CN102025661A - 一种td-scdma系统终端下行频偏调整方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种TD-SCDMA系统终端下行频偏调整方法，包括步骤：用接收的DwPTS信息，进行下行频偏估计，然后利用下行频偏估计结果对所述下行频偏进行修正，在N1子帧内将下行频偏调整到3000Hz内，在N2子帧内确定本小区采用的基本midamble码和扰码信息，通过所述基本midamble码搜索过程确定基本midamble码号；根据接收到的TSO的midamble信息进行信道估计和频偏测量，在N3子帧内将所述下行频偏调整到1000Hz以内，并进一步调整到200Hz内。本发明提出的TD-SCDMA系统终端系统终端频偏调整方法，实现了达到快速调整并收敛频偏的特性。

Description

一种TD-SCDMA系统终端下行频偏调整方法

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，尤其涉及一种TD-SCDMA移动通信系统终端下行频偏调整方法。

背景技术

在TD-SCDMA系统中，基站和终端均以标称的载波频率进行发送和接收。由于器件水平的限制，实际的发送和接收频率与标称频率之间总会有一定的偏差。对于基站端，TD-SCDMA系统要求的基站的载波频率误差小于0.05ppm，由于温度、体积、功耗、成本等的限制较小，振荡器的频率精度可以满足标准的要求。而在用户端，TD-SCDMA系统要求的用户终端的载波频率误差小于0.1ppm，由于受温度、体积、功耗、成本等的限制较大，所选用的振荡器的频率精度通常难以满足标准要求。这时，用户终端就需要利用基站发送的已知的下行导频信号进行载波频偏估计，并且利用载波频偏估计值进行频偏调整，使用户终端的载波频率误差满足系统要求。

在现有的频偏估计方案中，用户终端利用一个基站发送的导频信号进行频偏估计。该基站可以用一个也可以用多个天线进行发射，它们的发送的载波频率是相同的。在TD-SCDMA系统标准中，设置了一个专用的下行导频时隙DwPTS，基站在每帧的DwPTS发送SYNC DL信号。SYNC DL码用于区分使用相同载波频率的相邻小区。标准中规定了32个SYNC DL码，码的长度为64chips。在小区初搜时，用户终端在某个频点搜索到当前小区使用的SYNC DL码，完成下行同步。然后根据该SYNC DL码进行载波频偏估计，依据载波频偏估计值调整载波频率，使载波频偏满足系统要求。当利用一个小区(基站)的SYNC DL信号进行载波频偏的粗略估计时，在后续的过程中会使用Midamble码或者接收数据再进行频偏的准确调整。

现有技术中，调整频偏的方法是将频偏调整分为粗调和精调两部分，每一部分的调整都使用50帧或者以上的帧数进行调整，使用的帧数越多频偏调整的收敛性越好，但是这样却会花费大量的计算量和时间，导致运算量和收敛性能之间无法取得比较好的平衡。

发明内容

本发明的目的是对于TD-SCDMA系统的终端而言，提供一种可靠的频偏调整方法，在不增加用于计算的帧数和运算量的前提下，获得有效的收敛频偏。

本发明的技术方案是，一种TD-SCDMA系统终端下行频偏调整方法，其特征在于，包括以下步骤：

A1，用接收的DwPTS信息，进行下行频偏估计，然后利用下行频偏估计结果对所述下行频偏进行修正，在N1子帧内将下行频偏调整到在3000Hz内的下行频偏一，这里，N1是一正整数；

A2，在N2子帧内确定本小区采用的基本midamble码和扰码信息，这里，N2是一正整数，通过所述基本midamble码搜索过程确定基本midamble码号；

A3，根据接收到的TSO的midamble信息进行信道估计和频偏测量，在N3子帧内将所述下行频偏调整到在1000Hz以内的下行频偏二，这里，N3是一正整数；

A4，利用所述midamble码和所述DwPTS信息的SYNC DL之间的相位关系估计经历了步骤A1～步骤A2的频偏调整之后所述下行频偏的剩余频偏，将所述下行频偏二从1000Hz内进一步调整到200Hz内；

且，所述TD-SCDMA系统终端下行频偏调整方法的频偏调整策略是，针对于每一无线子帧，均得到一个频偏估计值，用

表示，其中k表示第k无线子帧，对应本帧的频偏校正值记为

采用如下步骤来获得每子帧的频偏校正量：

首先，计算累积频偏校正量

${\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=\underset{i=1}{\overset{k-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{cor}}^{\left(i\right)}---\left(0.30\right)$

