CN102005942B - 一种从高压电力线路中获取低压电源的方法 - Google Patents

Abstract

本发明是一种从高压电力线路中获取低压电源的方法。通过调整电压V1来调整输出功率，通过开关变换电路(20)获得低电压大电流输出；第三绕组(21c)感应电压经整流滤波及迟滞电路(30)后送转换比率调整电路(40)；转换比率调整电路(40)向开关变换电路(20)发出占空比调整信号，需要加大输出功率时，暂时减小占空比，使第一绕组(21a)的平均电流小于电容器(2)的平均电流，使V1上升；需要减小输出功率时，暂时增加占空比，使第一绕组(21a)的平均电流大于电容器(2)的平均电流，使V1下降；当功率达到平衡时，调整占空比，使第一绕组(21a)的平均电流等于电容器(2)的平均电流，V1保持不变。

Description

一种从高压电力线路中获取低压电源的方法

(一)、技术领域  本发明涉及一种从高压电力线路中获取低压电源的方法。 

(二)、背景技术  在电力系统中电压等级在千伏以上(如10kV、35kV、110kV等)的线路上，工作着大量的电子设备，如计量、保护、控制、通信等设备，这些电子设备工作所需要的工作电压在数伏级到数十伏级。这些设备通常需要直接由高压线路对其供电。目前已公开的供电解决方案有： 

1、通过电磁式电压互感器/变压器将高电压降低到不大于100V的低电压交流电，再经过二次降压及整流、滤波、稳压后得到低压直流电供电子电路工作。这是目前电力系统主流的方案。这种方案的主要缺陷：一是高电压对电压互感器/变压器绕组间及其与大地之间的绝缘有着较高的要求，造成设备体积大、成本高，且容易发生绝缘击穿事故，二是容易出现铁磁谐振问题，造成设备烧毁事故，甚至发生爆炸，威胁电力系统安全。 

2、通过电容分压后得到低电压，再变换成直流低电压，如图9所示，如一种10kV和35kV三相电子式高压电能表的专利电路(专利号：ZL 200420075997.9，授权公告日20060830，授权公告号CN2812018Y，申请国：中国)，该方案中负载与其中一个分压电容器并联。当负载消耗功率增大时，负载等效阻抗降低，造成该分压电容上的电压降低，负载所获得的功率反而下降。因此要求分压电容器有较大的容量，这会造成设备体积增大，且在负载小时负载侧分压电容器上的分压反而加大，为了防止电压过高，一般是通过并联式稳压电路来使得总负载保持恒定。这种稳压方式的缺点是总负载必须一直按最大可能实际负载来设置且不能动态调整，这样增加了设备的功耗。在高压电源中存在较高幅度的高频谐波时，高压回路电流增加，可能会出现超过负载所能承受的能量，造成负载的烧 毁。 

3、通过分压电容器和隔离变压器的原边串联，在隔离变压器副边获得低电压，再进行变换成直流低电压，比如图10所示的一种直接安于10KV供电线路上的小型高压电能表的专利电路(申请号：200910015967，公开号：10157155，公开日：20091104，申请国：中国)，同样存在负载越大，相应分压比越低，从而所获得功率越小的问题。而且由于原边为电容器和电感器串联，仍然存在铁磁谐振问题，为了消除铁磁谐振问题，设置了箝位元件进行保护，但在高压电源中存在较高幅度的高频谐波时，会导致分压电容器上的分压降低，隔离变压器(感性元件)上的分压升高，在箝位元件上可能会出现持续超过箝位元件所能承受的能量，造成箝位元件烧毁。 

4、在高压线路上串入电流互感器，电流互感器副边电压输出经整流滤波变换后变成低压直流电，比如图11所示的自生电源等电位高压电能测量装置的专利电路(专利号：200810014039，公开号：10122119，公开日：20080716，申请国：中国)。这种方案缺陷是高压线路中电流较小时或无电流时无法提供足够的电能，无法维持负载的连续工作。 

(三)、发明内容  本发明所要解决的技术问题是，提供一种从高压电力线路中获取低压电源的方法，为工作于高压电力线路中的电子装置提供低压工作电源，实施该方法的电路能耗小、体积小、避免铁磁谐振，并能够抗高频干扰，能够连续工作。 

