CN101944975B - 基于准正交信道分配的分布式Alamouti编码协作传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于准正交信道分配的分布式Alamouti编码协作传输方法，主要解决现有方法无法同时兼顾系统可靠性和有效性的问题。其实施过程为：设定一个中继协作通信系统；在第一时隙和第二时隙，发送方S分别广播信号x₁和x₂，中继R₁、R₂分别接收到信号

和

在第三时隙，中继R₁和R₂在相同信道上分别向接收方D发送信号

和

其中α为放大倍数，( )^*为取复共轭，发送方S在与R₁和R₂正交的信道上向接收方D发送信号

在第四时隙，中继R₁和R₂在相同信道上分别向接收方D发送信号

和发送方S在与R₁和R₂正交的信道上向接收方D发送信号

接收方D对收到的信号进行最大似然译码。本发明能使得系统在误符号率和频谱效率两者间达到性能折衷，同时兼顾通信系统的可靠性和有效性。

Description

基于准正交信道分配的分布式Alamouti编码协作传输方法

技术领域

本发明属于虚拟MIMO无线通信网络领域，涉及空时编码技术，尤其是针对有一个发送方、两个中继和一个接收方的无线通信网络，设计一种基于准正交信道分配的分布式Alamouti编码协作传输方法，使得无线通信系统的误符号率和频谱效率性能达到折衷，从而同时兼顾到通信体统的可靠性和有效性传输。 

背景技术

在无线通信系统中，空间分集技术是抵抗多径衰落的有效方法，可以通过在发送端和接收端配置多天线来实现，这样的系统称为多输入多输出MIMO系统。然而在实际应用中，由于通信终端的体积和功耗限制，使得MIMO系统无法实现。为了克服这个难题，A.Sendonaris、E.Erkip和B.Aazhang以及J.Nicholas Laneman、David N.C.Tse和GregoryW.Wornell分别发表论文“User cooperation diversity：part I and II”和“Cooperative Diversityin Wireless Networks：Efficient Protocols and Outage Behavior”，提出了一种协作分集方法，或者称为虚拟MIMO方法，通过节点间共享天线，实现虚拟的多天线传输。然而他们的研究集中于基于重复策略的协作分集方法，这种协作分集方法不仅接收端译码复杂，而且损失了带宽增益，使得频谱效率下降，且随着合作的节点数的增多，频谱效率下降的更多。 

为克服上述方法的弊端，J.N.Laneman和G.E.Wornell在其文献“Distributedspace-time-coded protocols for exploiting cooperative diversity in wireless networks”中提出了一种协作分集方法，即通过采用空时编码技术使得所有中继在相同的信道上进行传输，从而可提高整个通信系统的频谱效率。这被称为基于空时编码技术的协作分集方法。 

基于空时编码技术的协作分集方法又可以分为：(1)基于分布式空时块码DSTBC技术的协作分集方法，其针对有多个中继的通信系统。Zhihang Yi和Il-Min Kim在文献“Single-Symbol ML Decodable Distributed STBCs for Cooperative Networks”中指出分布式正交设计的空时块码DOSTBC可以获得完全分集增益并且有简单易行的译码方法，但这种码字的系统构造方法是非常难的；(2)基于分布式Alamouti编码的协作分集方法，其针对有一个或两个中继的通信系统。Alamouti编码方法是唯一可以获得全速率和全分集增益的正交的空时码字，并且其可以进行单符号译码，译码简单。因此这种编码方法被 广泛应用于协作分集系统。现有的基于分布式Alamouti编码的协作分集方法因信道分配的方法不同有如下不同的协作传输方法： 

S.Atapattu、N.Rajatheva和C.Tellambura在其文献“Performance Analysis ofTDMARelay Protocols Over Nakagami-m Fading”中采用了基于分布式Alamouti编码的协作分集方法。其利用的含两中继的虚拟MIMO系统模型如图1所示，采用的传输方法如图2所示。其中中继R₁、R₂以及发送方S使用的是正交的信道，即该方法为基于正交信道分配的分布式Alamouti编码协作传输方法。由于接收方D在第二时隙和第四时隙从中继R₁、R₂以及发送方S接收到的信号就是相互独立的，减少了信号间的相互干扰，从而这种协作分集方法可以获得比较好的误符号率性能。但是由于中继R₁、R₂以及发送方S各自需要占用一个信道，使得系统的频谱效率很低。 

