、II和C中的一个或多个的组合可有利地使用每一类的至少一算法实施。

3.1.基于长期预测滤波(方法I)和双耳预测滤波(方法II)的噪声恢复与基于掩蔽噪声的噪声产生方法(方法A)组合

图6a示出了根据本发明的听音设备实施例的模型，其中基于掩蔽噪声的噪声产生方法A与基于长期预测滤波的噪声恢复方法I及基于双耳预测滤波的噪声恢复方法II组合。在图6a中，掩蔽噪声us(n)(参见上面的方法A)通过掩蔽探针噪声模块插入在正向通路的输出部分中及用作自适应FBC滤波器的算法部分(Fh滤波器估计)的第一输入以估计反馈通路。反馈校正的输入信号e(n)中源自插入的掩蔽噪声的噪声在增强单元“反馈噪声恢复”中使用长期预测滤波(参见上面的方法I，滤波器)进行恢复，及来自备选(可能处理后)传声器信号yc(n)(如来自对侧设备)的噪声在增强单元“双耳反馈噪声恢复”中使用双耳预测滤波(参见上面的方法II)进行恢复。组合噪声信号es(n)用作自适应FBC滤波器的算法部分的第二输入。插入适当的时延以“对齐”不同信号的样本。在图6a的实施例中，正向通路增益单元G(z，n)的输出信号y(n)连接到包括噪声形状和水平单元(受控制单元控制)的掩蔽噪声发生器(参见图2a及上面的描述)以估计时变整形滤波器M(z，n)，其对白噪声序列w(n)进行滤波并将掩蔽噪声信号us(n)提供为输出，该输出在求和单元“+”中添加到正向通路增益单元的输出信号y(n)以提供连接到接收器的输出信号u(n)。掩蔽噪声信号us(n)在时延单元DB(z)中延迟从而提供输出usd(n)，其连接到Fh滤波器估计单元。延迟us(n)的目的在于使两个输入信号(usd(n)和es(n))的噪声信号样本与Fh滤波器估计单元对齐以产生给FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)的更新滤波器系数进而用于估计反馈信号v(n)。Fh滤波器估计单元的另一输入es(n)由实施基于长期预测滤波(方法I)和双耳预测滤波(方法II)的噪声恢复的组合的增强单元产生。

图6a中输入侧的信号的处理为上面分开考虑的两种恢复技术的组合：长期预测(LTP)滤波(参见反馈噪声恢复模块)及双耳预测滤波(参见双耳反馈噪声恢复模块)。时延DE1(z)模块、LE1滤波器估计模块和LE1(z，n)模块形成上面考虑的LTP滤波器。这些模块已在基于长期预测的噪声恢复部分中描述(上面的方法I)。该滤波器的输出ex(n)理想地由相关时间不长于N₂的信号分量组成。由时延DE2(z)和LE2(z，n)组成的滤波器结构实施与时延DE1(z)和LE1(z，n)完全一样的滤波器。具体地，DE2(z)＝DE1(z)，无论何时更新LE1(z，n)，均复制LE2(z，n)，这样总是LE2(z，n)＝LE1(z，n)。因此，ycx(n)是从外部传感器接收的信号yc(n)，通过LTP滤波器进行滤波。现在，信号ex(n)和ycx(n)以与e(n)和yc(n)类似的方式进入双耳恢复滤波器，如同图5中描述的独立双耳恢复滤波器那样。如上所述，ex(n)由“噪声类”分量组成，部分源自插入的噪声(在本说明书中这些为感兴趣的分量)及部分固有地存在于输入信号中(在给定语境中这些为干扰分量)。双耳恢复滤波器的目的是拒绝这些干扰分量，理想地，使得信号es(n)包含源自引入的噪声的噪声类分量。