本发明的技术方案如下。 

一种从高压电力线路中获取低压电源的方法，其特征在于： 

全波整流器的交流输入端与第一电容器串联后接外部输入工频高压电源，直流输出端接第二电容器；工频高压电源经第一电容器分压，全波整流器整流和第二电容器滤波后得到电压V1；电压V1经开关变换电路变换后输出电压V2，电压 V2经稳压电路后驱动负载； 

其中，开关变换电路中包含有脉冲变压器，该脉冲变压器带有第一绕组，第二绕组和第三绕组； 

开关变换电路中还包含有开关变换控制电路，该开关变换控制电路有一个占空比控制输入端，通过改变该输入端的电平改变驱动第一绕组的电压通、断时间的占空比，从而改变流过第一绕组中的平均电流； 

第三绕组的感应电压送到整流滤波及迟滞电路，整流滤波及迟滞电路进行整流滤波及时间上的迟滞后输出电压信号S30送转换比率调整电路； 

电压V1经过第一分压电阻器和第二分压电阻器组成的分压器分压后得到电压信号S5送到转换比率调整电路； 

转换比率调整电路输出转换比率调整信号S40接开关变换控制电路的占空比控制输入端； 

转换比率调整电路根据电压信号S5与电压信号S30的幅值的大小，输出的转换比率调整信号S40，调整开关变换控制电路的占空比，进而调整直流电压V1的大小； 

当电压信号S5大于电压信号S30时，输出使开关变换控制电路增加驱动第一绕组占空比的转换比率调整信号S40，增加第一绕组中的平均电流，使得直流电压V1下降； 

当电压信号S5小于电压信号S30时，输出使开关变换控制电路减小驱动第一绕组占空比的转换比率调整信号S40，减小第一绕组中的平均电流，使得直流电压V1上升； 

当电压信号S5等于电压信号S30时，输出使开关变换控制电路保持驱动第一绕组占空比的转换比率调整信号S40，保持第一绕组中的平均电流不变，使得电压 V1保持不变。 

其中整流滤波及迟滞电路，第三绕组的感应电压由整流二极管整流后再由第三电容器滤波，再经由运算放大器组成的低通滤波器进行时间上的迟滞后送转换比率调整电路。 

其中转换比率调整电路还包括第一齐纳二极管和第二齐纳二极管，第一齐纳二极管和第二齐纳二极管串联，第一齐纳二极管的负端接第二电容器的正端，第二齐纳二极管的正端接第二电容器的负端；当第一齐纳二极管反向击穿导通时，不管电压信号S5和电压信号S30大小如何，均输出使开关变换控制电路增加占空比的转换比率调整信号S40。 

其中转换比率调整电路中，电压信号S5与一固定参考电压比较，如果电压信号S5大于该参考电压，则不管电压信号S5和电压信号S30大小如何，均输出使开关变换控制电路增加占空比的转换比率调整信号S40。 

其中整流滤波及迟滞电路和转换比率调整电路部分为数字电路； 

电压信号S5经过模拟/数字转换器转换成数字量送到数字转换比率调整电路； 

电压信号S21c先经过整流滤波后送到模拟/数字转换器，转换成数字量后送到数字迟滞电路，数字迟滞电路按照设定的时间常数进行时间迟滞和低通滤波后送数字转换比率调整电路。 

数字转换比率调整电路做如下操作： 

当S71小于S73时，通过输出端口输出使开关变换控制电路减小驱动第一绕组占空比的转换比率调整信号S40；当S71大于S73时，通过输出端口输出使开关变换控制电路增加驱动第一绕组占空比的转换比率调整信号S40；当S71大于某一设定值时，强制输出端口输出使开关变换控制电路增加驱动第一绕组占空比的转换比率调整信号S40。 