其中当k＝1时， ${\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=0;$

其次，根据当前子帧的频偏估计值计算累积频偏

$f_{\mathrm{tol}}^{\left(k\right)}=f_{\mathrm{est}}^{\left(k\right)}-{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}---\left(0.31\right)$

接着，对连续K子帧的累积频偏求平均

${\stackrel{\‾}{f}}^{\left(k\right)}=\frac{1}{K}\·\underset{i=k-K+1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{tol}}^{\left(i\right)}---\left(0.32\right)$

其中，当i＜1时，

其中K为一正整数；

最后，计算用于下一子帧的频偏调整量，

$f_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)}=-({\stackrel{\‾}{f}}^{\left(k\right)}+{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)})$

$f_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{f}_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)},& \mathrm{if}\left|f_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)}\right|\≤\mathrm{\λ}\\ \mathrm{\λ}\·\mathrm{sign}\left(f_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)}\right),& \mathrm{else}\end{array}\right.---\left(0.33\right)$

λ为一预设频率值。

所述步骤A1又包括以下步骤：

B1，利用所述DwPTS信息进行小区信道估计，即根据定时信息选择接收数据，利用FFT来求解信道冲击响应，将接收的SYNC_DL数据表示为向量r，对应的SYNC_DL码表示为s，令

$h=\mathrm{IFFT}(\frac{\mathrm{FFT}\left(\stackrel{\‾}{s}\right)}{64}.\×\mathrm{FFT}\left(r\right))---\left(0.34\right)$

利用向量h估计噪声功率，并对h进行噪声消除处理，取17～48共32chip的信道冲击响应用向量h″表示，计算h″中最大功率的径位置记为j′_max用于定时调整和频偏估计；

B2，利用所述信道冲击响应和接收数据对所述下行频偏进行估计，即根据估计的信道冲击响应与SYNC_DL码卷积得到恢复的接收Sync数据

与实际的接收Sync数据共轭相乘得到新的序列

$x_k=r_{k+17}\·{\hat{r}}_k^{*},$ k＝0～95(0.35)

保留x中从k＝j′_max起始的64chip数据用向量x表示，x用于最大似然法估计频率偏移，基于最大似然估计Δf的似然函数表示为

$\mathrm{\Λ}\left(\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{|\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\·e^{-j\·2\mathrm{\π}\·\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\·k\·T}|}^2,N=64---\left(0.36\right)$

使式(0.3)的似然函数最大的即为最大似然估计结果，

的取值范围从-6KHz到+6KHz，求解式(0.61)时采用二分法进行逐级求解，每帧都会估计出一个频偏值，用

表示，根据所述频偏调整策略进行逐帧的频偏调整。

所述步骤A2又包括以下步骤：

C1，分别利用4个基本midamble码和接收的TSO的midamble信息做信道估计：

$h^i=\mathrm{IFFT}\left(\frac{\mathrm{FFT}\left(e\right)}{\mathrm{FFT}\left(m^i\right)}\right),i=1~4---\left(0.37\right)$

其中h′对应第i个基本midamble码的信道冲击响应，m′对应第i个基本midamble码；

C2，计算h′中最大的抽头功率记为

$i_{\max }=\underset{i}{\arg \max }\left(p_{\max }^i\right)---\left(0.38\right)$

连续N2子帧得到N2个i_max，找出其中数目超过N4个的midamble码号即为本小区midamble码号，如果都没有超过N4个的midamble码号，则重新进行小区搜索的同步过程，这里，N4为一正整数。

所述步骤A3又包括以下步骤：

D1，假定每子帧中TSO上接收128长midamble信息用向量e表示，小区基本midamble码用向量m表示，同样利用FFT来计算信道冲击响应：

$h=\mathrm{IFFT}\left(\frac{\mathrm{FFT}\left(e\right)}{\mathrm{FFT}\left(m\right)}\right)---\left(0.39\right)$

D2，对信道冲击响应进行消噪处理，消噪后得到h′，恢复发送序列得到m′，与实际接收的midamble序列共轭相乘得到x，

基于最大似然法估计频率偏移，其似然函数为

$\mathrm{\Λ}\left(\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{|\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\·e^{-j\·2\mathrm{\π}\·\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\·k\·T}|}^2,N=128---\left(0.40\right)$

的取值范围从-2KHz到+2KHz，求解(0.41)式时采用二分法进行逐级求解，对每个子帧根据所述频偏调整策略进行频偏调整。

所述步骤A4又包括以下步骤：

E1，在N3子帧的时间内，寻找SFN mod 4＝＝0的子帧位置，即，用h_mld与h_sync分别表示基于TSO的midamble部分信息和基于DwPTS信息得到的信道冲击响应，h_mld中信标信道对应的窗的信道冲击响应表示为

                h_b,l＝h_mld,l, i＝0～15(0.42)