反馈噪声恢复模块的输出为包括反馈校正的输入信号e(n)的噪声类部分的第一信号ex(n)和包括备选传声器信号的第二信号ycx(n)，该备选传声器信号已在LTP滤波器(DE1(z)，LE1(z，n))的“副本”中滤波。这些信号连接到双耳反馈噪声恢复模块，第二信号ycx(n)给自适应滤波器的算法和可变滤波器部分(分别为LB滤波器估计和LB(z，n))及第一信号ex(n)给时延单元DB(z)。可变滤波器部分LB(z，n)的输出在求和单元“+”中从时延DB(z)的输出减去。双耳反馈噪声恢复模块的该输出es(n)表示组合的恢复噪声并连接到(内部)LB滤波器估计单元(及在可变滤波器部分LB(z，n)的估计量中使用)和Fh滤波器估计单元并用于更新自适应反馈抵消滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)。

控制单元与噪声形状和水平单元及LB、LE和Fh滤波器估计单元及正向通路增益单元G(z，n)单向或双向通信。

输出信号u(n)连接到自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)。从输出到输入变换器的泄漏反馈的电当量F(z，n)导致输入信号v(n)，其在求和单元“+”中添加到表示传声器的目标信号x(n)。反馈估计Fh(z，n)导致的反馈信号估计量vh(n)在求和单元“+”中从组合输入x(n)+v(n)减去，求和单元的输出即反馈校正的输入信号e(n)连接到正向通路增益单元G(z，n)和反馈噪声恢复模块(在此具体连接到时延DE1(z)单元)。反馈噪声恢复模块在图6a中由点线矩形包围的单元表示，即包括如上所述的实施滤波器D(z，n)的单元和更新LE1滤波器估计单元及用于在备选传声器信号yc(n)进入双耳反馈噪声恢复模块之前对其进行延迟和滤波的时延单元DE2(z)和可变滤波器部分LE2(z，n)。

3.2.基于长期预测滤波(方法I)、基于双耳预测滤波(方法II)和基于固有噪声类信号分量的提取(方法C)的噪声恢复与基于掩蔽噪声(方法A)和基于感知噪声替代(方法B)的噪声产生组合

在图6b所示的听音设备实施例中，输出侧的处理包括通过PNS模块对来自正向通路增益单元G(z，n)的输出信号y(n)进行的感知噪声替代，从而提供对 应的输出upl(n)、ups(n)，其在相继的求和单元“+”(第一求和单元提供组合的PNS输出信号upx(n)＝upl(n)+ups(n))中与掩蔽探针噪声模块产生的掩蔽噪声信号ms(n)(参见上面的方法A)组合以提供输出信号u(n)＝upx(n)+ms(n)。这些噪声产生方法进一步在固有噪声恢复模块(参见上面的方法C，滤波器C(z，n))中与来自输出信号u(n)(α＝0)或来自PNS模块的未被改变的信号部分upl(n)(α＝1)(或来自两个的组合，参见增益因子0＜α＜1)的固有噪声的提取组合以产生所得噪声类信号us(n)，其用作自适应FBC滤波器的算法部分(Fh滤波器估计)的第一输入从而估计反馈通路。这主要如图2a中所示及其描述。在图6b中，输入侧的处理包括，反馈校正的输入信号e(n)中源自输出侧插入噪声的噪声在增强单元“反馈噪声恢复”中使用长期预测滤波(参见上面的方法I，滤波器D(z，n))进行恢复，及来自备选传声器信号(如来自对侧设备，如在处理单元Y中进行处理)的噪声在增强单元“双耳反馈噪声恢复”中使用双耳预测滤波(参见上面的方法II)进行恢复。所得的噪声信号es(n)用作自适应FBC滤波器的算法部分的第二输入。插入适当的时延以使不同信号的样本“对齐”。这主要结合上面的图6a图示和描述。

输出信号u(n)连接到自适应FBC滤波器的可变滤波器部分Fh(z，n)。从输出到输入变换器的泄漏反馈的电当量F(z，n)导致输入信号v(n)，其在求和单元“+”中添加到表示传声器的目标信号x(n)。反馈估计Fh(z，n)导致的反馈信号估计量vh(n)在求和单元“+”中从组合输入x(n)+v(n)减去，求和单元的输出即反馈校正的输入信号e(n)连接到正向通路增益单元G(z，n)和反馈噪声恢复模块。

