CN101895198A

CN101895198A - 高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器

Info

Publication number: CN101895198A
Application number: CN2010102047112A
Authority: CN
Inventors: 谢运祥; 胡炎申
Original assignee: South China University of Technology SCUT
Current assignee: South China University of Technology SCUT
Priority date: 2010-06-18
Filing date: 2010-06-18
Publication date: 2010-11-24
Anticipated expiration: 2030-06-18
Also published as: CN101895198B

Abstract

本发明涉及高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器，包括三个功率开关管，三个Boost功率电感，一个输入滤波电容，一个输出滤波电容，六个整流二极管和一个高频三相变压器，高频三相变压器的绕组为Δ/Y联结。本发明利用了Δ/Y联结高频三相变压器的内在特性来实现输出升压；结合变压器的适当匝比及电流馈三电感Boost变换器可达到输出电压的高增益；原边为电流馈三电感隔离型Boost功率变换电路，三电感Boost变换器分别错相120°，原边电流馈三电感Boost变换器与副边三相整流二极管可实现三相交错并联的效果，从而减小输入电流纹波，及输出电流纹波，并使功率器件热分布均衡，提高变换器的可靠性。

Description

高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器

技术领域

本发明涉及直流-直流变换器，具体是高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器。

背景技术

常规的全桥式直流-直流变换器，包括一个高频变压器，四个功率开关管，及四个输出整流二极管，第一功率开关管的源极与第二功率开关管的漏极及高频变压器的原边绕组一端相连，第三功率开关管的源极与第四功率开关管的漏极及高频变压器的原边绕组另一端相连，第一二极管的阴极与第二二极管的阳极及高频变压器副边绕组的一端相连，第三二极管的阴极与第四二极管的阳极及高频变压器副边绕组的另一端相连。这种隔离型直流-直流变换器输出电压增益较小，由于变压器的匝比较大，因而功率开关管的电压尖峰较大，功率开关管为硬开关工作，开关损耗较大，输出整流二极管的电压应力较大，二极管的反向恢复电流较大，反向恢复损耗较大。近年来，相继研究了一些高增益直流-直流变换电路，主要有两类：一类是推挽正激变换器，本质上是一种隔离型推挽变换器，这种变换器是基本降压型变换器的变形，仍然需要依靠高频变压器的匝比来实现高增益电压输出，由于变压器的漏感较大，同样存在全桥式变换器类似的开关损耗、反向恢复损耗等；另一类是两级式功率变换器，比如前级为基本升压型变换器，后级为开环桥式变换器，这种情形下后级变换器等效于电子变压器，两级式功率变换器可能实现高增益输出电压，但整个变换拓扑中存在五个功率开关管、五个输出整流二极管，因而在低压输入情况下，仍然存在漏感引起的开关损耗、及反向恢复损耗。这两种类型高增益隔离型直流-直流变换器虽然通过很高的变压器匝比来实现高增益电压输出，但是外加功率电路复杂，而且高匝比变压器存在较大的漏感，因而不能降低功率开关管、输出整流二极管的电压应力，限制了变换器工作效率的进一步提升。

发明内容

本发明的目的是提供输出电压的高增益，输入电流纹波小，输出电流纹波小，结构简单，且实现高增益的高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器。

本发明的高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器，包括三个功率开关管，三个Boost功率电感，一个输入滤波电容，一个输出滤波电容，六个整流二极管和一个高频三相变压器，高频三相变压器的原边绕组为三角形联结、副边绕组为星形联结。第一功率开关管的漏极与第一Boost功率电感的一端及高频三相变压器原边三角形绕组的一端相连，第二功率开关管的漏极与第二Boost功率电感的一端及高频三相变压器原边三角形绕组的另一端相连，第三功率开关管的漏极与第三Boost功率电感的一端及高频三相变压器原边三角形绕组的最后一端相连，这三个Boost功率电感的另一端都接至输入电源的正极，第一整流二极管的阳极与第四整流二极管的阴极及高频三相变压器副边星形联结绕组的一端相连，第三整流二极管的阳极与第六整流二极管的阴极及高频三相变压器副边星形联结绕组的另一端相连，第五整流二极管的阳极与第二整流二极管的阴极及高频三相变压器副边星形联结绕组的最后一端相连。高频三相变压器副边星形联结绕组的中点与两个输出电的中点相连，可以在输出端得到正、负两组输出电压。

原边为电流馈三电感隔离型Boost功率变换电路，三电感Boost变换器分别错相120°，副边星形绕组上得到与同磁柱原边绕组相同的电压，原边电流馈三电感Boost变换器与副边三相整流二极管可实现三相交错并联的效果，在变压器副边可得到一组梯形波电压，即使高频三相变压器的匝比较小，仍然可以得到较高的输出电压。

