CN101944848B

CN101944848B - 改善动态负载调节的多模调制器及方法

Info

Publication number: CN101944848B
Application number: CN2010102309168A
Authority: CN
Inventors: 贝赫扎德·穆赫塔斯米; 张艾伦
Original assignee: Alpha and Omega Semiconductor Inc
Current assignee: Alpha and Omega Semiconductor Cayman Ltd
Priority date: 2009-07-07
Filing date: 2010-07-06
Publication date: 2013-11-06
Anticipated expiration: 2030-07-06
Also published as: TW201102780A; US7872546B1; US20110006853A1; TWI427453B; CN101944848A

Abstract

本发明提出了一种用于驱动功率输出级的双模调制器，其中双模调制器具有串联的高端功率FET以及低端功率FET。双模调制器包括一个在PWM频率下运行的PWM调制器，以及一个PFM调制器，用于控制功率输出级。为了改善双模调制器的动态负载调节，可以在双模调制器上加载一个动态倍频器，以便在PFM-至-PWM模式渡越周期内，从正常的工作频率中提升PWM频率。其次，还可以加载一个动态转换速率提升器，在模式渡越周期内，从PWM调制器正常的工作转换速率中提升其误差放大器的转换速率。最后，可以加载一个动态关闭逻辑电路，用于在模式渡越周期内关闭低端功率FET。

Description

改善动态负载调节的多模调制器及方法

技术领域

本发本发明主要涉及电路领域，更确切地说，本发明是关于一种功率整流器的系统设计。

背景技术

功率整流器是大多数电子产品和系统重要的基础组成部分。对功率整流器的一个基本要求就是高功率转换效率，作为输出功率的一部分，用输入功率测量。

图1A、图1D和图1E表示一种原有技术的脉宽调制（PWM）-脉冲频率调制（PFM）双模调制器1，及其一些性能特点，例如，功率转换效率（图1D）以及随着其负载电流的大幅增长，动态负载调节（图1E）。原有技术的PWM-PFM双模调制器1将不稳定的电源电压V_输入转换成功率，并通过功率输出级2，将带有负载电流I_负载的稳定的输出电压V_输出，穿过一个外部负载（图中没有表示出），传输到接地功率P_GND。功率输出级2具有多个高端和低端开关功率晶体管，在开关电压节点V(Lx)处，在输出电压V_输出下传输所需的负载电流I_负载。功率输出级2也为原有技术的PWM-PFM双模调制器1，传感和提供输出电压V_输出和负载电流I_负载，使其确保输出电压V_输出稳定。

注意：原有技术的PWM-PFM双模调制器1可以选择激活PFM调制器30或PWM调制器10，以实现输出电压稳定。尽管本领域的技术人员已经掌握PFM调制器30和PWM调制器10的内部详细结构，但仍有必要说明PWM调制器10具有一个PWM-反馈控制回路11以及一个误差放大器（E/A）电路12。因此，PWM-回路响应速度遵循E/A的转换速率。

图1B和图1C分别表示固定频率转换器和可变频率转换器的内部功率损失以及负载电流I_负载特点的变化关系。例如，PWM调制器10为一个固定频率转换器，而PFM调制器30为一个可变频率转换器。总的内部调制器功率损耗由以下三部分构成：开关损耗、传导损耗以及固定损耗。在固定频率转换器中，开关损耗与I_负载保持一致，但在可变频率转换器中，开关损耗与I_负 _载成比例。对于这两种类型的转换器，传导损耗和固定损耗大致相同，传导损耗与I_负载成比例，而固定损耗在这些示例中微不足道。因此，在高I_负载不断增长时，PWM调制器的功率损耗的增幅要小于PFM调制器的功率损耗的增幅，在低I_负载不断减小时，反之亦然。因此，如图1D所示，在低I_负载下（例如当笔记本电脑待机时），原有技术的PWM-PFM双模调制器1将为它的PFM调制器30供能，使其在PFM模式下驱动功率输出级2，同时保持其PWM调制器10处于关闭状态，以保存能量。另一方面，在高I_负载下，原有技术的PWM-PFM双模调制器1将为它的PWM调制器10供能，使其在PWM模式下驱动功率输出级2，同时保持其PFM调制器30处于关闭状态，以保存能量。这样一来，原有技术的PWM-PFM双模调制器1将在整个I_负载范围内，获得很高的功率转换效率（如图1D的实线）。另外，PWM是一种普遍适用的标准，许多设计应用都是在PWM模式下工作的。但是，如果原有技术的PWM-PFM双模调制器1要在整个I_负载范围内，都能在PWM模式下工作的话，就会受到低于160mA的I_负载以下、不断降低的功率转换效率（如图1D的虚线）的干扰。