对h_b进行噪声消除处理得到h′_b，计算h′_b与h_sync之间的相位偏移

${\mathrm{phase}}^k=\frac{h_s^k\·{\×\left(h_b^{\′k}\right)}^{*}}{{\left(h_b^{\′k}\right)}^H\×h_b^{\′k}}---\left(0.43\right)$

$h_{s,i}^k=h_{\mathrm{sync},i}^k,i=0~15$

其中k表示对应第k子帧，对于频偏精调过程重新进行子帧编号，则k＝1～N3。

若S1是在下一组4个子帧中具有P-CCPCH的调整相位偏移序列，S2是下一组4个子帧中不具有P-CCPCH的调整相位偏移序列，当所述剩余频偏为Δf^k，phase^k中包含的剩余频偏导致的相位偏差表示为exp(j·2π·Δf^k·496·T)，根据所述频偏调整策略的累积频偏校正量

${\mathrm{phase}\′}^k=\exp (-j\·2\mathrm{\π}\·{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}\·496\·T)\·{\mathrm{phase}}^k---\left(0.44\right)$

其固有频偏始终为

${\mathrm{\Δf}}^k-{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}={\mathrm{\Δf}}^1---\left(0.45\right)$

这样，选择SFNmod4＝＝0子帧位置，具体步骤如下：

E1.1，对S1和S2做QPSK调制得到序列

$S_1=\left[\begin{array}{cccc}\exp (j\·\frac{3\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{5\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{3\mathrm{\π}}{4})\end{array}\right]---\left(0.46\right)$

$S_2=\left[\begin{array}{cccc}\exp (j\·\frac{7\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{5\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{7\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{\mathrm{\π}}{4})\end{array}\right]---\left(0.47\right)$

E1.2，从第k＝4子帧开始分别利用S₁和S₂对(0.68)得到的序列做相关

$C_k^{\left(1\right)}=\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{phase}\′}^{k+i}\·S_{1,i}^{*}$

                                    (0.48)

$C_k^{\left(2\right)}=\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{phase}\′}^{k+i}\·S_{2,i}^{*},k=1~(N3-3)$

到k＝N3帧后，将得到一共得到(N3-3)×2个相关值。

E1.3，计算I×4×2个相关值功率，并且对

和

进行大小比较

${\mathrm{Pm}}^k=\max ({\left|C_k^{\left(1\right)}\right|}^2,{\left|C_k^{\left(2\right)}\right|}^2)---\left(0.49\right)$

E1.4，为了找到整4子帧头位置，需要确定连续4个子帧上相关功率的峰值位置，计算

${\mathrm{Pma}}_i=\underset{j=0}{\overset{I-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Pm}}^{j*4+i},i=\mathrm{1,2,3,4}---\left(0.50\right)$

找出其中具有最大功率对应的索引i_max，则4k+i_max，k＝0，1，2，…即对应SFN mod4＝0。

E2，对剩余频偏估计，即根据SFN mod 4＝＝0位置信息一次估计出剩余频偏量，具体步骤包括：

E2.1，利用(0.72)式的相关值来确定S1或者S2，

如果

${\left|C_{4j+i_{\max }}^{\left(1\right)}\right|}^2\≥{\left|C_{4j+i_{\max }}^{\left(2\right)}\right|}^2---\left(0.51\right)$

则4k+i_max起始的连续4子帧采用S1调制方式，并且

${\mathrm{ph}}_j=C_{4j+i_{\max }}^{\left(1\right)}---\left(0.52\right)$

否则，4k+i_max起始的连续4子帧采用S2调制方式。

${\mathrm{ph}}_j=C_{4j+i_{\max }}^{\left(2\right)}---\left(0.53\right)$

E2.2，对ph_J进行累加，得到

$\mathrm{ph}=\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{ph}}_j---\left(0.54\right)$

到k＝I×4+3帧时频偏调整量为

假定此时剩余频偏

已经小于1000Hz，在ph中去掉累积频偏调整量的部分得到

$\mathrm{ph}\′=\mathrm{ph}\·\exp (2\·\mathrm{\π}\·{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}\·496\·T)---\left(0.55\right)$

对ph′进行相位估计，然后一次得到剩余频偏Δf^k的估计

                                 (0.56)

其中

$\frac{1}{2\·\mathrm{\π}\·496\·T}\≈411---\left(0.57\right)$

得到用于下一子帧(k+1子帧)的频偏调整量为

$f_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^k.---\left(0.58\right)$

本发明提供的TD-SCDMA系统终端通信系统终端频偏调整的方法，其技术方案核心是，将整个频率调整过程分为四步完成，充分利用导频信道DwPTS和TsO中midamble的信息及其之间的相位关系，用最短的帧数将频偏从6000Hz范围内调整到200Hz范围内，并同时找到P-CCPCH的起始位置，为后续接收BCH信息提供必要条件。