本发明利用了Δ/Y联结高频三相变压器的内在特性来实现输出升压，结合变压器的适当匝比及电流馈三电感Boost变换器可达到输出电压的高增益；可以通过输出星形绕组与输出负载不同的连接方式，可以灵活地在输出端得到一组正的输出电压、或正、负两组输出电压；原边三电感Boost变换器与副边三相整流二极管可实现三相交错并联的效果，从而减小输入电流纹波，及输出电流纹波，并使功率器件热分布均衡，提高变换器的可靠性。

本发明与现有技术相比具有如下优点和效果：综上所述，本发明结合高频三相变压器的概念，并利用电流馈三电感Boost变换器的内在升压特性，从而达到输出电压的高升压比；同时，原边电流馈三电感Boost变换器与副边三相整流二极管可实现三相交错并联的效果，从而减小输入、输出电流纹波，并使功率器件热分布均衡，提高变换器的可靠性。

附图说明

图1是本发明的高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器的电路图；

图2是本发明的高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器的稳态工作波形图。

具体实施方式

参见图1，本发明的高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器，包括三个功率开关管Q1、Q2、Q3，六个输出整流二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，一个输入滤波电容Cin，一个输出滤波电容Cout，及一个高频三相变压器TX1，高频三相变压器的原边绕组为三角形联结、副边绕组为星形联结。Q1的漏极与L1的一端及高频三相变压器原边三角形绕组的一端相连，Q2的漏极与L2的一端及高频三相变压器原边三角形绕组的另一端相连，Q3的漏极与L3的一端及高频三相变压器原边三角形绕组的最后一端相连，L1、L2、L3的另一端接至输入电源的正极，D1的阳极与D4的阴极及高频三相变压器副边星形联结绕组的一端相连，D3的阳极与D6的阴极及高频三相变压器副边星形联结绕组的另一端相连，D5的阳极与D2的阴极及高频三相变压器副边星形联结绕组的最后一端相连。高频三相变压器TX1副边星形联结绕组的中点与两个输出电容Cout1、Cout2的中点相连，可以在输出端得到正、负两组输出电压。

功率开关管的占空比为0.5时，一个完整的工作周期内，高频变压器Δ/Y联结的电流馈三电感Boost变换器存在六个工作模态，如图2所示。

t0～t1：功率开关管Q1、Q3导通，Boost功率电感L1储能，A点电压为零；Boost功率电感L2释放能量，因而B点电压为V_in/(1-D)；C点电压也为零，故V_AB＝-V_in/(1-D)，V_BC＝V_in/(1-D)，V_CA＝0，由于V_a0＝V_AB·N，V_b0＝V_BC·N，V_c0＝V_CA·N，N＝Ns/Np，Np为变压器原边绕组的圈数；Ns为变压器副边绕组的圈数。因此，可以得到V_ab＝-2V_in/(1-D)·N，V_bc＝V_in/(1-D)·N，V_ca＝V_in/(1-D)·N，由于V_ab的绝对值最高，因此副边整流二极管D4、D3导通，这段时间的输出电压为V_out＝2V_in/(1-D)·N。

t1～t2：功率开关管Q1导通，Boost功率电感L1储能，A点电压为零；Boost功率电感L2继续释放能量，B点电压为V_in/(1-D)；Boost功率电感L3也释放能量，C点电压也为V_in/(1-D)，故V_AB＝-V_in/(1-D)，V_BC＝0，V_CA＝V_in/(1-D)，由于V_a0＝V_AB·N，V_b0＝V_BC·N，V_c0＝V_CA·N。因此，可以得到V_ab＝-V_in/(1-D)·N，V_bc＝-V_in/(1-D)·N，V_ca＝2V_in/(1-D)·N，由于V_ca的绝对值最高，因此副边整流二极管D5、D4导通，这段时间的输出电压为V_out＝2V_in/(1-D)·N。

t2～t3：功率开关管Q1、Q2导通，Boost功率电感L1储能，A点电压为零；Boost功率电感L2也储能，B点电压为零；Boost功率电感L3也释放能量，C点电压也为V_in/(1-D)，故V_AB＝0，V_BC＝-V_in/(1-D)，V_CA＝V_in/(1-D)，由于V_a0＝V_AB·N，V_b0＝V_BC·N，V_c0＝V_CA·N。因此，可以得到V_ab＝V_in/(1-D)·N，V_bc＝-2V_in/(1-D)·N，V_ca＝V_in/(1-D)·N，由于V_bc的绝对值最高，因此副边整流二极管D6、D5导通，这段时间的输出电压为V_out＝2V_in/(1-D)·N。

