CN101867312A

CN101867312A - 用于z源逆变器的双正弦pwm控制方法

Info

Publication number: CN101867312A
Application number: CN201010162688A
Authority: CN
Inventors: 张�浩; 李秀明; 马西奎
Original assignee: Xian Jiaotong University
Current assignee: Xian Jiaotong University
Priority date: 2010-05-05
Filing date: 2010-05-05
Publication date: 2010-10-20
Anticipated expiration: 2030-05-05
Also published as: CN101867312B

Abstract

本发明公开了一种Z源逆变器的双正弦PWM控制方法。该方法通过对原正弦参考电压u_r(t)直流偏置U_d1和U_d2，得到一对同频率同相位的正弦参考信号u_r1(t)＝U_rsin(ωt)+U_d1和u_r2(t)＝U_rsin(ωt)-U_d1，并分别与三角载波u_tr(t)比较来控制开关管的导通和关断，使得所有开关管延时关断和提前导通相同时间。这不仅确保了每个开关周期T_s内直通时间的恒定，维持了Z源网络输出直流电压的恒定，而且更重要的是与原有Z源逆变器PWM控制方法相比，将开关管的导通关断次数减小一倍，从而克服了其控制方法的不足，使逆变器的开关损耗明显减少，克服了开关频率的限制，减小了输出波形的畸变，同时该控制方法还具有实现电路逻辑简单、可靠性高的优点。

Description

用于Z源逆变器的双正弦PWM控制方法

技术领域

本发明涉及一种用于Z源逆变器的PWM(脉冲宽度调制)控制方法。

背景技术

2003年，彭方正在文献[1](Fangzheng Peng.“Z-source inverter”.IEEETransactions on Industry Applications.Volume：39Issue：2.Mar/Apr 2003.Page(s)：504-510.)中提出了Z源逆变器的概念。附图1为Z源逆变器的电路拓扑结构。该逆变器通过引入一个由电感L₁、L₂和电容C₁、C₂构成的X形阻抗网络，将逆变器主电路与直流电压源耦合起来，从而克服了传统逆变器的不足，实现了如下功能：1)升/降压变换的功能；2)允许同一逆变桥臂的上下两个开关管同时导通，即开关管无需设置死区控制时间。

图1中Z源逆变器共有5种开关状态：除了传统逆变器所允许的4种状态外，另外还存在着一种传统逆变器所不允许的零电压开关状态，即至少允许一个逆变桥臂的上下两个开关管同时导通。通常称这种零电压开关状态为直通零电压状态。正由于这种直通零电压状态的存在为Z源逆变器提供了独特的升/降压特性，因而也使得Z源逆变器在PWM控制方法上与传统逆变器有着很大差异，即要能实现直通功能。一般方法是在传统PWM控制基础上，通过额外增加一对直通控制电压u_z(t)＝±U_z(这里，要求U_z大于或等于正弦参考电压峰值U_r，即U_z≥U_r)，与幅值为U_tr的三角载波ux(t)进行比较，使原本处于关断状态下的开关管再次恢复导通和关断，从而实现对直通状态的控制，如附图2所示。从图中可看出，与传统PWM控制方法相比，在一个开关周期T_s内每个开关管的导通关断次数为4次，即增加了一倍。因此，该控制方法是以增加开关管的导通关断次数为代价来获取直通零电压状态的。这样，不仅增加了开关的损耗、降低了系统的工作效率，而且更重要的是在很大程度上限制了开关频率的提高、增加了输出波形的畸变、降低了系统的性能与品质。目前，它已成为制约Z源逆变器技术发展与广泛应用的瓶颈之一。

发明内容

本发明的目的在于提出一种用于Z源逆变器的双正弦PWM控制方法，以减少开关管导通关断次数，克服上述控制方法中存在的诸如开关损耗大、THD(总谐波畸变)过大以及开关频率受限等缺陷。

为达到以上目的，本发明是采取如下技术方案予以实现的：

一种用于Z源逆变器的双正弦PWM控制方法，其特征在于，通过对原正弦参考电压u_r(t)＝U_rsin(ωt)施加直流上、下偏置电压U_d1、U_d2，得到一对同频率同相位的上偏置正弦参考电压u_r1(t)＝U_rsin(ωt)+U_d1和下偏置正弦参考电压u_r2(t)＝U_rsin(ωt)-U_d2，其中，0≤U_d1≤U_tr-U_r，0≤U_d2≤U_tr-U_r，U_tr为三角载波u_tr(t)的幅值，U_r为正弦参考电压u_r(t)的峰值；上、下偏置正弦参考电压的幅值差恒为|U_d1|+|U_d2|；然后分别与三角载波比较来控制开关管的导通和关断，从而产生直通零电压状态。

