CN101895261A - 超高频rfid读写器中的工作频率可调的低噪声放大器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种中心频率可调的超高频RFID读写器中的低噪声放大器，通过在输入端采用二阶交调电流注入结构以提高线性度；而在输出端采用开关电容的结构实现中心工作频率可调。二阶交调电流注入结构是通过对MOS管的非线性特性进行分析，然后得出使三阶交调电流值为0时的注入电流值；在输出端，采用MOS管与电容的连接方式组成开关电容对，当MOS管导通时，电容被接入，当MOS截至时，电容断开，也即通过MOS的导通与断开实现了在输出端电容值的改变。根据可知，当电感值L不变，而电容值C改变时，中心工作频率也会随着电容值C的改变而改变，这就实现了低噪声放大器的中心工作频率可调。本发明提出的混频器的工作电压为1.2V，功耗低，符合低电压低功耗的要求，简化电路结构、降低功耗以及扩展中心工作频率点等方面有很大的指导意义。

Description

超高频RFID读写器中的工作频率可调的低噪声放大器 

技术领域

本技术设计一种工作频率可调的超高频RFID读写器中的低噪声放大器，该低噪声放大器在保持传统的低噪声放大器性能的基础上，还实现了工作频率可调，属于模拟集成电路领域。 

背景技术

RFID是Radio Frequency Identification的缩写，即射频识别技术，是自动识别技术的一种，通过无线射频方式进行非接触双向数据通信，对目标加以识别并获取相关数据。按照工作频率可以将RFID系统分为：1)低频系统：工作频率一般为30∽300KHz，典型的工作频率为125KHz、133KHz；2)中高频系统：工作频率一般为3∽30MHz，典型的工作频率为13.56MHz；3)超高频和微波系统：工作频率一般为300MHz∽3GHz或大于3GHz，其典型的工作频率为：433.92MHz、840∽960MHz、2.45GHz和5.8GHz。 

随着对阅读距离、防碰撞性能以及抗邻道干扰等要求的提高，超高频射频识别技术的发展显得尤为必要，而超高频射频识别读写器作为超高频射频识别系统的一个重要部分，必然在未来的超高频射频识别领域发挥着至关重要的作用。 

低噪声放大器(LNA)的主要功能是将来自天线的微伏级的电压信号进行小信号放大后传输到下一级电路。因此，LNA的性能对射频接收系统的性能起着决定性的作用。这就要求它在获得较高增益的同时又要具有低的噪声系数(NF)，并且为了减少对输入信号的反射，实现最大功率的传输，还要使其与天线匹配，即LNA的输入阻抗Z_in；要等于天线的特征阻抗50Ω。在实际设计中，增益、噪声系数和输入匹配这三者之间并非相互独立，而是相互牵制、相互影响的。因此在进行LNA设计时，如何采用折衷原则兼顾各项指标是尤为重要的。 

综上可知，低噪声放大器作为射频读写器接收端的第一个单元电路，应具有以下四个特点： 

a)低噪声。由通信系统的噪声理论可知，当第一级电路具有一定的增益时，一个系统的噪声主要由第一级噪声所决定，所以低噪声放大器的噪声是影响整个射频接收机噪声的关键。为了抑制后面各级噪声对整个系统噪声的影响，LNA必须具有一定的增益。 

b)高线性度。由于RFID读写器接收机所接收的信号微弱，而且自干扰信号特别大，所以LNA必须具备高的三阶交调点(IP3)以及大的1dB压缩点，并且要具备良好的灵敏度。 

c)匹配。LNA一般通过传输线直接和天线相连，因此LNA的输入阻抗必须要与传输线特性阻抗匹配(一般为50欧姆)，以达到最小的反射和最大的传输功率。 

d)反向隔离性。为了减少本振信号(来自频率合成器)从混频器向天线的泄漏，LNA应具有反向隔离性。 

而在目前的LNA的设计中，其工作频率一般都是固定不变的，不能同时实现几个工作频率相互转换，也即不能实现中心工作频率可调，这对需要在多个工作频率下工作的系统而言是一种很大的限制。 

发明内容

鉴于上述所阐述的LNA存在的局限性，本发明所要解决的问题就是在LNA的输出端通过添加开关电容，以改变输出端电容值的大小，从而实现中心工作频率可调；在输入端采用二阶交调电流注入结构，以提高线性度。该发明提出的LNA工作在1.2V的供电电压下，具有低电压、低功耗的特点，并在简化电路结构、降低功耗以及扩展中心工作频率点等方面有很大的指导意义。 