t3～t4：功率开关管Q2导通，Boost功率电感L1释放能量，A点电压为V_in/(1-D)；Boost功率电感L2储能，B点电压为零；Boost功率电感L3也释放能量，C点电压也为V_in/(1-D)，故V_AB＝V_in/(1-D)，V_BC＝-V_in/(1-D)，V_CA＝0，由于V_a0＝V_AB·N，V_b0＝V_BC·N，V_c0＝V_CA·N。因此，可以得到V_ab＝2V_in/(1-D)·N，V_bc＝-V_in/(1-D)·N，V_ca＝-V_in/(1-D)·N，由于V_ab的绝对值最高，因此副边整流二极管D1、D6导通，这段时间的输出电压为V_out＝2V_in/(1-D)·N。

t4～t5：功率开关管Q2、Q3导通，Boost功率电感L1释放能量，A点电压为V_in/(1-D)；Boost功率电感L2储能，B点电压为零；Boost功率电感L3也储能，C点电压也为零，故V_AB＝V_in/(1-D)，V_BC＝0，V_CA＝-V_in/(1-D)，由于V_a0＝V_AB·N，V_b0＝V_BC·N，V_c0＝V_CA·N。因此，可以得到V_ab＝V_in/(1-D)·N，V_bc＝V_in/(1-D)·N，V_ca＝-2V_in/(1-D)·N，由于V_ca的绝对值最高，因此副边整流二极管D2、D1导通，这段时间的输出电压为V_out＝2V_in/(1-D)·N。

t5～t6：功率开关管Q3导通，Boost功率电感L1释放能量，A点电压为V_in/(1-D)；Boost功率电感L2释放能量，B点电压为V_in/(1-D)；Boost功率电感L3储能，C点电压为零，故V_AB＝0，V_BC＝V_in/(1-D)，V_CA＝-V_in/(1-D)，由于V_a0＝V_AB·N，V_b0＝V_BC·N，V_c0＝V_CA·N。因此，可以得到V_ab＝-V_in/(1-D)·N，V_bc＝2V_in/(1-D)·N，V_ca＝-V_in/(1-D)·N，由于V_bc的绝对值最高，因此副边整流二极管D3、D2导通，这段时间的输出电压为V_out＝2V_in/(1-D)·N。

从以上分析过程可以看出，在每个工作模态中始终都有V_out＝2V_in/(1-D)·N，因而相较于带有常规高频变压器的隔离型DC/DC变换器，这种高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器副边绕组可以得到电压梯形波，可以实现Boost变换器的倍压输出，这就是高频三相变压器的内在升压特性。而输入端的Boost功率电感可以实现三相交错并联的效果，降低输入、输出电流纹波。

Claims

1.一种高频变压器三角-星型联结的电流馈三电感升压变换器，其特征在于包括三个功率开关管(Q1、Q2、Q3)，六个输出整流二极管(D1、D2、D3、D4、D5、D6)，一个输入滤波电容(Cin)，一个输出滤波电容(Cout)，及一个高频三相变压器(TX1)，高频三相变压器的原边绕组为三角形联结、副边绕组为星形联结；第一功率开关管(Q1)的漏极与第一Boost功率电感(L1)的一端及高频三相变压器原边三角形绕组的一端相连，第二功率开关管(Q2)的漏极与第二Boost功率电感(L2)的一端及高频三相变压器原边三角形绕组的另一端相连，第三功率开关管(Q3)的漏极与第三Boost功率电感(L3)的一端及高频三相变压器原边三角形绕组的最后一端相连，这三个Boost功率电感(L1、L2、L3)的另一端都接至输入电源的正极，第一整流二极管(D1)的阳极与第四整流二极管(D4)的阴极及高频三相变压器副边星形联结绕组的一端相连，第三整流二极管(D3)的阳极与第六整流二极管(D6)的阴极及高频三相变压器副边星形联结绕组的另一端相连，第五整流二极管(D5)的阳极与第二整流二极管(D2)的阴极及高频三相变压器副边星形联结绕组的最后一端相连；高频三相变压器(TX1)副边星形联结绕组的中点与两个输出电容(Cout1、Cout2)的中点相连，在输出端得到正、负两组输出电压。

2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于原边为电流馈三电感隔离型Boost功率变换电路，三个电感Boost变换器分别错相120°，副边星形绕组上得到与同磁柱原边绕组相同的电压，原边电流馈三个电感Boost变换器与副边三相整流二极管三相交错并联，在变压器副边得到一组梯形波电压。