本发明的积极效果在于： 

通过动态调整第二电容器上电压的方法动态调整输出驱动负载的功率，避免了普通电容降压电路必须设置恒定负载带来的额外功率消耗，减少了电能损失和发热。 

取消了并联在负载侧的分压电容器，使得串联分压电容器所需要的容量减小，降低了设备的总体视在功率，减小了设备体积，降低了成本。 

等效负载呈容性，彻底避免了铁磁谐振问题。 

当高压电路中存在高频高压干扰造成高压回路电流增加时，电路同样会降低第二电容器上的电压V1，使得干扰电压大部分施加在分压第一电容器上，保证了负载正常工作，避免了造成电路烧毁的问题 

(四)、附图说明  图1是实施本发明方法的供电电路原理图。 

图2是本发明实施例一的开关变换电路图。 

图3是本发明实施例一的整流滤波及迟滞电路图。 

图4是本发明实施例一的转换比率调整电路图。 

图5是本发明实施例一的稳压电路图。 

图6是本发明实施例二的转换比率调整电路图。 

图7是本发明实施例三的转换比率调整电路图。 

图8是本发明实施例四的整流滤波及迟滞电路及转换比率调整电路图。 

图9是作为现有技术的的电容分压式供电电路示意图。 

图10是作为现有技术的电容与变压器串联式供电电路示意图。 

图11是作为现有技术的电流互感器供电式供电电路示意图。 

(五)、具体实施方式  下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。 

本发明的原理是： 

如图1，在高压侧串联分压回路中，设计施加在第一电容器2上的电压远大于第二电容器4上的电压V1(通常在10倍以上)，外部单独调整第二电容器4上的电压时，流过第一电容器2上的交流电流近似保持不变(具有恒流源特性)。根据公式P＝UI得：若电流I保持不变，第二电容器4上的电压U越高，负载所能获得的输出功率越大。调整电压V1，就可以调整向负载输出功率的大小。调整接在电压V1上的开关变换电路20的第一绕组21a中的平均电流，可以调整电压V1。可通过调整开关变换控制电路26驱动第一绕组21a的占空比来调整第一绕组21a中的电流；需要加大输出功率时，暂时减小占空比，使第一绕组21a的平均电流小于第一电容器2的平均电流，V1上升；需要减小输出功率时，暂时增加占空比，使第一绕组21a的平均电流大于第一电容器2的平均电流，V1下降；当功率达到平衡时，调整占空比，使第一绕组21a的平均电流等于第一电容器2的平均电流，V1保持不变。 

为了达到上述目的，本发明提出的供电电路包括第一电容器2、全波整流器3、第二电容器4、第一分压电阻器5、第二分压电阻器6，开关变换电路20、整流滤波及迟滞电路30，转换比率调整电路40，稳压电路50。 

其中第一电容器2为高耐压交流电容器，它可以是一个实体电容器，也可以由多个电容器串联起来以降低对每一个实体电容器的耐电压要求。 

全波整流器3是具备全波整流功能的器件，经第一电容器2分压后的交流电压施加在全波整流器3的交流输入端，经整流后在直流输出端输出直流脉动电压施加在第二电容器4上。 

开关变换电路20将第二电容器4上的高压小电流变换为次级输出的低电压大电流。 

开关变换电路20的开关占空比受一个输入信号S40的控制，增加占空比将增加开关变换电路的输入电流，当输入电流超过电容分压回路提供的平均电流时，造成第二电容器4上的电压V1下降。在这个暂态过程中，次级输出功率将增加，但占空比恢复正常(使得开关变换电路输入电流等于电容分压回路提供的平均电流)且V1已经下降后，次级输出将稳定在低功率输出状态。反之，减小占空比将减小开关变换电路的输入电流，当输入电流小于电容分压回路提供的平均电流时，造成V1上升，在占空比恢复正常且V1已经上升后，次级输出将稳定在高功率输出状态。因此在降低次级输出功率的暂态过程中输出功率要经过先增加后降低的过程，形成一个输出电压上冲，然后达到稳态。在增加次级输出功率的暂态过程中输出功率要经过先降低后增加的过程，形成一个输出电压跌落，然后达到稳态。 

开关变换电路20的占空比调整，可以是脉冲宽度调制(PWM)方式，也可以是固定导通宽度而调整导通间隔方式，也可以是其它的方式。 

开关变换电路20中的第三绕组21c和接负载输出的第二绕组21b工作于相同的极性(同为正激或同为反激)，第三绕组21c上的输出电压正比于负载第二绕组21b上的电压。该输出电压信号S21c送到整流滤波及迟滞电路30。 