原有技术的PWM-PFM双模调制器1的另一个性能特点在于，图1E表示随着其I_负载（在t₀时刻，0-300mA）的大幅增长，其动态负载调节的一个示例。在t₀时刻之前，原有技术的PWM-PFM双模调制器1已经在正常的PFM模式下运行了。在t₀时刻和t₃时刻之间，原有技术的PWM-PFM双模调制器1必须迅速关闭其PFM调制器30，打开其PWM调制器10并运转，一直到再次到达t₃时刻时，它都能在正常的PWM模式下稳定运行。当PWM调制器10需要一定的时间来开启和稳定运行时（参见在t₀、t₁和t₂期间，V(Lx)与时间的关系图），输出电压V_输出(t)在t₂时，已经受到来自其1.8V的正常调节等级，多达～300mV的巨大的瞬态压降的干扰。尽管这种V_输出(t)压降仅持续大约30毫秒，但是许多由它供电的敏感的电子器件仍然不能接受这种压降。因此，十分有必要通过降低V_输出(t)压降，并缩短原有技术的PWM-PFM双模调制器1的PFM-至-PWM的模式渡越周期，改善其动态负载调节。

发明内容

提出了一种用于控制功率输出级的多模调制器。功率输出级具有一个高端功率FET，在功率输出节点处，串联到一个低端功率FET上，通过输出电容器C_输出，交替接地。尽管高端功率FET和低端功率FET分别由多模调制器驱动，但是它们在外部负载和接地端上，产生一个带有负载电流I_负载的输出电压V_输出。该多模调制器包括：

一个在PWM-频率下工作的PWM调制器，用于在PWM模式下，控制功率输出级。该PWM调制器具有带有误差放大器（E/A）的PWM-反馈控制回路，PWM-回路响应速度遵循E/A的转换速率。

至少一个非脉宽调制（NPWM）调制器，用于在除PWM模式以外的模式下，控制功率输出级。

一个耦合到PWM调制器和NPWM调制器上的模式选择器。当需要在PWM模式下工作时，模式选择器为PWM调制器供电，而使NPWM调制器断电。当需要在NPWM模式下工作时，模式选择器为NPWM调制器供电，而使PWM调制器断电。为了改善多模调制器的动态负载调节，模式选择器包括至少一个以下装置，以便缩短其到达正常PWM运行过程之前的NPWM-至-PWM模式渡越周期：

A、一个动态倍频器，以便在NPWM-至-PWM模式渡越周期内，从其正常工作频率，提升PWM-频率。

B、一个动态转换速率提升器，以便在NPWM-至-PWM模式渡越周期内，从其正常转换速率，提升E/A转换速率。

C、一个动态关闭逻辑电路，用于在NPWM-至-PWM模式渡越周期之内，预设的低端关闭区间中，关闭低端功率FET，以便仅通过负载对C_输出进行功能性放电，而不通过低端功率FET对C_输出无目的地放电。