对比与上述方案，MinChul Ju、Hyoung-Kyu Song和Il-Min Kim在其文献“Exact BERAnalysis ofDistributed Alamouti’s Code for Cooperative Diversity Networks”中使用了两阶段的协作分集方法，在中继系统中实现分布式Alamouti传输。其仍采用图1所示的系统模型。传输方法如图3所示。其中中继R₁、R₂以及发送方S使用的是相同的信道，即该方法为非正交信道分配的分布式Alamouti编码协作传输方法。这种协作方法同正交信道分配的协作方法相比有更高的频谱效率，但由于第三时隙和第四时隙，接收方D收到的两个中继发来的信号是重叠在一起的，信号间会相互干扰，增加了系统的误符号率，故其误符号率性能很差。 

综上所述，现有的两种协作方法都各有优缺点：基于正交信道分配的分布式Alamouti编码协作传输方法虽然可以获得较低的误符号率，但是频谱效率不高；基于非正交信道分配的分布式Alamouti编码协作传输方法虽然有较高的频谱效率，但误符号率相对较高。所以如何合理进行信道分配，设计一种能同时获得较好的误符号率和频谱效率性能的协作传输方法是目前十分重要的一个研究方向，也是本发明所要解决的问题。 

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术在误符号率和频谱效率两者中不能同时兼顾的缺点，提出了一种基于准正交信道分配的分布式Alamouti编码协作传输方法，以在误符号率和频谱效率两者中达到性能的折衷，同时兼顾通信系统的可靠性和有效性。 

为实现上述目的，本发明使用准正交的信道分配方案，即两个中继在相同信道上传输，而发送方S在同两个中继正交的信道上传输，并在这种信道分配方案下，改进现有 的分布式Alamouti编码协作传输方法，使得一方面减小了接收方D处的来自不同路径的信号间的相互干扰，降低误码率，另一方面保证整个系统占用的带宽不太大，提高频谱效率。包括如下步骤： 

(1)设定一个发送方S，两个中继R₁、R₂以及一个接收方D，以构成通信系统，并将该系统的一个传输周期划分为四个时隙； 

(2)发送方S在第一时隙和第二时隙连续广播两个映射到星座图的信号x₁和x₂； 

(3)中继R₁、R₂以及接收方D在第一时隙和第二时隙分别接收来自发送方S的信号，且中继R₁、R₂在第三时隙和第四时隙对收到的信号按如下步骤进行转发； 

(3a)中继R₁对其在第一时隙和第二时隙收到的信号 

和 

乘以放大倍数α，得到 和 

同时中继R₂对其在第一时隙和第二时隙收到的信号 

和 

也乘以放大倍数α，得到 

和 

其中 

E_sr为发送方S到中继R₁和R₂的发送功率，Ω₁为发送方S到中继R₁和R₂的信道衰落系数的方差，N₀为加性高斯白噪声的方差； 

(3b)在第三时隙，中继R₁和R₂在相同的信道上分别向接收方D发送信号 

和 

( )^*为取复共轭； 

(3c)在第四时隙，中继R₁和R₂在相同的信道上分别向接收方D发送信号 

和 

(4)在第三时隙和第四时隙，发送方S在与两个中继正交的信道上分别向接收方D发送信号 

和 

(5)接收方D对接收到的来自中继R₁、R₂以及发送方S的信号进行最大似然译码。 

本发明同现有技术相比，具有如下优点： 

(1)本发明一方面由于发送方同中继采用的是正交的信道，从而可以使得接收方收到的来自发送方和中继的信号是相互独立的，同非正交信道分配的协作传输方法相比，提高了系统的误符号率；另一方面由于其两个中继采用了相同的信道，同正交分配信道的协作传输方法相比，有更优的频谱效率，从而达到误符号率和频谱效率性能的一个折 衷，提高了通信系统的可靠性和有效性。 