整流滤波及迟滞电路30将电压信号S21c经整流滤波后变换成幅度正比于负载输出电压的直流电压信号，然后再进行时间上的迟滞。迟滞的目的是躲过因开关变换电路20的占空比调整所造成的输出电压的上冲或跌落，需要迟滞电路的时间常数大于造成上冲或跌落的时间常数。经过迟滞后的电压信号S30送到转换比率调整电路40。 

电压V1经过第一分压电阻器5和第二分压电阻器6分压后得到一个正比于电压V1的低电压信号S5输出到转换比率调整电路40。转换比率调整电路40比较电压信号S5和S30幅值的大小。当S5等于S30时，则发出占空比调整信号S40，使得开关变换电路的输入电流等于电容分压回路提供的平均电流，此时电压V1保持不变，开关变换电路输出功率等于负载所需要的功率，电路达到平衡稳定状态。如果电压S5大于电压S30，说明开关变换电路20输出的功率大于负载所需要的功率，需要降低电压V1，则发出使开关变换电路20增加占空比的的信号S40，使得开关变换电路20输入电流加大，V1下降，下降到S5等于S30时，使占空比恢复到平衡状态，此时V1保持在下降以后的状态，使得次级输出功率降低。如果电压S5小于电压S30，说明开关变换电路输出的功率小于负载所需要的功率，需要提高V1电压，则发出使开关变换电路20降低占空比的的信号S40，使得开关变换电路20输入电流减小，V1上升，上升到S5等于S30时，使占空比恢复到平衡状态，此时V1保持在上升以后的状态，使得次级输出功率升高。 

在开关转换电路增加输出功率和降低输出功率的过程中，分别有一个输出功率向相反方向变化的暂态过程，这个过程尤其是引起输出电压跌落的过程，会影响该过程中的带负载能力，同时由于迟滞电路有较大的时间常数，会增加负载响应时间，因此需要电容器25有足够的容量。同时上述过程会造成输出电压波动，因此需要稳压电路50来稳定输出电压。 

稳压电路可采用线性稳压器也可以是开关式稳压器。 

实施例一 

如图1，供电电路包括第一电容器2、全波整流器3、第二电容器4、第一分压电阻器5和第二分压电阻器6，开关变换电路20、整流滤波及迟滞电路30，转换比率调整电路40，稳压电路50。 

其中第一电容器2起分压作用，其参数选择主要考虑耐压和容量，其中耐压要与所工作的电压等级的相关标准的要求相符合。容量与工频频率、负载所需要的最大功率和开关变换电路最大输入工作电压及开关转换电路效率有关，可根据设计的负载最大功率、转换效率、开关变换电路最大工作电压计算出高压回路等 效电流，根据设计指标中最低高压侧工作电压，按： 

第一电容器2的工频阻抗＝(高压回路最低工作电压-关变换器最大工作电压)/高压回路等效电流，计算出第一电容器2阻抗指标，然后换算出所需电容量。 

全波整流器3主要考虑耐压要超过开关变换电路最大工作电压，耐冲击电流要超过分压电容器突然加电瞬间的浪涌电流。为了降低全波整流器3的耐冲击电流指标，可以考虑在分压回路中串入阻尼电阻器，降低浪涌电流。 

第二电容器4的容量，一是影响启动过程，与负载侧的总电容量有关，第二电容器4容量越大越容易启动。但容量大会造成负载响应速度的降低，可通过在电路启动时关闭部分负载侧电容来平衡启动速度和负载响应速度。 

开关变换电路的占空比控制在本实施例中采用一个简单的导通-断开控制逻辑的开关电源控制集成电路来实现。如图2所示，开关电源控制集成电路26具有如下功能：当引脚EN外部没有下拉电流时，变换电路处于较高占空比变换状态，当外部控制信号S40的电平下降从引脚EN拉出电流时，则降低了转换电路的占空比，从而降低了开关变换电路20的输入电流。 