在一个更加明确的实施例中，模式选择器还在一个最大值约为PWM-倍频周期的范围内，设置低端关闭区间。

在另一个更加明确的实施例中，模式选择器还在一个最大值约为E/A转换速率提升的范围内，设置低端关闭区间。

在一个更加明确的实施例中，选择NPWM是为了通过功率输出级，传导低输出功率。在一个特定示例中，NPWM为脉冲频率模式（PFM）调制器。

对于本领域的技术人员，本发明及其各种实施例的这些方面还会在本说明的以下内容中进一步详细介绍。

附图说明

为了更加全面地说明本发明的各种实施例，特附上附图以作参考。但是这些附图仅用作解释说明，并不作为本发明范围的局限。

图1A表示一种原有技术的双模调制器的电路图，其功率转换效率等性能特点如图1D所示；

图1B表示一种固定频率转换器的内部功率损耗与负载电流特点的变化关系；

图1C表示一种可变频率转换器的内部功率损耗与负载电流特点的变化关系；

图1D表示一种原有技术的PWM-PFM双模调制器，当负载电流静态地扫过其整个工作范围时，其功率转换效率与负载电流特点的变化关系；

图1E表示一种原有技术的PWM-PFM双模调制器，随着其负载电流的大幅增加，其动态负载调节；

图2A以及图3为本发明的双模调制器的结构图；

图2B表示将图2A所述的结构图在概念上更加推广的版本；

图4表示本发明的动态关闭逻辑电路的详细结构图；以及

图5将原有技术的PWM-PFM双模调制器与本发明所述的双模调制器的动态负载调节作比较。

具体实施方式

本说明以及所含附图仅用于说明本发明的一个或多个现有的较佳实施例，以及一些附加设备和/或可选实施例。因此本说明和附图仅用于解释说明，并不作为本发明的局限。本领域的技术人员将能轻松掌握变化、修正以及可选方案。这些变化、修正和可选方案也应认为属于本发明的范围。

图2A与图3表示本发明所述的用于控制功率输出级300的双模调制器50的结构图。由于双模调制器50的多处电路图细节都与原有技术的PWM-PFM双模调制器1的类似，因此对于本领域的技术人员而言，双模调制器50的这些电路图细节应已掌握，在此不再赘述。

功率输出级300由源电压V_输入供电，并具有一个高端功率FET302，在功率输出节点303处串联到低端功率FET304上。功率输出节点303通过电感309和输出电容C_输出305，依次连接到接地端308上。高端功率FET302和低端功率FET304都由双模调制器50驱动，在整个外部负载306上，产生带有负载电流I_负载的输出电压V_输出。通过外部负载（LOAD）306，连接一个V_输出-传感网络307，以便产生与V_输出成比例的信号。

双模调制器50含有一个在PWM-频率下运行的PWM调制器（脉宽调制器）80，以便在PWM模式下控制功率输出级300。PWM调制器80具有一个PWM-反馈控制回路82。PWM-反馈控制回路82具有一个PWM振荡器84、一个PWM比较器88以及一个误差放大器（E/A）电路12（参见V_输出-传感网络307），以便在PWM控制模式下，可控地切换功率输出级300，将V_输出稳定在预设的等级附近。双模调制器50还包括一个在可变PFM-频率下运行的PFM调制器120，用于在PFM模式下控制功率输出级300。双模调制器50还包括负载电流和电压的传感模块62、以及模式选择器74。负载电流和电压的传感模块62，通过与功率输出节点303和电流传感元件60的连接，对功率输出级300最终产生的I_负载和V_输出进行传感。模式选择器74包括一个主控制逻辑52，根据负载电流和电压的传感模块62的输出，选择对PWM调制器80供电，还是对PFM调制器120供电。模式选择器74还包括一个高端驱动70和一个低端驱动72，用于驱动功率输出级300。

当主控制逻辑52决定对PWM调制器80供电时，为了节能并且避免产生信号重叠，它会将PFM调制器120保持在关闭状态。同样地，当主控制逻辑52决定对PFM调制器120供电时，为了节能并且避免产生信号重叠，它会将PWM调制器80保持在关闭状态。