(2)本发明通过将准正交的信道分配方案和分布式Alamouti编码技术相结合，使得系统可以获得完全分集增益，即分集阶数为3。 

附图说明

图1是本发明的系统框图。 

图2是现有正交分配信道时系统的协作传输过程图； 

图3是现有非正交分配信道时系统的协作传输过程图； 

图4是本发明的系统协作传输过程图； 

图5是当中继R₁和R₂到发送方S的相对距离为d₁＝0.2，到接收方D的相对距离为d₂＝0.9时，本发明与现有的基于正交信道分配以及基于非正交信道分配方法误符号率性能的对比曲线图； 

图6是当中继R₁和R₂到发送方S的相对距离为d₁＝0.9，到接收方D的相对距离为d₂＝0.2时，本发明与现有的基于正交信道分配以及基于非正交信道分配方法误符号率性能的对比曲线图； 

图7是本发明同与现有的基于正交信道分配以及基于非正交信道分配方法频谱效率性能的对比曲线图。 

具体实施方式

参照图1和图4，本发明的协作传输方法包括如下步骤： 

步骤1.设定一个发送方S，两个中继节点R₁、R₂以及一个接收方D，以构成通信系统，如图1所示。图1的发送方S，两个中继节点R₁、R₂以及一个接收方D这些节点都配有单天线，且为单双工工作方式。本发明假设发送方S到两个中继R₁和R₂的无线信道 

和 

两个中继R₁，R₂到D的无线信道 

以及发送方S到接收方D的无线信道h_sd，都是瑞利平坦衰落信道，且路径损耗服从指数衰落模型，衰落指数为4。并且假设信道分配方法为：发送方到接收方的信道S→D同中继R₁，R₂到接收方的信道R_i→D，i＝1，2是正交的，这可以通过FDMA或者CDMA实现；两个中继R₁，R₂到接收方D的信道R₁→D和R₂→D是相同的。中继R₁、R₂以及接收方D处的噪声为加性 高斯白噪声。 

步骤2.将上述通信系统系统的一个传输周期划分为四个时隙，分别为第一时隙、第二时隙、第三时隙和第四时隙，如图4所示。 

步骤3.发送方S在第一时隙和第二时隙连续广播两个映射到星座图的信号x₁和x₂。 

步骤4.中继R₁、R₂以及接收方D在第一时隙和第二时隙分别接收来自发送方S的信号，即： 

在第一时隙，两个中继R₁、R₂和接收方D收到的来自发送方S的信号分别为： 

$y_{r_{1}1}=\sqrt{E_{\mathrm{sr}}}{h}_{{\mathrm{sr}}_1}{x}_1+n_{r_{1}1}---\left(1\right)$

$y_{r_{2}1}=\sqrt{E_{\mathrm{sr}}}{h}_{{\mathrm{sr}}_2}{x}_1+n_{r_{2}1}---\left(2\right)$

$z_1=\sqrt{E_{\mathrm{sd}}}{h}_{\mathrm{sd}}{x}_1+n_{d1}---\left(3\right)$

在第二时隙，两个中继R₁、R₂和接收方D收到的来自发送方S的信号分别为： 

$y_{r_{1}2}=\sqrt{E_{\mathrm{sr}}}{h}_{{\mathrm{sr}}_1}{x}_2+n_{r_{1}2}---\left(4\right)$

$y_{r_{2}2}=\sqrt{E_{\mathrm{sr}}}{h}_{{\mathrm{sr}}_2}{x}_2+n_{r_{2}2}---\left(5\right)$

