CN101908937A - 下行分布式mimo-ofdm系统中的信号检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于下行分布式MIMO-OFDM系统的信号检测方法，主要解决从不同发射天线发射的信号到达移动台所经历的信道传播时延不相同的问题。其实现过程是：通过信道状态信息参考符号CSI-RS或系统同步模块，测量出不同天线发射信号到达用户的时延差τ；移动台根据发射信号到达用户的时延差τ是否大于传输OFDM符号的循环前缀，将接收到的信号表示成不同的形式；针对不同的表示形式应用不同的检测方法对接收到的信号进行检测，得到发射的符号。本发明能够使系统在不使用扩展的CP，不增加TA复杂度的基础上，在不同信道传播时延的情况下，均能获得较好的检测性能。

Description

下行分布式MIMO-OFDM系统中的信号检测方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及信号检测方法，可用于下行分布式多入多出天线正交频分复用MIMO-OFDM系统中对信号的检测。

背景技术

多入多出MIMO系统可以创造出多个并行的空间信道，通过这些并行空间信道独立地传输信息，数据率必然可以成倍提高。经证明MIMO系统的容量随最小天线数的增加而近似线性增加，因此MIMO系统能最大程度地利用无线信道的信道容量，实现高速可靠通信，但是MIMO系统却无法对抗频率选择性衰落。

正交频分复用OFDM系统能够有效地对抗多径传播引起的频率选择性衰落，将MIMO和OFDM技术结合起来，即构成MIMO-OFDM系统，既能弥补MIMO系统的不足，又能发挥OFDM的优势。

分布式天线技术将传统基站集中在一起的天线，通过光纤/同轴电缆延伸到较大范围以减小通信盲区，这实质上是一种宏分集，它能够有效地对抗传播电波受到的阴影衰落损耗。同时，天线的分布化结构，既可以使得收发天线间链路更加独立，收发天线间的空间相关性更弱，达到更高的系统容量，又能有效缩短信号的接入距离，降低对发射信号的功率要求。

分布式MIMO就是在这样的背景下，将传统点对点MIMO的集中式天线结构采用分布式天线技术得到的一种新型的通信结构。与集中式MIMO相比，分布式MIMO收发天线间的各链路更加独立，各收发天线间的空间相关性更弱，分布式MIMO无线通信系统能达到更高的系统容量；而且由于天线分布于小区中的不同地理位置，提高了小区的覆盖率。

分布式MIMO-OFDM系统中，基站天线分布于不同的地理位置，造成从不同的基站天线到移动台的距离不同。因此在分布式MIMO-OFDM的下行链路中，从不同发射天线发射的信号到达移动台所经历的信道传播时延也不相同。

目前，解决这个问题的方法是引入扩展的循环前缀(extended CP)。例如，华为及中国移动CMCC等公司在3GPP第55次会议上提出的提案，Analysis on uplink/downlink time delay issue for distributed antenna system(提案号R1-084336)。该提案提出可以通过引入extended CP来消除不同发射天线发射的信号到达移动台所经历的信道传播时延不同所带来的符号间干扰。但是，这种方法会带来额外的系统开销，进而降低了系统的容量。

此外，华为公司还在文章“Analysis into Timing Advance Issue in CoMP Systems”中提出，可以根据最近的接入点AP来调整Timing Advance(TA)，消除这种不同发射天线发射的信号到达移动台所经历的信道传播时延，但是这种方法，大大增加了TA的复杂度。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提出一种下行分布式MIMO-OFDM系统中的信号检测方法，使其在不增加系统的额外开销和不增加TA复杂度的情况下，根据不同发射天线发射的信号到达移动台的不同的信道传播时延对接收信号进行检测。