本发明提出的TD-SCDMA系统终端系统终端频偏调整方法，能在最短的时间内达到快速调整并收敛的特性。

附图说明

附图1为本发明一实施例中方法流程图

附图2为TD-SCDMA系统终端系统TsO和DwPTS的时隙结构图

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方式做进一步阐述。

其具体的实施步骤是：

第一步，频偏粗调一(基于DwPTS)，该步骤分为两步完成：

(一)利用DwPTS信息进行小区信道估计。

根据定时信息选择接收数据，可以利用FFT来求解信道冲击响应，如下：

接收的SYNC DL数据表示为向量r，对应的SYNC DL码表示为s

$h=\mathrm{IFFT}(\frac{\mathrm{FFT}\left(\stackrel{\‾}{s}\right)}{64}.\×\mathrm{FFT}\left(r\right))---\left(0.59\right)$

利用向量h估计噪声功率，并对h进行噪声消除处理，取17～48共32chip的信道冲击响应用向量h″表示，计算h″中最大功率的径位置记为j′_max用于定时调整和频偏估计。

(二)利用信道冲击响应和接收数据对频偏进行估计，

根据估计的信道冲击响应与SYNC_DL码卷积得到恢复的接收Sync数据

与实际的接收Sync数据共轭相乘得到新的序列

$x_k=r_{k+17}\·{\hat{r}}_k^{*},k=0~95---\left(0.60\right)$

保留x中从k＝j′_max起始的64chip数据用向量x表示，x用于最大似然法估计频率偏移。基于最大似然估计Δf的似然函数表示为

$\mathrm{\Λ}\left(\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{|\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\·e^{-j\·2\mathrm{\π}\·\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\·k\·T}|}^2,N=64---\left(0.61\right)$

使上述似然函数最大的即为最大似然估计结果。

的取值范围从-6KHz到+6KHz，求解(0.61)的时候可以采用二分法进行逐级求解，每帧都会估计出一个频偏值，用

表示，根据一定的频偏调整策略进行逐帧的频偏调整，整个频偏调整过程的频偏调整策略见于后文频偏调整策略。

第二步，Midamble码搜索，每个小区sync ID对应4个基本midamble码号，要进行小区初搜的后续过程，需要确定本小区采用的基本midamble码和扰码信息。

经过最多N1子帧(N1可为15)的频偏粗调一，频率偏移降为3000Hz以内，随后的N2子帧(N2可为5)，一方面继续进行频偏粗调一的过程，另一方面针对每一子帧，分别利用4个基本midamble码和接收的TSO的midamble信息做信道估计：

$h^i=\mathrm{IFFT}\left(\frac{\mathrm{FFT}\left(e\right)}{\mathrm{FFT}\left(m^i\right)}\right),i=1~4---\left(0.62\right)$

其中h′对应第i个基本midamble码的信道冲击响应，m′对应第i个基本midamble码。

计算h′中最大的抽头功率记为

$i_{\max }=\underset{i}{\arg \max }\left(p_{\max }^i\right)---\left(0.63\right)$

连续N2子帧得到N2个j_max，找出其中数目超过N4个(N4可为3)的midamble码号即为本小区midamble码号，如果都没有超过N4个的midamble码号，则重新进行小区搜索的同步过程。

第三步，频偏粗调二，根据接收到的TSO的midamble信息进行信道估计和频偏测量，其目的是要经过不超过N3帧(N3可为31)的时间，将频偏降低到1000Hz以内。

假定每子帧中TSO上接收128长midamble信息用向量e表示，小区基本midamble码用向量m表示，同样利用FFT来计算信道冲击响应：

$h=\mathrm{IFFT}\left(\frac{\mathrm{FFT}\left(e\right)}{\mathrm{FFT}\left(m\right)}\right)---\left(0.64\right)$

对信道冲击响应进行消噪处理，消噪后得到h′，恢复发送序列得到m′，与实际接收的midamble序列共轭相乘得到x  ，

基于最大似然法估计频率偏移，其似然函数为

$\mathrm{\Λ}\left(\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{|\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\·e^{-j\·2\mathrm{\π}\·\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\·k\·T}|}^2,N=128---\left(0.65\right)$