在图2-6中，术语听音设备已用于例示本发明的实施例。术语音频处理系统或音频处理设备可同样地使用。

本发明由独立权利要求的特征限定。从属权利要求限定优选实施例。权利要求中的任何附图标记不意于限定其范围。

一些优选实施例已经在上述内容中进行了说明，但是应当强调的是本发明不受这些实施例的限制，而是可以权利要求限定的主题内的其它方式实现。

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Claims (21)

1.用于将输入声音处理为输出声音的音频处理系统，该音频处理系统包括：

-用于将输入声音转换为电输入信号并形成输入侧的输入变换器；

-用于将处理后的电输出信号转换为输出声音并形成输出侧的输出变换器；

-形成在输入变换器和输出变换器之间的正向通路，其包括适于处理源自电输入信号的SPU输入信号并提供处理后的SPU输出信号的信号处理单元；及

-从输出侧到输入侧的电反馈环路，包括

-反馈通路估计单元，用于估计从输出变换器到输入变换器的声反馈传递函数；及

-增强单元，用于提取正向通路的电信号的特性并提供估计的特性输出；

其中反馈通路估计单元适于使用估计的特性输出用于估计声反馈传递函数。

2.根据权利要求1的音频处理系统，其中所述反馈通路估计单元包括自适应滤波器，所述自适应滤波器包括可变滤波器部分和用于更新可变滤波器部分的滤波器系数的算法部分，所述算法部分适于使更新至少部分基于来自增强单元的所述估计的特性输出。

3.根据权利要求1或2的音频处理系统，其中正向通路的电信号的特性选自下组：调制指数、周期性、相关时间、噪声类部分及其组合。

4.根据权利要求3的音频处理系统，其中增强单元适于恢复正向通路的电信号中的固有噪声类信号分量。

5.根据权利要求4的音频处理系统，其中来自增强单元的噪声信号估计量输出的相关时间N₁遵守N₁≤dG，其中dG为正向通路的时延。

6.根据权利要求4或5的音频处理系统，其中增强单元包括下面形式的自适应滤波器C(z，n)：

$C(z,n)=1-\mathrm{DR}\left(z\right)\×\mathrm{LR}(z,n)$

$=1-z^{-N_1}\×\underset{p=0}{\overset{P_1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{p+N_1}{z}^{-p},$

$=1-\underset{p=N_1}{\overset{N_1+P_1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_p{z}^{-p}$

其中C(z，n)表示所得到的滤波器，DR(z)＝z^-N1表示对应于N₁个样本的时延，LR(z，n)表示可变滤波器部分，N₁为最大相关时间，及c_p为适于使us(n)的统计偏差测量最小化的滤波器系数，及us(n)为噪声信号估计量输出，及其中P₁为LR(z，n)的阶。

7.根据权利要求6的音频处理系统，还包括用于产生探针信号的探针信号发生器，所述探针信号用于估计反馈传递函数。

8.根据权利要求7的音频处理系统，其中探针信号发生器适于实现：探针信号具有预定特性，及其中增强单元适于基于所述特性提供噪声信号估计量输出。

9.根据权利要求7或8的音频处理系统，其中探针信号发生器适于实现：探针信号具有小于或等于正向通路和反馈通路时延的和的相关时间N₀，如≤5ms，如≤64个样本。

10.根据权利要求9的音频处理系统，其中反馈通路估计单元的算法部分包括步长控制模块，用于控制给定频区中的算法步长，及其中步长控制模块从探针信号发生器接收控制输入。

11.根据权利要求10的音频处理系统，其中所述探针信号发生器适于基于掩蔽的附加噪声提供探针信号。

12.根据权利要求11的音频处理系统，其中探针信号发生器包括自适应滤波器，用于对白噪声输入序列w进行滤波，自适应滤波器的可变部分M的输出形成掩蔽的探针信号，及自适应滤波器的可变部分M基于来自正向通路的信号通过包括人类听觉系统模型的算法部分进行更新。