开关变换电路20要求在设计最大占空比时，平均输入电流大于高压线路处于最高设计工作电压时的分压电容器中的电流。 

整流滤波及迟滞电路如图3所示，其中二极管31和第三电容器32构成了整流滤波电路，电阻器33、34、35、36、37和电容器38及运算放大器39构成了迟滞电路(也可称低通滤波器，移相器)，可按低通滤波器的设计方法设计迟滞电路的时间常数，时间常数要大于造成输出电压上冲或跌落的时间常数。其中VREF是参考电压基准，是由其它电路提供一种幅值稳定的直流电压。 

选择电阻器33、34、35、36分压比例关系的原则是：在开关变换电路处于平衡状态时且次级输出电压达到设计值时，运算放大器同相与反相输入端电压相等。 

转换比率调整电路如图4所示，其中比较器41比较电压信号S30和S5。三极管44是NPN型三极管。电阻器42是三极管44的基极限流电阻器。电阻器43是三极管的基极下偏置电阻器。当S5电平大于S30时，比较器41输出低电平，三极管44的基极处于无偏置电压状态，集电极与发射极之间截止，S40不能从开关电源控制集成电路26的引脚EN拉出电流，则开关变换电路20处于高占空比工作状态；当S5电平小于S30时，比较器41输出高电平，三极管44的基极处于正偏状态，集电极与发射极之间导通，S40从开关电源控制集成电路26的引脚EN拉出电流，使得引脚EN电平下降，则开关变换电路20处于低占空比工作状态。 

选择第一分压电阻器5和第二分压电阻器6的分压比例关系的原则是：在开关变换电路处于设计最大功率转换平衡状态时，在V1处的电压等于开关变换电路最大设计允许电压。 

稳压电路50在本实施例中采用非隔离开关式DC/DC变换器来实现。要求变换器的输入电压范围大于开关变换电路20次级输出的波动范围，转换功率和输出电压满足负载需求，如图5所示。 

其中DC/DC变换控制集成电路53，储能电感器54，续流二极管55，滤波电容器56构成了常规的DC/DC变换器。 

其中DC/DC变换控制集成电路53有一控制引脚EN，用于控制变换电路的启动或停止。当施加在其上的电压低于其门限电压时，变换器不工作，只消耗很小的待机电流，当施加在其上的电压超过门限电压时，变换器开始变换，驱动负载工作。 

本实施例通过设计分压电阻器51，52的比值，使得该DC/DC变换器在开关变换电路20的次级输出电压V2超过维持自身连续工作所需要的最低电压后再开始启动转换。这种方案减轻了开关变换电流20的启动负载，提高了启动的可靠性。 与本发明内容无关的但属于是本发明所涉及电路工作所必备的附属电路，如参考电压、运算放大器工作电源等，属公知技术，在本实施例说明中从略。 

实施例二 

本实施例包括了实施例一中除了转换比率调整电路40之外的所有部分，包括：第一电容器2、全波整流器3、第二电容器4、第一分压电阻器5和第二分压电阻器6，开关变换电路20、整流滤波及迟滞电路30，稳压电路50，与第1实施例相同。 

其中转换比率调整电路40与第1实施例不同，如图6所示： 

电路中增加了两个大电流齐纳二极管48，49，或称瞬变电压拟制二极管(TVS)，以及电阻器46，47、三极管45。其中第一齐纳二极管48的齐纳电压远大于第二齐纳二极管49的齐纳电压，例如第一齐纳二极管48可选400V，第二齐纳二极管49的齐纳电压选20V。两个二极管串联起来接在第二电容器4的两端。 

当V1电压小于400V时，两个二极管都未导通，三极管45截止，转换比率调整电路40完全按第1实施例的方式工作；当V1大于400V而小于420V时，第一齐纳二极管48击穿箝位，电阻器46，47上有电压，则三极管45导通，三极管44被强制截止，此时无论比较器41处于何种状态，都强制使开关变换电路20处于大占空比转换状态，导致V1下降；当V1下降到400V以下时，三极管45截止，开关变换电路20的占空比重新受比较器41控制。如果由于瞬间冲击等原因使得电压继续升高至420V，则两个齐纳二极管48，49同时导通，将V1电压箝位在420V以下，从而保护了开关变换电路20。此后持续的大占空比转换会使V1降低，因此，两个齐纳二极管48，49不会长期导通，不会出现烧毁故障。 