的取值范围从-2KHz到+2KHz，求解(0.61)的时候可以采用二分法进行逐级求解，其每子帧的频偏调整策略参考后文频偏调整策略。

第四步，频偏精调，以下将分节对频偏精调中的两个过程进行介绍。

(一)SFN mod 4＝＝0的子帧位置查找

该过程耗费最多不超过N3子帧的时间，寻找SFN mod 4＝＝0的子帧位置，需要用到TSO的midamble信息和DwPTS信息。

该过程是和频偏粗调二过程同时进行，此时我们已经获得了小区的基本midamble码信息，因为频偏调整的目的是要将频率偏移降到200Hz内，并且在后续的过程中，需要确定P-CCPCH的位置，接收BCH信息。

用h_mld与h_sync分别表示基于TSO的midamble部分信息和基于DwPTS信息得到的信道冲击响应，其估计方法可以分别参考前面两步，其中需要注意两者的定时位置一致。

h_mld中信标信道对应的窗的信道冲击响应表示为

                     h_b,l＝h_mld,l,  i＝0～15                 (0.66)

对h_b进行噪声消除处理得到h′_b，计算h′_b与h_sync之间的相位偏移

${\mathrm{phase}}^k=\frac{h_s^k\·\×{\left(h_b^{\′k}\right)}^{*}}{{\left(h_b^{\′k}\right)}^H\×h_b^{\′k}}---\left(0.67\right)$

$h_{s,i}^k=h_{\mathrm{sync},i}^k,i=0~15$

其中k表示对应第k子帧，对于频偏精调过程重新进行子帧编号，则k＝1～N3。

根据TSO的midamble和SYNC_DL码的调制相位偏移来估计SNF mod 4＝0的子帧位置，有两种调整相位偏移序列，如表1所示S1和S2相位信息

表1

	相位序列	含义
			S1	135，45，225，135	其后4子帧有P-CCPCH信道
S2	315，225，315，45	其后4子帧没有P-CCPCH信道

由于频率偏移的作用，phase^k中还会包含频偏导致的相位偏差部分，该部分基本上可以表示为exp(j·2π·Δf^k·496·T)，由于每帧都会对频率偏移进行估计和消除，所以对应不同的子帧，其Δf^k会不同，为了消除这种差异，每子帧会利用累积频偏校正量这一信息(参考“频偏调整策略”节)，

${\mathrm{phase}\′}^k=\exp (-j\·2\mathrm{\π}\·{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}\·496\·T)\·{\mathrm{phase}}^k---\left(0.68\right)$

这样其固有频偏始终为

${\mathrm{\Δf}}^k-{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}={\mathrm{\Δf}}^1---\left(0.69\right)$

基于解扩频的思想来选择SFN mod 4＝＝0子帧位置，具体过程如下

1)对S1和S2做QPSK调制得到序列

$S_1=\left[\begin{array}{cccc}\exp (j\·\frac{3\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{5\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{3\mathrm{\π}}{4})\end{array}\right]---(0.70)$

$S_2=\left[\begin{array}{cccc}\exp (j\·\frac{7\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{5\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{7\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{\mathrm{\π}}{4})\end{array}\right]---\left(0.71\right)$

2)从第k＝4子帧开始分别利用S₁和S₂对(0.68)得到的序列做相关

$C_k^{\left(1\right)}=\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{phase}\′}^{k+i}\·S_{1,i}^{*}$

                                 (0.72)

$C_k^{\left(2\right)}=\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{phase}\′}^{k+i}\·S_{2,i}^{*},k=1~(N3-3)$

到k＝N3帧后，将得到一共得到(N3-3)×2个相关值。

3)计算I×4×2个相关值功率，并且对和

进行大小比较

${\mathrm{Pm}}^k=\max ({\left|C_k^{\left(1\right)}\right|}^2,{\left|C_k^{\left(2\right)}\right|}^2)---\left(0.73\right)$

4)为了找到整4子帧头位置，需要确定连续4个子帧上相关功率的峰值位置，计算

${\mathrm{Pma}}_i=\underset{j=0}{\overset{I-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Pm}}^{j*4+i},i=\mathrm{1,2,3,4}---\left(0.74\right)$

找出其中具有最大功率对应的索引i_max，则4k+i_max，k＝0，1，2，…即对应SFN mod4＝0，这一信息将会用于下一节的频偏精确估计以及后续的P-CCPCH查找。

(二)剩余频偏估计

本过程根据SFN mod 4＝＝0位置信息一次估计出剩余频偏量，其算法如下，

1)利用(0.72)式的相关值来确定S1或者S2，

如果

${\left|C_{4j+i_{\max }}^{\left(1\right)}\right|}^2\≥{\left|C_{4j+i_{\max }}^{\left(2\right)}\right|}^2---\left(0.75\right)$