13.根据权利要求12的音频处理系统，其中探针信号发生器适于基于感知噪声替代PNS提供探针信号。

14.根据权利要求13的音频处理系统，其中增强单元适于使噪声信号估计量输出基于自适应滤波器如长期预测LTP滤波器D(z，n)，该滤波器适于对正向通路的输入侧的反馈校正的输入信号进行滤波以提供包括所述反馈校正的输入信号的噪声类信号分量的噪声信号估计量输出。

15.根据权利要求14的音频处理系统，其中所述自适应滤波器为线性、有限脉冲响应FIR型滤波器，具有下面具体形式的时变长期预测LTP滤波器特性：

$D(z,n)=1-\mathrm{DE}\left(z\right)\×\mathrm{LE}(z,n)$

$=1-z^{-N_2}\×\underset{p=0}{\overset{P_2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{p+N_2}{z}^{-p}$

$=1-\underset{p=N_2}{\overset{N_2+P_2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_p{z}^{-p}$

其中D(z，n)表示所得到的滤波器，DE(z)＝z^-N2表示对应于N₂个样本的时延，LE(z，n)表示可变滤波器部分，N₂为最大相关时间，d_p为适于使es(n)的统计偏差测量最小化的滤波器系数，及P₂为滤波器LE(z，n)的阶，及其中es(n)为滤波器D(z，n)的输出信号，及

$\mathrm{es}\left(n\right)=e\left(n\right)-\underset{l=0}{\overset{P2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{l}e(n-N2-l)=e\left(n\right)-z\left(n\right),$

及e(n)为在时间瞬间n输入侧的反馈校正的输入信号。

16.根据权利要求15的音频处理系统，其中增强单元适于基于双耳预测滤波提供噪声信号估计量输出，其中自适应噪声恢复滤波器E适于对来自另一传声器如来自对侧听音设备的正向通路的输入侧的信号y_c进行滤波。

17.根据权利要求16的音频处理系统，其中自适应噪声恢复滤波器E具有由下面的差等式描述的时变滤波器特性：

$e_s\left(n\right)=e(n-N_3)-\underset{p=0}{\overset{P_3}{\mathrm{\Σ}}}{e}_p{y}_c(n-p),$

其中y_c(n)表示来自另一传声器如外部传感器的样本，及

$\mathrm{LB}(z,n)=\underset{p=0}{\overset{P_3}{\mathrm{\Σ}}}{e}_p{z}^{-p}$

表示可变滤波器部分，其中e_p为适于使es(n)的统计偏差测量最小化的滤波器系数，N₃为样本时延，及P₃为滤波器LB(z，n)的阶。

18.根据权利要求17的音频处理系统，包括输入侧的主增强单元和输出侧的从增强单元，每一增强单元均电连接到反馈估计单元，其中从增强单元适于提供与主增强单元一样的传递函数。

19.在包括用于估计声反馈的反馈估计系统的音频处理系统中估计反馈传递函数的方法，音频处理系统包括

-输入变换器和输出变换器之间的正向通路，及包括适于处理源自电输入信号的SPU输入信号并提供处理后的SPU输出信号u的信号处理单元，

-从输出侧到输入侧的电反馈环路包括用于估计从输出变换器到输入变换器的反馈传递函数的反馈通路估计单元，

所述方法包括：

-提取正向通路的电信号的特性并提供估计的特性输出；

-使反馈通路估计单元适于使用估计的特性输出估计反馈传递函数。

20.根据权利要求1-18任一所述的音频处理系统在通信设备或听音设备或音频传输系统中的使用或结合有源噪声控制使用。

21.根据权利要求20的使用与低时延声系统结合，其中输入和输出变换器之间的时延小于50ms，如小于20ms，如小于10ms，如小于5ms，如小于2ms。

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