如图3所示，为了改善双模调制器的动态负载调节，可以在模式选择器74上加载各种机械装置，以便缩短其到达正常PWM运行过程之前的PFM-至-PWM模式渡越周期。尽管此图所示的输出电路为同步压型转换器，但是这些机械结构也可以用于任何其他电路，例如降压型、升压型、降压-升压型、返驰式、半桥和全桥式以及同步或非同步电路。图2B表示将图2A所述的结构图在概念上更加推广一下，其中的PWM/PFM振荡器80、120连接到驱动380总输出电路381上，总输出电路381包含晶体管、储能元件（例如电容、电感），并具有输入电压V_输入和输出电压V_输出。如上所述，输出电路381可以是一种降压型、升压型、降压-升压型、返驰式、半桥或全桥式、同步或非同步电路等。

参见图1E，瞬态输出电压V_输出(t)的剧烈压降的主要原因在于，PWM调制器10的开启和起动的延迟。由于起动延迟与PWM的工作频率成反比，因此，在模式选择器74上加载一个动态倍频器85，耦合到PWM振荡器84上，用于在PFM-PWM模式渡越周期内的正常工作频率上，暂时性地升高PWM-频率。作为一个相关的实施例，可以通过对比带有偏离其正常工作值的预设阈值的V_输出，来描述PFM-至-PWM的模式渡越周期。

由于起动延迟与PWM的回路响应速度成反比，并且回路响应速度遵循误差放大电路12的转换速率，因此，在模式选择器74上加载一个动态转换速率提升器13，耦合到误差放大电路12上，用于在PFM-PWM模式渡越周期内的正常工作频率上，暂时性地升高E/A的转换速率。

由于电容器305上储存的能量可以在PWM调制器起动时，通过低端功率FET304到接地端308来消耗，因此，在模式选择器74上加载一个动态关闭逻辑电路310，耦合到低端功率FET304上，以便在PFM-至-PWM模式渡越周期内预设的低端关闭间隔时，暂时性地关闭低端功率FET304。按照这种方法，仅通过外部负载306对输出电容器C_输出305进行功能性放电，而不通过低端功率FET304对C_输出305无目的地放电。图4表示动态关闭逻辑电路310的一个更加详细的结构图。注意，为了简化，图2A所示的高端驱动70和低端驱动72，都用一个单模块高端＋低端驱动73表示。动态关闭逻辑电路310具有一个动态关闭计时器310a，以及一个逻辑与门311并联在一起，驱动低端功率FET304。逻辑与门311具有两个输入端311a和311b，分别由高端＋低端驱动73和动态关闭计时器310a驱动。在双模调制器50的正常工作状态下，通过动态关闭计时器310a，将输入端311b保持在逻辑高水平，因此在逻辑上，低端功率FET304是由高端＋低端驱动73通过输入端311a驱动。但是，在PFM-至-PWM模式渡越周期内，主控制逻辑52触发动态关闭计时器310a，使其暂时性地提高输入端311b的低水平，无论高端＋低端驱动73中的输入端311a处于什么逻辑态，都保持低端功率FET304处于关闭状态。在一个典型的实施例中，动态关闭计时器310a可以在一个最大值约为PWM-倍频周期的范围内，设置低端关闭区间。也可选择，动态关闭计时器310a在一个最大值约为E/A转换速率提升的范围内，设置低端关闭区间。

按照本发明的上述多个实施例的思路，图5表示，在t₀时刻发生很大的I_负载步阶时，原有技术的PWM-PFM双模调制器的动态负载调节与本发明所述的双模调制器的动态负载调节的不同之处。轻负载（时刻<t₀）时，正常的V_输出约为1.84V。在PFM-至-PWM模式渡越周期内，在t₂时刻附近，原有技术的320压降多达400mV（22％），但本发明的340压降仅为150mV（8％），极大地改善了动态负载调节。更加令人欣喜的是，这种改善的实现并不需要额外的大输出电容C_输出。