为了实现上述目地，实现中心工作频率可调，采用MOS接电容的形式连接在LNA的输出端，通过MOS的导通与截至从而实现输出端电容的开关特性。输出端两端分别接B0、B1、B2和B3四个开关状态，通过这四个开关之间的组合，实现不同的工作频率之间的转换。 

附图说明

图1是超高频射频识别读写器收发机结构图。 

图2是开关电容结构图。 

图3是二阶交调电流注入结构图。 

图4是提出的LNA电路结构图。 

具体实施方式

图1是超高频射频识别读写器收发机结构图。超高频射频识别读写器分为发射机和接收机两大部分，低噪声放大器(LNA)是无线通信系统射频接收机前端的关键模块。 

图2为开关电容结构图，为一个MOS管和一个电容连接在一起，在MOS管的栅级接一个与LNA工作电压值大小相同的电压源(1.2V)，当栅极电压值为1.2V时，MOS导通，此时电容C被接入到输出端；当栅极电压值为0V时，MOS管断开，此时电容C也断开，不被接入到输出端。但是这种开关电容的结构会产生寄生电容σ，最终在输出端形成的电容值并不是所接电容值C，而是C+σ，但是由于该寄生电容为σ，不是很大，因此对整个电路的调节影响不大。 

图3是二阶交调电流注入结构图，管子在静态工作点的小信号输出电流可以用泰勒级数表示为： 

i_d＝g₁(v_g-v_s)+g₂(v_g-v_s)²+g₃(v_g-v_s)³+……                    (1) 

其中g_i代表管子的i阶跨导系数，v_g和v_s分别代表管子栅极和源极电压。通过分析可以 知道两个不同角频率但是幅度相同的信号ω₁、ω₂输入时，我们再注入一个低频、大小为2x*cos(ω₁-ω₂)t的二阶交调电流，则有 

i_p+i_n＝2x*cos(ω₁-ω₂)t                 (2) 

联立(1)式和(2)式可得在共源节点处频率为(ω₁-ω₂)时的小信号源级电压v_s为： 

$v_s{|}_{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}=\frac{g_2{A}^2-x}{g_1}\cos ({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t---\left(3\right)$

v_s在其它三个二阶频率处(ω₁+ω₂，2ω₁，2ω₂)的幅度为 

联立(3)式和(1)式，输出端频率为(2ω₁-ω₂)或(2ω₂-ω₁)时的三阶交调电流为： 

$-g_{2}A\frac{3g_2{A}^2-2x}{2g_1}+\frac{3g_3{A}^3}{4}---\left(4\right)$

因此，为消除三阶交调电流，只要令(4)式为零，得到： 

$x=(-\frac{3g_1{g}_3}{4g_2}+\frac{3}{2}{g}_2)A^2$

因此，注入电流为： 

$i_{\mathrm{inj}}=2(\frac{-3g_1{g}_3}{4g_2}+\frac{3}{2g_2})A^2\cos ({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t$

由上面的推导可以看出，采用二阶交调电流注入结构，可以有效消除三阶交调电流(IM3)，从而提高混频器的线性度。 

注入电流的相位必须没有偏差才能有效的消除三阶交调(IM3)电流。要做到相位无偏差也比较容易，因为注入的二阶交调电流的频率比较低，为ω₁-ω₂。因此，这种技术可以在比较大的频带范围内使用，因为此二阶交调电流的频率与RF频率无关，而只与频率差ω₁-ω₂有关。而且这种技术在大输入功率下也可以有效的工作，因为注入电流的输入信号与LNA的输入信号是一致的。增加一个注入电流消除三阶交调电流的结构，功耗增加不到1mW，但是可以大大提高线性度。 

图4是整个LNA的电路图，在LNA的输出端连接有4组开关电容，分别为B0、B1、B2和B3，通过上述4组开关电容的不同组合，得出在输出端不同的电容值，也即实现了电容的调节，输 出端的电容与电感形成调谐网络，电感值L不变，电容值C改变。在根据调谐公式： 

，可以看出，当电感值L不变，电容值C改变时，中心频率f₀会随之而发生改变。本发明提出的中心工作频率可调的LNA就是基于上述理论实现的。 

下面只给出三个工作频率的调节情况，分别为860MHz、900MHz和960MHz。具体调节情况如下： 

B0	B1	B2	B3	工作频率
					1	1	0	0	860MHz
0	0	1	0	900MHz
					0	0	0	1	960MHz

综上可以看出，在射频输入端采用二阶交调电流注入结构，大大提高了线性度；由电容和MOS管组成的开关电容结构接在LNA的输出端，通过MOS管的导通与断开，使得输出端外接电容值C改变，最终实现工作频率可调。 