$z_2=\sqrt{E_{\mathrm{sd}}}{h}_{\mathrm{sd}}{x}_2+n_{d2}---\left(6\right)$

其中， 

为中继R₁在第一时隙收到的来自发送方S的信号， 

为中继R₂在第一时隙收到的来自发送方S的信号， 

z₁为接收方D在第一时隙收到的来自发送方S的信号， 

为中继R₁在第二时隙收到的来自发送方S的信号， 

为中继R₂在第二时隙收到的来自发送方S的信号， 

z₂为接收方D在第二时隙收到的来自发送方S的信号， 

E_sr为发送方S到中继R₁，R₂的发送功率， 

E_sd为发送方S到接收方D的发送功率， 

为发送方S到中继R₁的信道衰落系数，其值服从均值为零、方差为Ω₁的高斯分布， 

为发送方S到中继R₂的信道衰落系数，其值服从均值为零、方差为Ω₁的高斯分布， 

h_sd为发送方S到接收方D的信道衰落系数，其值服从均值为零、方差为Ω₀的高斯分布， 

为中继R₁在第一时隙的加性高斯白噪声，其值服从均值为零、方差为N₀的高斯分布， 

为中继R₂在第一时隙的加性高斯白噪声，其值服从均值为零、方差为N₀的高斯分布， 

为中继R₁在第二时隙的加性高斯白噪声，其值服从均值为零、方差为N₀的高斯分布， 

为中继R₂在第二时隙的加性高斯白噪声，其值服从均值为零、方差为N₀的高斯分布， 

n_d1为接收方D在第一时隙的加性高斯白噪声，其值服从均值为零、方差为N₀的高斯分布， 

n_d2为接收方D在第二时隙的加性高斯白噪声，其值服从均值为零、方差为N₀的高斯分布； 

步骤5.中继R₁、R₂在第三时隙和第四时隙对收到的信号按如下步骤进行转发： 

(5a)R₁对其在第一时隙和第二时隙收到的信号 

和 

乘以放大倍数α，得到 

和 

同时R₂对其在第一时隙和第二时隙收到的信号 

和 也乘以放大倍数α，得到 

和 

其中 

Ω₁为发送方S到中继R₁，R₂的信道衰落系数的方差，N₀为加性高斯白噪声的方差； 

(5b)在第三时隙，中继R₁和R₂在相同的信道上分别向接收方D发送信号 

和 

( )^*为取复共轭，接收方D收到的来自中继R₁和R₂的信号为： 

$y_{1r}=\sqrt{E_{\mathrm{rd}}}{h}_{r_{1}d}\mathrm{\α}{y}_{r_{1}1}-\sqrt{E_{\mathrm{rd}}}{h}_{r_{2}d}\mathrm{\α}{y_{r_{2}2}}^{*}+n_{d3r}---\left(7\right)$

其中，y_1r为接收方D在第三时隙收到的来自中继R₁和R₂的信号， 

E_rd为中继R₁和R₂到接收方D的发送功率， 

n_d3r为接收方D在第三时隙接收来自中继R₁和R₂的信号时的加性高斯白噪声，其值服从均值为零、方差为N₀的高斯分布； 

(5c)在第四时隙，中继R₁和R₂在相同的信道上分别向D发送信号 

和 

接收方D收到的来自中继R₁和R₂的信号为： 

$y_{2r}=\sqrt{E_{\mathrm{rd}}}{h}_{r_{1}d}\mathrm{\α}{y}_{r_{1}2}+\sqrt{E_{\mathrm{rd}}}{h}_{r_{2}d}\mathrm{\α}{y_{r_{2}1}}^{*}+n_{d4r}---\left(8\right)$