本文提出了一种双模调制器，作为一个功率转换器，用于改善动态负载调节。尽管本文是将本发明用于同步压型转换器，功率转换开关式调节器也可以用于降压型、升压型、降压-升压型、返驰式、半桥和全桥式以及同步或非同步等多种电路结构。本领域的技术人员应掌握本发明在各种其他特殊形式中的应用情况，而且本领域的技术人员无需过多实验，就可以实现这些实施例。例如，尽管本发明所述的是一种双模调制器，但是本发明也可以延伸为多模调制器，即PWM模式加上至少一个非-PWM工作模式。例如，非-PWM模式可以包括调幅、脉冲相位调制，或者仅仅是一个单纯的利用模拟电压调节的模拟模式。另一示例为，尽管本发明利用功率转换电路进行说明，但是相同的设计理念也可以用于其他类型的电路，例如信号处理电路。第三个示例为，尽管本发明利用FET晶体管进行说明，但是相同的设计理念也可以用于其他开关，例如双极结型晶体管。鉴于本专利文件，本发明的范围不应仅由上述说明中的典型实施例限定，而应由以下权利要求书限定。在权利要求书等价的意义和范围内的任何和全部修正，都应认为属于本发明的意图和范围。

Claims

1.一种具有至少一个可控晶体管的多模调制器，其特征在于，用于控制功率输出级，该多模调制器包括：

一个在脉宽调制频率下运行的脉宽调制器，用于在脉宽调制模式下控制功率输出级；

至少一个非脉宽调制的调制器，用于在除了脉宽调制模式以外的模式下控制功率输出级；以及

一个耦合到脉宽调制器和至少一个非脉宽调制的调制器上的模式选择器，用于：

当需要在脉宽调制模式下工作时，模式选择器为脉宽调制器供电，而使非脉宽调制的调制器断电；并且

当需要在非脉宽调制模式下工作时，模式选择器为非脉宽调制的调制器供电，而使脉宽调制器断电；

其中模式选择器还含有一个动态倍频器，用于在非脉宽调制至脉宽调制模式渡越周期内，从正常的工作频率中提升脉宽调制频率，从而缩短其到达正常脉宽调制运行过程之前的所述的模式渡越周期。

2.如权利要求1所述的多模调制器，其特征在于，所述的脉宽调制器是由带有误差放大器的脉宽调制反馈控制回路构成的，其中脉宽调制回路响应速度遵循误差放大器的转换速率；并且

所述的模式选择器还由动态转换速率提升器构成，用于从其正常的工作转换速率中提升误差放大器的转换速率，从而缩短其到达正常脉宽调制运行过程之前的所述的非脉宽调制至脉宽调制模式渡越周期。

3.如权利要求2所述的多模调制器，其特征在于，功率输出级具有一个高端晶体管，在功率输出节点处，串联到低端晶体管上，通过一个电感和一个输出电容，依次连接到接地端，以便在由多模调制器分别驱动时，在外部负载和接地端产生输出电压，负载电流流经外部负载和接地端，相应的：

所述的模式选择器还包括一个动态关闭逻辑电路，用于在非脉宽调制至脉宽调制模式渡越周期之内，预设的低端关闭区间中，关闭低端晶体管，以便仅通过负载对输出电容进行功能性放电，而不通过低端晶体管对输出电容无目的地放电。

4.如权利要求3所述的多模调制器，其特征在于，所述的模式选择器还在一个低端关闭区间的最大值为脉宽调制倍频周期的范围内，设置低端关闭区间。

5.如权利要求1所述的多模调制器，其特征在于，功率输出级具有一个高端晶体管，在功率输出节点处，串联到低端晶体管上，通过一个电感和一个输出电容，依次连接到接地端，以便在由多模调制器分别驱动时，在外部负载和接地端产生输出电压，负载电流流经外部负载和接地端，相应的：

6.如权利要求5所述的多模调制器，其特征在于，所述的模式选择器还在一个低端关闭区间的最大值为脉宽调制倍频周期的范围内，设置低端关闭区间。

7.如权利要求1所述的多模调制器，其特征在于，所述的非脉宽调制的调制器为脉冲频率模式调制器。

8.如权利要求1所述的多模调制器，其特征在于，非脉宽调制的调制器用于传输通过功率输出级的低输出功率。

9.一种具有至少一个可控晶体管的多模调制器，其特征在于，用于控制功率输出级，该多模调制器包括：

一个在脉宽调制频率下工作的脉宽调制器，用于在脉宽调制模式下，控制功率输出级，所述的脉宽调制器具有带有误差放大器的脉宽调制反馈控制回路，脉宽调制回路响应速度遵循误差放大器的转换速率；