上述方案中，所述施加的直流上、下偏置电压U_d1、U_d2的绝对值相等。

本发明通过双正弦PWM控制方法，使得所有开关管在每个开关周期T_s内，延时关断和提前导通总的时间相同。这不仅确保了每个开关周期T_s内直通时间的恒定，维持了Z源网络输出直流电压的恒定，而且更重要的是与原有Z源逆变器PWM控制方法相比，将开关管的导通关断次数减小一倍，从而克服了其控制方法的不足，使逆变器的开关损耗明显减少，克服了开关频率的限制，减小了输出波形的畸变，同时该控制方法还具有实现电路逻辑简单、可靠性高的优点。

附图说明

以下结合附图及具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

图1为单相电压型Z源逆变器的电路拓扑结构。

图2为现有的一种双极性调制的Z源逆变器的PWM控制方法。

图3为本发明的一种双极性调制的Z源逆变器的PWM控制方法。

图4为图3控制方法的具体分析图。

图5为图2控制方法的仿真波形图。

图6为实现本发明图3方法的一个PWM控制电路图(|U_d1|＝|U_d2|)。

图7为本发明采用图6控制电路实现Z源逆变器双极性调制时的仿真波形。

图8为实现本发明图3方法的另一个PWM控制电路图(U_d2＝0)。

图9为本发明采用图8控制电路实现Z源逆变器双极性调制时的仿真波形。

图1至图9中的符号说明：1～4为开关管，V_o为直流电压源，L₁、L₂为Z源网络中的电感。iL₁、iL₂为电感L₁、L₂的电流，C₁、C₂为Z源网络中的电容，V_C1、V_C2为电容C₁、C₂的电压，u_r(t)为正弦参考电压，u_tr为三角载波，u_z(t)为直通控制电压，u_r1(t)、u_r2(t)为偏置后的正弦参考电压，U_d1，U_d2为偏置电压，T_d为直通时间，T_s为开关时间。

具体实施方式

如附图3所示，本发明用于Z源逆变器的双正弦PWM控制方法：

(1)通过对原正弦参考电压U_rsin(ωt)直流偏置U_d1和U_d2，可得到一对同频率同相位的正弦参考信号u_r1(t)＝U_rsin(ωt)+U_d1和u_r2(t)＝U_rsib(ωt)-U_d2(这里要求0≤U_d1≤U_tr-U_r，0≤U_d2≤U_tr-U_r)，然后分别与三角载波u_tr(t)比较来控制开关管的导通和关断，从而产生直通零电压状态。以图1双极性调制的Z源逆变器PWM控制为例，上偏置正弦参考电压u_r1(t)控制开关管1，4的导通与关断，下偏置正弦参考电压u_r2(t)控制开关管2，3的导通与关断。这样，就可控制所有开关管延时关断和提前导通，即同一逆变桥臂的上下两个开关管同时导通，从而实现直通功能。

(2)如图4所示，上下偏置正弦参考电压的幅值差恒为|U_d1|+|U_d2|，这样就能确保：1)在开关管导通时刻加入的直通时间恒为2)在开关管关断时刻加入的直通时间也恒为

因而，也就确保了在一个开关周期T_s内加入的总直通时间恒为

正由于此，也就保证了Z源网络输出直流电压的恒定，不会引起逆变器输出波形的畸变。

以下为两个具体实施例：

实施例1

图6是采用本发明图3、4双正弦PWM控制方法的控制电路图。当图3、4的|U_d1|＝|U_d2|时，通过加法器(由图6上面的运算放大器op组成)，将正弦参考电压上偏置U_d1，偏置后的正弦参考电压u_r1(t)与三角载波u_tr(t)通过上面的比较器com进行比较，当u_r1(t)＞u_tr(t)时，控制开关管1，4导通，当u_r1(t)＜u_tr(t)时，通过上面的驱动电路控制开关管1，4关断。对应的，通过减法器(由图6下面的运算放大器op组成)将正弦参考电压进行下偏置U_d2(|U_d1|＝|U_d2|)，偏置后的正弦参考电压u_r2(t)与三角载波u_tr(t)进行比较，当u_r2(t)＜u_tr(t)时，通过下面的驱动电路控制开关管2，3导通，u_r2(t)＞u_tr(t)时，控制开关管2，3关断。