为实现上述目的，本发明包括如下步骤：

(1)通过信道状态信息参考符号CSI-RS或系统同步模块，测量出不同天线发射信号到达用户的时延差τ；

(2)移动台判断时延差τ是否大于传输OFDM符号的循环前缀；

(3)当时延差τ小于传输OFDM符号的循环前缀时，将接收到的信号表示为接收向量：

其中E_s为总的发射功率，M_T为发射天线数，H为M_R×M_T维的信道矩阵，M_R为接收天线数，b为M_T×1的发射向量，n为M_R×1的加性复高斯白噪声向量；当时延差τ大于传输OFDM符号的循环前缀时，从符号时隙0到S-1在第j个接收天线上进行匹配滤波，S表示每根天线上发射的符号数，将匹配滤波后得到的信号表示为：

其中，H_j表示M_T个发射天线到第j个接收天线在符号时隙0到S-1的信道矩阵，b′为从符号时隙0到S-1的发射向量，

为由不同发射天线发射的信号到达移动台的信道传播时延引入的相关矩阵，n′为加性复高斯白噪声向量；

(4)当时延差τ小于传输OFDM符号的循环前缀时，利用接收向量：

对接收信号进行最小均方误差检测，得到发射的符号；当时延差τ大于传输OFDM符号的循环前缀时，利用匹配滤波后的接收信号表达式：

先对M_R根接收天线上接收到的信号进行最大比值合并，再进行迫零检测，得到发射的符号。

本发明与现有技术相比具有的优点：

本发明由于通过移动台判断CSI-RS或系统同步模块测量的不同天线发射信号到达用户的时延差τ是否大于传输OFDM符号的循环前缀，将接收到的信号表示成不同的形式，进而针对不同的表示形式应用不同的检测方法对接收到的信号进行检测，得到发射的符号，因而可以在不使用extended CP，不增加TA复杂度的情况下，仍然能够获得比较好的信号检测性能。

仿真表明，本发明提出的检测方法，在不使用extended CP，不增加TA复杂度的情况下所获得的误码率与使用extended CP或根据最近的AP来调整TA所获得的误码率基本相同。

附图说明

图1是本发明的流程示意图；

图2是用本发明在不同发射天线发射的信号到达移动台所经历的信道传播时延大于及小于传输OFDM符号CP情况下的仿真结果图。

具体实施方式

参见图1，本发明下行分布式MIMO-OFDM信号检测方法，实现步骤如下：

步骤1，通过CSI-RS或系统同步模块，测量出不同天线发射信号到达用户的时延差τ。

时延差τ的测量，主要是针对不同发射天线的CSI-RS或导频的不同，通过计算不同发射天线的CSI-RS或导频的到达时间差来实现。

步骤2，移动台根据时延差τ的大小确定接收到信号的表示方式。

2a)移动台将时延差τ与系统规定的OFDM符号的循环前缀长度作比较，若时延差τ小于传输OFDM符号的循环前缀时，将接收到的信号表示为接收向量：

其中E_s为总的发射功率，M_T为发射天线数，H为M_R×M_T维的信道矩阵，M_R为接收天线数，b为M_T×1的发射向量，n为M_R×1的加性复高斯白噪声向量；

2b)移动台将时延差τ与系统规定的OFDM符号的循环前缀长度作比较，若时延差τ大于传输OFDM符号的循环前缀，从符号时隙0到S-1在接收天线j上进行匹配滤波，S为每根天线上发射的符号数，匹配滤波后得到的信号可表示为