则4k+i_max起始的连续4子帧采用S1调制方式，并且

${\mathrm{ph}}_j=C_{4j+i_{\max }}^{\left(1\right)}---\left(0.76\right)$

否则，4k+i_max起始的连续4子帧采用S2调制方式。

${\mathrm{ph}}_j=C_{4j+i_{\max }}^{\left(2\right)}---\left(0.77\right)$

2)对ph_J进行累加，得到

$\mathrm{ph}=\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{ph}}_j---\left(0.78\right)$

到k＝I×4+3帧时频偏调整量为

假定此时剩余频偏

已经小于1000Hz，在ph中去掉累积频偏调整量的部分得到

$\mathrm{ph}\′=\mathrm{ph}\·\exp (2\·\mathrm{\π}\·{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}\·496\·T)---\left(0.79\right)$

对ph′进行相位估计，然后一次得到剩余频偏Δf^k的估计

                            (0.80)

其中

$\frac{1}{2\·\mathrm{\π}\·496\·T}\≈411---\left(0.81\right)$

至此，整个关于频偏方面的估计已经基本结束，用于下一子帧(k+1子帧)的频偏调整量为

$f_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^k---\left(0.82\right)$

随后，进入到P-CCPCH查找和后续的频偏跟踪调整过程。

频偏调整策略为，针对于每一无线子帧，都可以得到一个频偏估计值，用

表示，其中k表示第k无线子帧，对应本帧的频偏校正值记为

采用如下算法来获得每子帧的频偏校正量，

1)计算累积频偏校正量

${\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=\underset{i=1}{\overset{k-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{cor}}^{\left(i\right)}---\left(0.83\right)$

其中当k＝1时， ${\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=0.$

2)根据当前子帧的频偏估计值计算累积频偏

$f_{\mathrm{tol}}^{\left(k\right)}=f_{\mathrm{est}}^{\left(k\right)}-{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}---\left(0.84\right)$

3)对连续K子帧的累积频偏求平均

${\stackrel{\‾}{f}}^{\left(k\right)}=\frac{1}{K}\·\underset{i=k-K+1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{tol}}^{\left(i\right)}---\left(0.85\right)$

其中，当i＜1时，

目前实现中，建议K＝5。

4)计算用于下一子帧的频偏调整量，

$f_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)}=-({\stackrel{\‾}{f}}^{\left(k\right)}+{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)})$

$f_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{f}_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)},& \mathrm{if}\left|f_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)}\right|\≤\mathrm{\λ}\\ \mathrm{\λ}\·\mathrm{sign}\left(f_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)}\right),& \mathrm{else}\end{array}\right.---\left(0.86\right)$

其中在频偏粗调一过程中λ值设定为1500Hz，在频偏粗调二过程中λ值设定为500Hz。

Claims (5)

1.一种TD-SCDMA系统终端下行频偏调整方法，其特征在于，包括以下步骤：

A1，用接收的DwPTS信息，进行下行频偏估计，然后利用下行频偏估计结果对所述下行频偏进行修正，在N1子帧内将下行频偏调整到在3000Hz内的下行频偏一，这里，N1是一正整数；

A2，在N2子帧内确定本小区采用的基本midamble码和扰码信息，这里，N2是一正整数，通过所述基本midamble码搜索过程确定基本midamble码号；

A3，根据接收到的TSO的midamble信息进行信道估计和频偏测量，在N3子帧内将所述下行频偏一调整到在1000Hz以内的下行频偏二，这里，N3是一正整数；

A4，利用所述midamble码和所述DwPTS信息的SYNC_DL之间的相位关系估计经历了步骤A1～步骤A2的频偏调整之后所述下行频偏的剩余频偏，将所述下行频偏二从1000Hz内进一步调整到200Hz内；

且，所述TD-SCDMA系统终端下行频偏调整方法的频偏调整策略是，针对于每一无线子帧，均得到一个频偏估计值，用

表示，其中k表示第k无线子帧，对应本帧的频偏校正值记为

采用如下步骤来获得每子帧的频偏校正量：

首先，计算累积频偏校正量

${\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=\underset{i=1}{\overset{k-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{cor}}^{\left(i\right)}---(0.1)$

其中当k＝1时， ${\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=0;$

其次，根据当前子帧的频偏估计值计算累积频偏

$f_{\mathrm{tol}}^{\left(k\right)}=f_{\mathrm{est}}^{\left(k\right)}-{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}---(0.2)$

接着，对连续K子帧的累积频偏求平均

${\stackrel{\‾}{f}}^{\left(k\right)}=\frac{1}{K}\·\underset{i=k-K+1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{tol}}^{\left(i\right)}---(0.3)$