其中，y_2r为接收方D在第四时隙收到的来自中继R₁和R₂的信号， 

n_d4r为接收方D在第四时隙接收来自中继R₁和R₂的信号时的加性高斯白噪声，其值服从均值为零、方差为N₀的高斯分布； 

步骤6.在第三时隙和第四时隙，由发送方S在与两个中继正交的信道上分别向接收方D发送信号 

和 接收方D接收到的来自发送方S的信号分别为： 

$z_3=\sqrt{E_{\mathrm{sd}}}{h}_{\mathrm{sd}}(-x_2^{*})+n_{d3}---\left(9\right)$

$z_4=\sqrt{E_{\mathrm{sd}}}{h}_{\mathrm{sd}}{x}_1^{*}+n_{d4}---\left(10\right)$

其中，z₃为接收方D在第三时隙接收到的来自发送方S的信号， 

z₄为接收方D在第四时隙接收到的来自发送方S的信号， 

n_d3为接收方D在第三时隙接收来自发送方S的信号时的加性高斯白噪声，其值服从均值为零、方差为N₀的高斯分布， 

n_d4为接收方D在第四时隙接收来自发送方S的信号时的加性高斯白噪声，其值服从均值为零、方差为N₀的高斯分布； 

步骤7.接收方D对接收到的来自中继节点R₁和R₂以及S的信号，进行最大似然译码。 

(7a)接收方D对其在第三时隙和第四时隙收到的来自中继R₁、R₂的信号y_1r和y_2r 除以归一化因子ω，得到归一化信号y₁和y₂： 

$y_1=\frac{1}{\mathrm{\ω}}{y}_{1r}---\left(11\right)$

$y_2=\frac{1}{\mathrm{\ω}}{y}_{2r}---\left(12\right)$

其中， $\mathrm{\ω}=\sqrt{E_{\mathrm{rd}}({\left|h_{r_{1}d}\right|}^2+{\left|h_{r_{2}d}\right|}^2)/2(E_{\mathrm{sr}}{\mathrm{\Ω}}_1+N_0)+1};$

(7b)接收方D将四个时隙收到的所有信号构成如下向量形式： 

$Y={\left[\begin{array}{cccccc}{z}_1& z_2^{*}& y_1& y_2^{*}& z_3& z_4^{*}\end{array}\right]}^T,$

其中z₁，z₂，z₃，z₄为接收方D分别在第一、第二、第三、第四时隙收到的来自发送方S的信号，y₁，y₂为接收方D收到的来自中继R₁和R₂的归一化信号，[ ]^T代表向量的转置，并且向量Y满足下面的关系式： 

Y＝MX+N                           (13) 

其中，M是信道矩阵， $M=\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& A^{*}\\ B& -C\\ C^{*}& B^{*}\\ 0& -A\\ A^{*}& 0\end{array}\right],$ $X=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2^{*}\end{array}\right],$

$N={\left[\begin{array}{cccccc}{n}_{d1}& n_{d2}^{*}& \frac{\mathrm{\α}\sqrt{E_{\mathrm{rd}}}}{\mathrm{\ω}}(h_{r_{1}d}{n}_{r_{1}1}-h_{r_{2}d}{n}_{r_{2}2})+\frac{1}{\mathrm{\ω}}{n}_{d3r}& \frac{\mathrm{\α}\sqrt{E_{\mathrm{rd}}}}{\mathrm{\ω}}(h_{r_{1}d}^{*}{n}_{r_{1}2}^{*}+h_{r_{2}d}^{*}{n}_{r_{2}1})+\frac{1}{\mathrm{\ω}}{n}_{d4r}^{*}& n_{d3}& n_{d4}^{*}\end{array}\right]}^T$

$A=\sqrt{E_{\mathrm{sd}}}{h}_{\mathrm{sd}},$ $B=\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\ω}}\sqrt{E_{\mathrm{rd}}{E}_{\mathrm{sr}}}{h}_{r_{1}d}{h}_{{\mathrm{sr}}_1},$ $C=\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\ω}}\sqrt{E_{\mathrm{rd}}{E}_{\mathrm{sr}}}{h}_{r_{2}d}{h}_{{\mathrm{sr}}_2}^{*};$

(7c)接收方D对(7b)中的信号向量Y左乘上M^H，得到最大比例合并结果为： 

$\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\end{array}\right]=M^{H}Y=M^H\mathrm{MX}+M^{H}N=[2{\left|A\right|}^2+{\left|B\right|}^2+{\left|C\right|}^2]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_1\\ N_2\end{array}\right]---\left(14\right)$

其中，M^H是信道矩阵M的共轭转置， 

$N_1=n_{d1}{A}^{*}+(\frac{\mathrm{\α}\sqrt{E_{\mathrm{rd}}}}{\mathrm{\ω}}(h_{r_{1}d}{n}_{r_{1}1}-h_{r_{2}d}{n}_{r_{2}2})+\frac{1}{\mathrm{\ω}}{n}_{d3r})B^{*}+(\frac{\mathrm{\α}\sqrt{E_{\mathrm{rd}}}}{\mathrm{\ω}}(h_{r_{1}d}^{*}{n}_{r_{1}2}^{*}+h_{r_{2}d}^{*}{n}_{r_{2}1})+\frac{1}{\mathrm{\ω}}{n}_{d4r}^{*})C+n_{d4}^{*}A$