其中， $Y_j={(y_j^T\left(0\right),y_j^T\left(1\right),\·\·\·,y_j^T(S-1))}^T,$

m＝0，1，...，S-1，y_j，k(m)为第j个接收天线对应发射天线k在第m个发射符号对应时隙内的匹配器采样输出；

H_j表示M_T个发射天线到第j个接收天线在符号时隙0到S-1的信道矩阵，H_j＝diag{h_j(0)，h_j(1)，…，h_j(S-1)}，式中

m＝0，1，...S-1，α_j，k(m)为发射天线k在第m个发射符号期间到接收天线j的信道衰落因子；

b′＝(b′^T(0)，b′^T(1)，…b′^T(S-1))，它为从符号时隙0到S-1的发射向量；

m＝0，1，...S-1，

为第k个发射天线第m个符号持续时间内发射的符号，(·)^T表示向量的转置；

n′为加性复高斯白噪声向量，

m＝0，1，...，S-1，表示第j个接收天线在第m个发射符号对应时隙内接收到的对应于发射天线k的噪声；

为由不同发射天线发射的信号到达移动台的信道传播时延引入的相关矩阵，

其中R_j(m-q)是M_T×M_T的互相关矩阵，其元素为R_j，k，l(m-q)，表示来自第k个发射天线的第q个发射符号与来自第l个发射天线的第m个发射符号的相关值，

$R_{j,k,m}(m-q)={\∫}_{m{T}_s+{\mathrm{\τ}}_{j,m}}^{(m+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_{j,m}}g(t-q{T}_s-{\mathrm{\τ}}_{j,k})g^{*}(t-m{T}_s-{\mathrm{\τ}}_{j,l})\mathrm{dt}$

g(t-qT_s-τ_j，k)表示第k根发送天线发送的第q个符号到第j根接收天线的基带波形，g(t-mT_s-τ_j，l)表示第l根发送天线发送的第m个符号到第j根接收天线的基带波形，g为发射天线的等效复基带波形，在这里取为一系列正交的子载波p＝1，2，…2^M，M＝6，7，...11，

f_p表示第p个子载波的频率，t表示时间，T_s是一个数据符号的周期，τ_j，k表示第k个发射天线发射的信号到达第j个接收天线的总时延，τ_j，l表示第l根发射天线发射的信号到达第j个接收天线的总时延，g^*(·)表示对函数g(·)取共轭。

步骤3，根据不同时延差情况下接收信号的表示形式，对接收信号进行检测。

3a)当时延差τ小于传输OFDM符号的循环前缀时，利用接收向量：

对接收信号进行进行最小均方误差检测，该最小均方误差检测是用一个滤波矩阵w^Hermite与接收向量y相乘，使得检测到的信号与接收信号的均方误差最小，即

$\hat{s}=w^{\mathrm{Hermite}}y$

$w^{\mathrm{Hermite}}=\sqrt{\frac{M_T}{E_s}}{(H^{\mathrm{Hermite}}H+\frac{M_T}{\mathrm{\ρ}}{I}_{M_T})}^{-1}{H}^{\mathrm{Hermite}}$

其中

表示检测到的信号向量，w是一个M_R×M_T的线性联合系数矩阵，E_s为总的发射功率，M_T为发射天线数，H为M_R×M_T维的信道矩阵，ρ表示平均信噪比，

表示M_T阶的单位矩阵，(·)^Hermite表示矩阵的共轭转置；

3b)当时延差τ大于传输OFDM符号的循环前缀时，利用接收向量：

对发送的符号进行检测：

3b1)对所有接收天线上接收到的信号向量进行最大比值合并，合并得到的向量为：

$Z=\underset{j=1}{\overset{M_R}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j^{\mathrm{Hermite}}{Y}_j$

其中，Z表示合并后的信号向量，H_j表示M_T个发射天线到第j个接收天线在符号时隙0到S-1的信道矩阵，b′为从符号时隙0到S-1的发射向量，

为由不同发射天线发射的信号到达移动台的信道传播时延引入的相关矩阵，M_R为接收天线数，n′为加性复高斯白噪声向量；

3b2)对合并得到的信号向量Z使用迫零检测算法恢复M_T个发射天线发射的S*M_T个符号，S表示每根天线发送的符号数，得到发送信号为：

其中，(·)^↑表示矩阵的伪逆。

本发明的效果可以通过仿真进一步说明：

1.仿真环境，见表1

表1：仿真环境

发射天线数	2
		接收天线数	2
信道模型	瑞利信道
		调制方式	四相相移键控QPSK
OFDM子载波数	64
		CP长度	16
发送符号数	500

2.仿真内容及结果：

基于表1设置的仿真参数在瑞利信道不同信噪比下，针对不同的天线到移动台时延差对系统的误码率进行了仿真，仿真结果如图2所示，其中图2a为时延差小于OFDM符号循环前缀时的误码率曲线，图2b为时延差大于OFDM符号循环前缀时，不同时延差情况下的误码率曲线。由图2可知，本发明提出的检测方法可以在不使用扩展的CP，不增加TA复杂度的基础上，在不同发射天线发射的信号到达移动台的信道传播时延小于和大于CP时均可获得较好的检测性能。