至少一个非脉宽调制的调制器，用于在除脉宽调制模式以外的模式下，控制功率输出级；以及

一个耦合到脉宽调制器和至少一个非脉宽调制的调制器上的模式选择器，用于

其中模式选择器还含有一个动态转换速率提升器，用于在非脉宽调制至脉宽调制模式渡越周期内，从正常的工作转换速率中提升误差放大器转换速率，从而缩短其到达正常脉宽调制运行过程之前的所述的模式渡越周期。

10.如权利要求9所述的多模调制器，其特征在于，功率输出级具有一个高端晶体管，在功率输出节点处，串联到低端晶体管上，通过一个电感和一个输出电容，依次连接到接地端，以便在由多模调制器分别驱动时，在外部负载和接地端产生输出电压，负载电流流经外部负载和接地端，相应的：

11.如权利要求10所述的多模调制器，其特征在于，所述的模式选择器还在一个低端关闭区间的最大值为误差放大器转换速率提升的周期范围内，设置低端关闭区间。

12.一种用于控制功率输出级的多模调制器，其特征在于，具有一个高端晶体管，在功率输出节点处，串联到低端晶体管上，通过一个电感和一个输出电容，依次连接到接地端，以便在由多模调制器分别驱动时，在外部负载和接地端产生输出电压，负载电流流经外部负载和接地端，该多模调制器包括：

其中所述的模式选择器还包括一个动态关闭逻辑电路，用于在非脉宽调制至脉宽调制模式渡越周期之内，预设的低端关闭区间中，关闭低端晶体管，以便仅通过负载对输出电容进行功能性放电，而不通过低端晶体管对输出电容无目的地放电。

13.一种用于缩短控制功率输出级的多模调制器的模式渡越周期的方法，其特征在于，该多模调制器具有至少一个可切换的功率式非脉宽调制的调制器，用于在非脉宽调制模式下为功率输出级供电，以及一个带有正常工作频率的可切换的功率脉宽调制器，用于在脉宽调制模式下为功率输出级供电，该方法包括：

当需要在脉宽调制模式下工作时，为脉宽调制器供电，而使至少一个非脉宽调制的调制器断电；

当需要在非脉宽调制模式下工作时，为非脉宽调制的调制器供电，而使脉宽调制器断电；并且

当需要从非脉宽调制模式切换到脉宽调制模式时，在随后的非脉宽调制至脉宽调制模式渡越周期内，从所述的正常工作频率提升脉宽调制频率，从而缩短周期。

14.一种用于缩短控制功率输出级的多模调制器的模式渡越周期的方法，其特征在于，该多模调制器具有至少一个可切换的功率式非脉宽调制的调制器，用于在非脉宽调制模式下为功率输出级供电，以及一个带有正常工作频率的可切换的功率脉宽调制器，用于在脉宽调制模式下为功率输出级供电，脉宽调制器是由带有误差放大器的脉宽调制反馈控制回路构成的，其中脉宽调制回路响应速度遵循误差放大器的转换速率，该方法包括：

15.一种用于缩短控制功率输出级的多模调制器的模式渡越周期的方法，其特征在于，该多模调制器具有一个高端晶体管，在功率输出节点处，串联到低端晶体管上，通过一个输出电容，依次连接到接地端，以便在由多模调制器分别驱动时，在外部负载和接地端产生输出电压，负载电流流经外部负载和接地端，该多模调制器具有至少一个可切换的功率式非脉宽调制的调制器，用于在非脉宽调制模式下为功率输出级供电，以及一个带有正常工作频率的可切换的功率脉宽调制器，用于在脉宽调制模式下为功率输出级供电，该方法包括：

当需要从非脉宽调制模式切换到脉宽调制模式时，在非脉宽调制至脉宽调制模式渡越周期之内，关闭低端晶体管，以便仅通过负载对输出电容进行功能性放电，而不通过低端晶体管对输出电容无目的地放电，从而改善了负载调节。