$N_2=n_{d2}^{*}A+(\frac{\mathrm{\α}\sqrt{E_{\mathrm{rd}}}}{\mathrm{\ω}}(h_{r_{1}d}{n}_{r_{1}1}-h_{r_{2}d}{n}_{r_{2}2})+\frac{1}{\mathrm{\ω}}{n}_{d3r}){(-C)}^{*}$

$+(\frac{\mathrm{\α}\sqrt{E_{\mathrm{rd}}}}{\mathrm{\ω}}(h_{r_{1}d}^{*}{n}_{r_{1}2}^{*}+h_{r_{2}d}^{*}{n}_{r_{2}1})+\frac{1}{\mathrm{\ω}}{n}_{d4r}^{*})B+n_{d3}{(-A)}^{*}$

(7d)接收方D将星座图中的所有信号点分别与(7c)中得到的Y₁和Y₂进行欧氏距离比较，并找出同Y₁和Y₂距离最小的信号点，得到译码结果 

和 

其中，G为信号星座图中所有信号点的集合， 

为星座图中的某一个信号点，d(m，n)为计算m和n两者间的欧氏距离，

表示所有元素的最小值。 

本发明的效果还可结合以下仿真结果进一步说明： 

A.仿真条件 

A1)噪声功率为1； 

A2)信道为瑞利衰落信道； 

A3)路径损耗正比于距离的负指数，即Ω_i∝d^-α  ，其中α＝4； 

A4)发送方S和接收方D之间的距离归一化为1； 

B.仿真内容： 

B1)在中继R₁和R₂到发送方的距离为d₁＝0.2，到接收方的距离为d₂＝0.9时，将本发明方法与现有的基于正交信道分配以及非正交信道分配方法的误符号率进行对比，结果如图5所示； 

B2)在中继R₁和R₂到发送方的距离为d₁＝0.9，到接收方的距离为d₂＝0.2时，将本发明方法与现有的基于正交信道分配以及非正交信道分配方法的误符号率进行对比，结果如图6所示； 

B3)将本发明方法与现有的基于正交信道分配以及非正交信道分配方法的频谱效率进行对比，结果如图7所示。 

C.仿真结果： 

图5给出了在中继R₁和R₂到发送方的距离为d₁＝0.2，到接收方的距离为d₂＝0.9时， 本发明以及现有两种方法的误符号率相对于信噪比的性能曲线，从图5中可以看出，本发明同现有基于正交信道分配的协作传输方法的误符号率一样，小于现有基于非正交信道分配的协作传输方法的误符号率； 

图6给出了在中继R₁和R₂到发送方的距离为d₁＝0.9，到接收方的距离为d₂＝0.2时，本发明以及现有两种方法的误符号率相对于信噪比的性能曲线，从图6中可以看出，本发明的误符号率介于现有基于正交信道分配和基于非正交信道分配的协作传输方法之间； 

图7给出了本发明以及现有两种方法的频谱效率相对于信噪比的性能曲线，从图7中可以看出，本发明的频谱效率介于现有基于正交信道分配和基于非正交信道分配的协作传输方法之间。 

综上所述，本发明同现有基于非正交信道分配的协作传输方法相比，提高了系统的误符号率；同现有基于正交信道分配的协作传输方法相比，有更优的频谱效率，从而在误符号率和频谱效率两者之间达到了性能的折衷，同时兼顾到通信系统的可靠性和有效性。 

Claims (2)

1.一种基于准正交信道分配，即两个中继在相同信道上传输，而发送方S在同两个中继正交的信道上传输的分布式Alamouti编码协作传输方法，包括如下步骤：

（1）设定一个发送方S，两个中继R₁、R₂以及一个接收方D，以构成通信系统，并将该系统的一个传输周期划分为四个时隙；

（2）发送方S在第一时隙和第二时隙连续广播两个映射到星座图的信号x₁和x₂；

（3）中继R₁、R₂以及接收方D在第一时隙和第二时隙分别接收来自发送方S的信号，且中继R₁、R₂在第三时隙和第四时隙对收到的信号按如下步骤进行转发；

（3a）中继R₁对其在第一时隙和第二时隙收到的信号

和乘以放大倍数α，得到

和

同时中继R₂对其在第一时隙和第二时隙收到的信号

和

也乘以放大倍数α，得到

和

其中 $\mathrm{\α}=\frac{1}{\sqrt{2}\sqrt{E_{\mathrm{sr}}{\mathrm{\Ω}}_1+N_0}},$ E_sr为发送方S到中继R₁和R₂的发送功率，Ω₁为发送方S到中继R₁和R₂的信道衰落系数的方差，N₀为加性高斯白噪声的方差；