Claims (4)

1.一种下行分布式MIMO-OFDM系统中的信号检测方法，包括如下步骤：

(1)通过信道状态信息参考符号CSI-RS或系统同步模块，测量出不同天线发射信号到达用户的时延差τ；

(2)移动台判断时延差τ是否大于传输OFDM符号的循环前缀；

(3)当时延差τ小于传输OFDM符号的循环前缀时，将接收到的信号表示为接收向量：

其中E_s为总的发射功率，M_T为发射天线数，H为M_R×M_T维的信道矩阵，M_R为接收天线数，b为M_T×1的发射向量，n为M_R×1的加性复高斯白噪声向量；当时延差τ大于传输OFDM符号的循环前缀时，从符号时隙0到S-1在第j个接收天线上进行匹配滤波，S表示每根天线上发射的符号数，将匹配滤波后得到的信号表示为：

其中，H_j表示M_T个发射天线到第j个接收天线在符号时隙0到S-1的信道矩阵，b′为从符号时隙0到S-1的发射向量，为由不同发射天线发射的信号到达移动台的信道传播时延引入的相关矩阵，n′为加性复高斯白噪声向量；

(4)当时延差τ小于传输OFDM符号的循环前缀时，利用接收向量：

对接收信号进行最小均方误差检测；当时延差τ大于传输OFDM符号的循环前缀时，利用匹配滤波后的接收信号表达式：

先对M_R根接收天线上接收到的信号进行最大比值合并，再进行迫零检测，得到M_T根发射天线上发射的S*M_T个符号。

2.根据权利要求1所述的下行分布式MIMO-OFDM信号检测方法，其中步骤(4)所述的对接收信号进行最小均方误差检测，是用一个滤波矩阵w^Hermite与接收向量y相乘，使得检测到的信号与接收信号的均方误差最小，即

$\hat{s}=w^{\mathrm{Hermite}}y$

$w^{\mathrm{Hermite}}=\sqrt{\frac{M_T}{E_s}}{(H^{\mathrm{Hermite}}H+\frac{M_T}{\mathrm{\ρ}}{I}_{M_T})}^{-1}{H}^{\mathrm{Hermite}}$

其中，

表示检测到的信号向量，w是一个M_R×M_T的线性联合系数矩阵，ρ表示平均信噪比，

表示M_T阶的单位矩阵，(·)^Hermite表示矩阵的共轭转置。

3.根据权利要求1所述的下行分布式MIMO-OFDM信号检测方法，其中步骤(4)所述的对M_R根接收天线上接收到的信号进行最大比值合并，利用如下公式进行：

$Z=\underset{j=1}{\overset{M_R}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j^{\mathrm{Hermite}}{Y}_j$

其中，Z表示合并后的信号向量，Y_j表示第j根天线上匹配滤波后得到的信号，H_j表示M_T个发射天线到第j个接收天线在符号时隙0到S-1的信道矩阵，S表示每根天线上发送的符号数，E_s为总的发射功率，M_T为发射天线数，M_R为接收天线数，

为由不同发射天线发射的信号到达移动台的信道传播时延引入的相关矩阵，b′为从符号时隙0到S-1的发射向量，n′为加性复高斯白噪声向量。

4.根据权利要求1所述的下行分布式MIMO-OFDM信号检测方法，其中步骤(4)所述的进行迫零检测，是利用如下公式进行：

其中

为使用迫零检测算法恢复出M_T个发射天线发射的S*M_T个符号，(·)^↑表示矩阵的伪逆。

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