在三极管45导通导致开关变换电路20以大占空比工作的过程中，有可能造成次级输出V2出现过电压，因此在次级输出端增加箝位电路是有必要的，例如增 加一个齐纳电压等于设计最高工作电压的大电流齐纳二极管。 

实施例三 

本实施例包括了实施例一中除了转换比率调整电路40之外的所有部分，包括：第一电容器2、全波整流器3、第二电容器4、第一分压电阻器5和第二分压电阻器6，开关变换电路20、整流滤波及迟滞电路30，稳压电路50，与第1实施例相同。 

其中转换比率调整电路40与实施例一和实施例二不同，如图7所示： 

电路中增加了一个比较器61，电阻器62，63，46，47、三极管45。电阻器62，63的分压比设置为当V1电压等于开关变换电路20设计允许最高电压时，比较器61刚好翻转。 

本实施例工作过程如下，当V1电压低于设定的开关变换电路20最高工作电压时，比较器61输出低电平，三极管45截止，转换比率调整电路40完全按第1实施例的方式工作；当V1电压高于设定的开关变换电路20最高工作电压时，比较器61输出高电平，三极管45导通，三极管44被强制截止，此时无论比较器41处于何种状态，都强制使开关变换电路20处于大占空比转换状态，导致V1下降；当V1下降到设定的开关变换电路20最高工作电压以下时，比较器61输出低电平，三极管45截止，开关变换电路20的占空比重新受比较器41控制。 

在三极管45导通导致开关变换电路20以大占空比工作的过程中，有可能造成次级输出的过电压，因此在次级输出端增加箝位电路是有必要的，例如增加一个齐纳电压等于设计最高工作电压的大电流齐纳二极管。 

实施例四 

本实施例包括了实施例一中除了整流滤波及迟滞电路30和转换比率调整电路40之外的所有部分，包括：第一电容器2、全波整流器3、第二电容器4、第一分 压电阻器5和第二分压电阻器6，开关变换电路20、稳压电路50，与第1实施例相同。 

其中整流滤波及迟滞电路30的一部分和转换比率调整电路40采用数字电路来实现。如图8所示。 

其中数字电路70是带有两路模拟/数字转换器和一路逻辑电平输出的数字逻辑电路，如一个具有内置模拟/数字转换器(ADC)的微控制器(MCU)，也可以是独立的模拟/数字转换器和一个微控制器。 

电压信号S5经过模拟/数字转换器71转换成数字量送到数字转换比率调整电路74。 

电压信号S21c先经过二极管31整流再经第三电容器32滤波后送到模拟/数字转换器72，转换成数字量后送到数字迟滞电路73，数字迟滞电路按照设定的时间常数进行时间迟滞和低通滤波后送数字转换比率调整电路74。 

数字转换比率调整电路74做如下操作： 

当S71小于S73时，通过输出端口75输出使开关变换控制电路26减小驱动第一绕组21a占空比的转换比率调整信号S40； 

当S71大于S73时，通过输出端口75输出使开关变换控制电路(26)增加驱动第一绕组21a占空比的转换比率调整信号S40； 

当S71大于某一设定值时，强制输出端口75输出使开关变换控制电路(26)增加驱动第一绕组21a占空比的转换比率调整信号S40。 

数字转换比率调整电路74可以设计更复杂的算法来提高调整V1电压的准确性和实时性。 

Claims (6)

1.一种从高压电力线路中获取低压电源的方法，其特征在于：

全波整流器(3)的交流输入端与第一电容器(2)串联后接外部输入工频高压电源，直流输出端接第二电容器(4)；工频高压电源经第一电容器(2)分压，全波整流器(3)整流和第二电容器(4)滤波后得到电压V1；电压V1经开关变换电路(20)变换后输出电压V2，电压V2经稳压电路(50)后驱动负载；