（3b）在第三时隙，中继R₁和R₂在相同的信道上分别向接收方D发送信号

和()*为取复共轭；

（3c）在第四时隙，中继R₁和R₂在相同的信道上分别向接收方D发送信号

和

（4）在第三时隙和第四时隙，发送方S在与两个中继正交的信道上分别向接收方D发送信号

和

（5）接收方D对接收到的来自中继R₁、R₂以及发送方S的信号进行最大似然译码。

2.根据权利要求1所述的方法，其中步骤（5）所述的接收方D对接收到的来自中继R₁、R₂以及发送方S的信号进行最大似然译码，按如下步骤进行：

（5a）接收方D对其在第三时隙和第四时隙收到的来自中继R₁、R₂的信号y_1r和y_2r除以归一化因子ω，得到归一化信号y₁和y₂：

$y_1=\frac{1}{\mathrm{\ω}}{y}_{1r}$

$y_2=\frac{1}{\mathrm{\ω}}{y}_{2r}$

其中 $\mathrm{\ω}=\sqrt{E_{\mathrm{rd}}({\left|h_{r_{1}d}\right|}^2+{\left|h_{r_{2}d}\right|}^2/2(E_{\mathrm{sr}}{\mathrm{\Ω}}_1+N_0))+1},$ E_rd为中继R₁，R₂到接收方D的发送功率，E_sr为发送方S到中继R₁，R₂的发送功率，和

分别为中继R₁和R₂到接收方D的信道衰落系数；

（5b）接收方D将四个时隙收到的所有信号构成如下向量形式：

$Y={\left[\begin{array}{cccccc}{z}_1& z_2^{*}& y_1& y_2^{*}& z_3& z_4^{*}\end{array}\right]}^T,$

其中z₁，z₂，z₃，z₄为接收方D分别在第一、第二、第三、第四时隙收到的来自发送方S的信号，y₁，y₂为接收方D收到的来自中继R₁和R₂的归一化信号，[]^T代表向量的转置；

（5c）接收方D对（5b）中的向量Y左乘上M^H，得最大比例合并结果为：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\end{array}\right]=M^{H}Y,$

其中,M^H是信道矩阵M的共轭转置， $M=\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& A^{*}\\ B& -C\\ C^{*}& B^{*}\\ 0& -A\\ A^{*}& 0\end{array}\right],$

$B=\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\ω}}\sqrt{E_{\mathrm{rd}}{E}_{\mathrm{sr}}}{h}_{r_{1}d}{h}_{{\mathrm{sr}}_1},$ $C=\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\ω}}\sqrt{E_{\mathrm{rd}}{E}_{\mathrm{sr}}}{h}_{r_{2}d}{h}_{{\mathrm{sr}}_2}^{*},$ E_sd发送方S到接收方D的发送功率，h_sd为发送方S到接收方D的信道衰落系数，α为中继R₁和R₂处的放大倍数，ω为接收方D处的归一化因子，

和

分别为发送方S到中继R₁和R₂的信道衰落系数；

（5d）接收方D将星座图中的所有信号点分别与（5c）中得到的Y₁和Y₂进行欧氏距离比较，并找出同Y₁和Y₂距离最小的信号点，得到译码结果

和

${\tilde{x}}_1=\arg \underset{{\tilde{x}}_i\∈G}{\min }d(Y_1,{\tilde{x}}_i),$

${\tilde{x}}_2=\arg \underset{{\tilde{x}}_i\∈G}{\min }d(Y_2,{\tilde{x}}_i),$

其中，G为信号星座图中所有信号点的集合，为星座图中的某一个信号点，d(m，n)为计算m和n两者间的欧氏距离，

表示所有元素的最小值。

Images