Claims (14)

1.一种低噪声放大器，包括：第一级NMOS管为源电流注入结构，第二级NMOS管构成差分输入对，第三级NMOS管构成差分输出对；输入端差分输入信号，输出端差分输出信号；差分输入端采用电容、电感的连接方式连接以实现输入端信号的匹配，输出端接电感以实现差分电路的两端输出匹配；第一级NMOS管的漏级与第二级晶体管的源级相连，为第二级NMOS管提供电流源，第二级差分对和第三级差分对构成cascode(共源共栅)结构。

2.如权利要求1所描述的低噪声放大器，还包括：第一级NMOS管栅级采用二阶交调注入结构，第三级输出端采用开关电容结构。

3.如权利要求2所描述的低噪声放大器，其特征是：二阶交调电流注入结构由两个NMOS管组成，在二阶交调注入结构与第一级NMOS管的栅级间接一个电容。

4.如权利2所描述的低噪声放大器，其特征是：开关电容结构采用NMOS管和电容组成。

5.如权利要求1所描述的低噪声放大器，其特征在于：第一级NMOS管M3组成，其为第二级NMOS管提供源级电流，其中第二级NMOS管由M4、M5组成，第三级NMOS管由M6、M7组成，第二级NMOS管M4、M5与第三级NMOS管由M6、M7构成cascode(共源共栅)结构结构。

6.如权利3所描述的低噪声放大器，其特征是：二阶交调电流注入结构由NMOS管M1、M2组成，M1、M2的栅极分别为输入信号的差分输入；M1、M2的漏极连接于直流电压源；M1、M2的源级相连，并与M3管的栅级通过隔直电容相连。

7.如权利4所描述的低噪声放大器，其特征是：输出级电感L1、L2与第三级NMOS管M6、M7的漏极相连，输出差分信号由M6、M7漏极输出；开关电容结构由电容与NMOS管的漏极相连，栅极接直流电压源，源级接地。

8.如权利4描述的低噪声放大器，其特征是：在差分输出的正向输出端，电容C₂和NMOS管M8组成开关B0，电容C₃和NMOS管M9组成开关B1，电容C₄和NMOS管M10组成开关B2，电容C₅和NMOS管M11组成开关B3；在差分输出的负向输出端，电容C₆和NMOS管M12组成开关B0，C₇和NMOS管M13组成开关B1，C₈和NMOS管M14组成开关B2，C₉和NMOS管M15组成开关B3。

9.如权利1所描述的低噪声放大器，其特征是：NMOS管M3的栅极接二阶交调注入结构的输出端，源级接地，漏极接第二级NMOS管M4、M5的源级；M4、M5的栅极接射频输入信号，其中M4的栅极接射频输入正向信号，M5的栅极接射频输入的反向信号；M4的漏极与M6的源级相连，M5的漏极与M7的源级相连，M6的漏极与电感L₂的一端相连，M6的栅极与电感L₁的另一端相连，M7的漏极与电感L₂的一端相连，M7的栅极与电感L₁的另一端相连，L₁和L₂与直流电压源相连。

10.如权利1所描述的低噪声放大器，其特征是：第一级NMOS管M3的栅极电压由电阻R₂通过直流电压源V_b1提供，第二级NMOS管M4、M5的栅极电压分别由电阻R₃、R₄通过直流电压源V_b1、V_b2提供，第三级NMOS管M6、M7的栅极电压由直流电压源VCC直接提供。

11.如权利3所描述的低噪声放大器，其特征是：NMOS管M1和M2的漏极相连且连接于直流电压源VCC，源级相连与电阻R₁的一端，电阻R₁的另一端接地，电容C₁的一端连接在电阻R₁的一端，另一端与M3的栅极相连。

12.如权利4所描述的低噪声放大器，其特征是：各开关级之间采用并列排序，开关管M8、M9、M10、M11、M12、M13、M14、M15的栅极由直流电压源直接提供，直流电压源为0V和VCC，当供电电压为0V时，NMOS管截止，当供电电压为VCC时，NMOS管导通，此时电容C₂、C₃、C₄、C₅、C₆、C₇、C₈、C₉接入至输出端。

13.如权利3所描述的低噪声放大器，其特征是：第二级NMOS管M4、M5的栅极分别接电容C₂、C₅的一端，C₂、C₅的另一端与射频差分输入正向信号和反向信号相连。

14.如权利3所描述的低噪声放大器，其特征是：如权利要求2所描述的混频器，其特征是：NMOS管M1和M2的源级相连，并与电阻R3的一端相连，R3的另一端接地。

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