其中，开关变换电路(20)中包含有脉冲变压器(21)，该脉冲变压器(21)带有第一绕组(21a)，第二绕组(21b)和第三绕组(21c)；

开关变换电路(20)中还包含有开关变换控制电路(26)，该开关变换控制电路(26)有一个占空比控制输入端，通过改变该输入端的电平改变驱动第一绕组(21a)的电压通、断时间的占空比，从而改变流过第一绕组(21a)中的平均电流；

第三绕组(21c)的感应电压送到整流滤波及迟滞电路(30)，整流滤波及迟滞电路(30)进行整流滤波及时间上的迟滞后输出电压信号S30送转换比率调整电路(40)；

电压V1经过第一分压电阻器(5)和第二分压电阻器(6)组成的分压器分压后得到电压信号S5送到转换比率调整电路(40)；

转换比率调整电路(40)输出转换比率调整信号S40接开关变换控制电路(26)的占空比控制输入端；

转换比率调整电路(40)根据电压信号S5与电压信号S30的幅值的大小，输出转换比率调整信号S40，调整开关变换控制电路(26)的占空比，进而调整电压V1的大小；

当电压信号S5大于电压信号S30时，输出使开关变换控制电路(26)增加驱动第一绕组(21a)占空比的转换比率调整信号S40，增加第一绕组(21a)中的平均电流，使得电压V1下降；

当电压信号S5小于电压信号S30时，输出使开关变换控制电路(26)减小驱动第一绕组(21a)占空比的转换比率调整信号S40，减小第一绕组(21a)中的平均电流，使得电压V1上升；

当电压信号S5等于电压信号S30时，输出使开关变换控制电路(26)保持驱动第一绕组(21a)占空比的转换比率调整信号S40，保持第一绕组(21a)中的平均电流不变，使得电压V1保持不变。

2.如权利要求1所述的从高压电力线路中获取低压电源的方法，其特征在于，

其中整流滤波及迟滞电路(30)将第三绕组(21c)的感应电压由整流二极管(31)整流后再由第三电容器(32)滤波，再经由运算放大器组成的低通滤波器进行时间上的迟滞后送转换比率调整电路(40)。

3.如权利要求1所述的从高压电力线路中获取低压电源的方法，其特征在于，

其中转换比率调整电路(40)还包括第一齐纳二极管(48)和第二齐纳二极管(49)，第一齐纳二极管(48)和第二齐纳二极管(49)串联，第一齐纳二极管(48)的负端接第二电容器(4)的正端，第二齐纳二极管(49)的正端接第二电容器(4)的负端；当第一齐纳二极管(48)反向击穿导通时，不管电压信号S5和电压信号S30大小如何，均输出使开关变换控制电路(26)增加占空比的转换比率调整信号S40。

4.如权利要求1所述的从高压电力线路中获取低压电源的方法，其特征在于，

其中转换比率调整电路(40)中，电压信号S5与一固定参考电压比较，如果电压信号S5大于该参考电压，则不管电压信号S5和电压信号S30大小如何，均输出使开关变换控制电路(26)增加占空比的转换比率调整信号S40。

5.如权利要求1所述的从高压电力线路中获取低压电源的方法，其特征在于，

其中整流滤波及迟滞电路(30)和转换比率调整电路(40)部分为数字电路；

电压信号S5经过第一模拟/数字转换器(71)转换成数字量S71送到数字转换比率调整电路(74)；

第三绕组(21c)感应的电压信号S21c先经过整流滤波后送到第二模拟/数字转换器(72)，转换成数字量后送到数字迟滞电路(73)，数字迟滞电路按照设定的时间常数进行时间迟滞和低通滤波后输出数字量S73送数字转换比率调整电路(74)。

6.如权利要求5所述的从高压电力线路中获取低压电源的方法，其特征在于，

数字转换比率调整电路(74)做如下操作：

当S71小于S73时，通过输出端口(75)输出使开关变换控制电路(26)减小驱动第一绕组(21a)占空比的转换比率调整信号S40；当S71大于S73时，通过输出端口(75)输出使开关变换控制电路(26)增加驱动第一绕组(21a)占空比的转换比率调整信号S40；当S71大于某一设定值时，强制输出端口(75)输出使开关变换控制电路(26)增加驱动第一绕组(21a)占空比的转换比率调整信号S40。

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