其中，当i＜1时，

其中K为一正整数；

最后，计算用于下一子帧的频偏调整量，

$f_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)}=-({\stackrel{\‾}{f}}^{\left(k\right)}+{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)})$

$f_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{f}_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)},& \mathrm{if}\left|f_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)}\right|\≤\mathrm{\λ}\\ \mathrm{\λ}\·\mathrm{sign}\left(f_{\mathrm{cor}}^{\′\left(k\right)}\right),& \mathrm{else}\end{array}\right.---(0.4)$

λ为一预设频率值。

2.如权利要求1所述TD-SCDMA系统终端下行频偏调整方法，其特征在于，所述步骤A1又包括以下步骤：

B1，利用所述DwPTS信息进行小区信道估计，即根据定时信息选择接收数据，利用FFT来求解信道冲击响应，将接收的SYNC DL数据表示为向量r，对应的SYNC DL码表示为s，令

$h=\mathrm{IFFT}(\frac{\mathrm{FFT}\left(\stackrel{\‾}{s}\right)}{64}.\×\mathrm{FFT}\left(r\right))---(0.5)$

利用向量h估计噪声功率，并对h进行噪声消除处理，取17～48共32chip的信道冲击响应用向量h″表示，计算h″中最大功率的径位置记为j′_max用于定时调整和频偏估计；

B2，利用所述信道冲击响应和接收数据对所述下行频偏进行估计，即根据估计的信道冲击响应与SYNC_DL码卷积得到恢复的接收Sync数据

与实际的接收Sync数据共轭相乘得到新的序列

$x_k=r_{k+17}\·{\hat{r}}_k^{*},k=0~95---\left(0.6\right)$

保留x中从k＝j′_max起始的64chip数据用向量x表示，x用于最大似然法估计频率偏移，基于最大似然估计Δf的似然函数表示为

$\mathrm{\Λ}\left(\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{|\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\·e^{-j\·2\mathrm{\π}\·\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\·k\·T}|}^2,N=64---(0.7)$

使式(0.3)的似然函数最大的

即为最大似然估计结果，

的取值范围从-6KHz到+6KHz，求解式(0.61)时采用二分法进行逐级求解，每帧都会估计出一个频偏值，用

表示，根据所述频偏调整策略进行逐帧的频偏调整。

3.如权利要求1所述TD-SCDMA系统终端下行频偏调整方法，其特征在于，所述步骤A2又包括以下步骤：

C1，分别利用4个基本midamble码和接收的TS0的midamble信息做信道估计：

$h^i=\mathrm{IFFT}\left(\frac{\mathrm{FFT}\left(e\right)}{\mathrm{FFT}(m^i)}\right),i=1~4---(0.8)$

其中hⁱ对应第i个基本midamble码的信道冲击响应，mⁱ对应第i个基本midamble码；

C2，计算hⁱ中最大的抽头功率记为

$i_{\max }=\underset{i}{\arg \max }\left(p_{\max }^i\right)---(0.9)$

连续N2子帧得到N2个i_max，找出其中数目超过N4个的midamble码号即为本小区midamble码号，如果都没有超过N4个的midamble码号，则重新进行小区搜索的同步过程，这里，N4为一正整数。

4.如权利要求1所述TD-SCDMA系统终端下行频偏调整方法，其特征在于，所述步骤A3又包括以下步骤：

D1，假定每子帧中TS0上接收128长midamble信息用向量e表示，小区基本midamble码用向量m表示，同样利用FFT来计算信道冲击响应：

$h=\mathrm{IFFT}\left(\frac{\mathrm{FFT}\left(e\right)}{\mathrm{FFT}\left(m\right)}\right)---(0.10)$

D2，对信道冲击响应进行消噪处理，消噪后得到h′，恢复发送序列得到m′，与实际接收的midamble序列共轭相乘得到x，

基于最大似然法估计频率偏移，其似然函数为

$\mathrm{\Λ}\left(\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{|\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\·e^{-j\·2\mathrm{\π}\·\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}\·k\·T}|}^2,N=128---(0.11)$

的取值范围从-2KHz到+2KHz，求解(0.12)式时采用二分法进行逐级求解，对每个子帧根据所述频偏调整策略进行频偏调整。

5.如权利要求1所述TD-SCDMA系统终端下行频偏调整方法，其特征在于，所述步骤A4又包括以下步骤：

E1，在N3子帧的时间内，寻找SFN mod 4＝＝0的子帧位置，即，用h_mld与h_sync分别表示基于TS0的midamble部分信息和基于DwPTS信息得到的信道冲击响应，h_mld中信标信道对应的窗的信道冲击响应表示为

h_b，l＝h_mld,l,  i＝0～15                       (0.13)