实施例2

图8是采用本发明图3、4双正弦PWM控制方法的另一个控制电路图。当图3、4的U_d2＝0时，通过加法器(由图8中的运算放大器op组成)将正弦参考电压上偏置U_d1，偏置后的正弦参考电压u_r1(t)与三角载波u_tr(t)通过上面的比较器com进行比较，当u_r1(t)＞u_tr(t)时，通过上面的驱动电路控制开关管1，4导通，当u_r1(t)＜u_tr(t)时，控制开关管1，4关断。而将原正弦参考电压u_r(t)与三角载波u_tr(t)通过下面的比较器com进行比较，当u_r(t)＜u_tr(t)时，通过下面的驱动电路控制开关管2，3导通，u_r(t)＞u_tr(t)时，控制开关管2，3关断。

具体实施效果

图5(a)为图3的现有控制方法的仿真结果，其输入电压V₀＝220V，直通控制电压U_z＝2.2，直通占空比Do＝0.12，调制比M＝0.8。图5(a)中从上到下分别为逆变器的输出电压、开关管1的开关损耗、开关管1，4的控制信号以及开关管2，3的控制信号。将图5(a)放大如图5(b)可以看出输出电压约为230V，开关管1在一个开关周期内导通关断的次数为4次，有四次开关损耗。

图7(a)为本发明实施例1控制方法的仿真结果，其输入电压V₀＝220V，偏置电压U_d1＝U_d2＝0.3V，直通占空比Do＝0.12，调制比M＝0.8，图7(a)中从上到下分别为逆变器的输出电压、开关管1的开关损耗、开关管1，4的控制信号以及开关管2，3的控制信号。将图7(a)放大如图7(b)可以看出输出电压约为230V，开关管在一个开关周期内导通关断的次数为2次，只有两次开关损耗。

图9(a)为本发明实施例2控制方法的仿真结果，其输入电压Vo＝220V，偏置电压U_d1＝0.3V，U_d2＝0V直通占空比Do＝0.06，调制比M＝0.8。图9(a)中从上到下分别为逆变器的输出电压、开关管1的开关损耗、开关管1，4的控制信号以及开关管2，3的控制信号。将图9(a)放大如图9(b)可以看出输出电压约为200V，开关管1在一个开关周期内导通关断的次数为2次，也只有两次开关损耗。

实施例1中输出的PWM波对直流偏置进行就地补偿，而实施例2中输出的PWM波对直流偏置实行半周期补偿，且实施例1中所加入的最大直通时间是实施例2的两倍。这样就扩大了输出电压的范围，使其更具灵活性。

由以上仿真结果对比可知，传统Z源逆变器PWM控制方法其开关管的导通关断次数为本发明Z源逆变器双正弦PWM控制方法的两倍，其导通关断损耗也是本发明提出方法的两倍。同时，THD也明显增大。因此本发明提出的Z源逆变器双正弦PWM控制方法明显减少了开关管导通关断的次数，从而减小了开关损耗与输出波形的畸变，提高了逆变器的性能与品质。

最后需要说明的是：本发明方法同样也适用于单极性调制方式，以上实施例仅用以说明而非限制本发明的技术方案，对本发明进行不脱离权利要求记载的核心设计方案的任何修改或等同替换，均可认为是在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种用于Z源逆变器的双正弦PWM控制方法，其特征在于，通过对原正弦参考电压u_r(t)＝U_rsin(ωt)施加直流上、下偏置电压U_d1、U_d2，得到一对同频率同相位的上偏置正弦参考电压u_r1(t)＝U_rsin(ωt)+U_d1和下偏置正弦参考电压u_r2(t)＝U_rsin(ωt)-U_d2，其中，0≤U_d1≤U_tr-U_r，0≤U_d2≤U_tr-U_r，U_tr为三角载波u_tr(t)的幅值，U_r为正弦参考电压u_r(t)的峰值；上、下偏置正弦参考电压的幅值差恒为|U_d1|+|U_d2|；然后分别与三角载波比较来控制开关管的导通和关断，从而产生直通零电压状态。

2.如权利要求1所述的用于Z源逆变器的双正弦PWM控制方法，其特征在于，所述施加的直流上、下偏置电压U_d1、U_d2的绝对值相等。