对h_b进行噪声消除处理得到h′_b，计算h′_b与h_sync之间的相位偏移

${\mathrm{phase}}^k=\frac{h_s^k\·{\×\left(h_b^{\′k}\right)}^{*}}{{\left(h_b^{\′k}\right)}^H\×h_b^{\′k}}---\left(0.14\right)$

$h_{s,i}^k=h_{\mathrm{sync},i}^k,i=0~15$

其中k表示对应第k子帧，对于频偏精调过程重新进行子帧编号，则k＝1～N3，

若S1是在下一组4个子帧中具有P-CCPCH的调整相位偏移序列，S2是下一组4个子帧中不具有P-CCPCH的调整相位偏移序列，当所述剩余频偏为Δf^k，phase^k中包含的剩余频偏导致的相位偏差表示为exp(j·2π·Δf^k·496·T)，根据所述频偏调整策略的累积频偏校正量

${\mathrm{phase}\′}^k=\exp (-j\·2\mathrm{\π}\·{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}\·496\·T)\·{\mathrm{phase}}^k---(0.15)$

其固有频偏始终为

${\mathrm{\Δf}}^k-{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}={\mathrm{\Δf}}^1---(0.16)$

这样，选择SFNmod4＝＝0子帧位置，具体步骤如下：

E1.1，对S1和S2做QPSK调制得到序列

$S_1=\left[\begin{array}{cccc}\exp (j\·\frac{3\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{5\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{3\mathrm{\π}}{4})\end{array}\right]---(0.17)$

$S_2=\left[\begin{array}{cccc}\exp (j\·\frac{7\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{5\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{7\mathrm{\π}}{4})& \exp (j\·\frac{\mathrm{\π}}{4})\end{array}\right]---(0.18)$

E1.2，从第k＝4子帧开始分别利用S₁和S₂对(0.68)得到的序列做相关

$C_k^{\left(1\right)}=\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{phase}\′}^{k+i}\·S_{1,i}^{*}$

                                            (0.19)

$C_k^{\left(2\right)}=\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{phase}\′}^{k+i}\·S_{2,i}^{*},k=1~(N3-3)$

到k＝N3帧后，将得到一共得到(N3-3)×2个相关值。

E1.3，计算I×4×2个相关值功率，并且对

和

进行大小比较

${\mathrm{Pm}}^k=\max ({\left|C_k^{\left(1\right)}\right|}^2,{\left|C_k^{\left(2\right)}\right|}^2)---(0.20)$

E1.4，为了找到整4子帧头位置，需要确定连续4个子帧上相关功率的峰值位置，计算

${\mathrm{Pma}}_i=\underset{j=0}{\overset{I-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Pm}}^{j*4+i},i=\mathrm{1,2,3,4}---(0.21)$

找出其中具有最大功率对应的索引i_max，则4k+i_max，k＝0，1，2，…即对应SFN mod4＝0。

E2，对剩余频偏估计，即根据SFN mod 4＝＝0位置信息一次估计出剩余频偏量，具体步骤包括：

E2.1，利用(0.72)式的相关值来确定S1或者S2，

如果

${\left|C_{4j+i_{\max }}^{\left(1\right)}\right|}^2\≥{\left|C_{4j+i_{\max }}^{\left(2\right)}\right|}^2---(0.22)$

则4k+i_max起始的连续4子帧采用S1调制方式，并且

${\mathrm{ph}}_j=C_{4j+i_{\max }}^{\left(1\right)}---(0.23)$

否则，4k+i_max起始的连续4子帧采用S2调制方式。

${\mathrm{ph}}_j=C_{4j+i_{\max }}^{\left(2\right)}---(0.24)$

E2.2，对ph_J进行累加，得到

$\mathrm{ph}=\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{ph}}_j---(0.25)$

到k＝I×4+3帧时频偏调整量为

假定此时剩余频偏

已经小于1000Hz，在ph中去掉累积频偏调整量的部分得到

$\mathrm{ph}\′=\mathrm{ph}\·\exp (2\·\mathrm{\π}\·{\mathrm{tf}}_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}\·496\·T)---(0.26)$

对ph′进行相位估计，然后一次得到剩余频偏Δf^k的估计

                                            (0.27)

其中

$\frac{1}{2\·\mathrm{\π}\·496\·T}\≈411---(0.28)$

得到用于下一子帧(k+1子帧)的频偏调整量为

$f_{\mathrm{cor}}^{\left(k\right)}=-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δf}}}^k.---(0.29)$

Images