CN101848181A - 一种基于时频域变换的数字信号发送方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于时频域变换的数字信号发送方法，数据以信号帧为基本单位进行发送，包括以下步骤：将调制后待传输的用户数据符号作为频域数据序列；在频域数据序列上按设定图样间隔插入频域填充位置；在频域填充位置上填充待计算的频域填充序列并与频域数据序列组成初始频率域信号；将时域数据序列与时域已知序列组成信号帧的初始时间域信号；建立初始频率域信号与初始时间域信号之间满足时频变换的关系，根据时频变换计算出频域填充序列，进而获得频率域信号；将频率域信号进行时域变换，得到信号帧的时间域信号，并发送。本发明消除时域已知序列对DFT块中数据的干扰，降低时域已知序列频谱造成的发射端滤波器复杂度。

Description

一种基于时频域变换的数字信号发送方法

技术领域

本发明涉及数字信息传输领域，特别是涉及一种因特网、数字电视、数据广播和其它相关应用中的基于时频域变换的数字信号发送方法。

背景技术

通信系统的核心是如何在有限的带宽内提高传输效率和可靠性，因此在数字电视或计算机系统中，每个传输帧的净荷或有效数据部分应该占传输帧尽可能大的部分，以便提高系统的传输效率。同时，系统应该能够识别和补偿传输信道的特性变化，以便实现可靠传输。要实现上述高效率和高可靠性，系统要能从信道传输的特定信号中恢复时钟、恢复载波和估计信道特性，并且此特定信号也作为传输信号的保护间隔和帧同步。

通常正交频分复用多载波调制(OFDM)帧格式的第一和第二种构成如图1(a)和1(b)所示。在图1(a)的格式中，DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅立叶变化)或FFT(Fast Fourier Transfonn，快速傅里叶变换)块1A2位于循环前缀段1A1之后，循环前缀用作DFT的保护间隔。OFDM调制需要使用保护间隔或它的等效体，以便抵消接收信号中可能存在的多径信号，防止码间串扰，该结构称为循环前缀的OFDM(Cyclic Padding OFDM，CP-OFDM)。CP-OFDM目前已经得到了广泛应用，如数字音频广播(Digital Audio Broadcasting，DAB)，地面数字视频广播(Terestrial Digital Video Broadcasting，DVB-T)，IEEE 802.11a、HIPERLAN/2无线局域网标准等都使用到了CP-OFDM。在图1(b)的格式中，DFT块1B 1后面跟着零填充段1B2，此零填充段用作DFT块的保护间隔，该结构称为零填充的OFDM(Zero Padding OFDM，ZP-OFDM)。(参见“Muquet B，Wang Z，Giannakis G.B，Courville M.de，and Duhamel P，Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions IEEE Trans.on Communications，2002，50(12)：2136-2148.”)。除了保护间隔，CP-OFDM和ZP-OFDM为了进行同步和信道估计还需要在DFT块内插入大量的已知导频，导频信号和保护间隔至少占据了有效带宽的15％～30％左右，使得频带损失严重。

为此清华大学申请的中国发明专利“正交频分复用调制系统中保护间隔的填充方法”(ZL 01124144.6)提出了第三种OFDM帧格式，如图1(c)所示。在图1(c)的格式中，DFT块1C2后面跟着伪随机序列(Pseudorandom Noise Sequence，PN)填充段1C1，此PN填充段用作DFT块的保护间隔，该结构称为PN填充的OFDM(PNPadding OFDM，PNP-OFDM)。PN序列位于信号帧内，除了作为后面DFT块的保护间隔，还可以作为已知信号完成信道同步和信道估计，从而实现了高效率和高可靠性。但是PNP-OFDM也存在一些问题，首先填充的PN序列和后面的DFT块是独立的，因为多径信道的影响，接收端只有在理想的信道估计的情况下，才能完全消除PN序列对后面DFT块的影响，否则就会存在残余码间干扰，从而影响系统性能；另一方面，因为PN序列的频谱是和单载波波形频谱一致的，其频谱下降缓慢，而DFT块对应的是多载波频谱，这样为了获得比较高的频谱利用，就要在发射端使用阶数比较高的滤波器进行脉冲成形，而一般的多载波系统仅使用复杂度很低的滤波器就可以实现脉冲成形。

发明内容

本发明的目的是提供一种保证了传输的高效率和高可靠性，并可以消除时域已知序列对DFT块中数据的干扰，降低时域已知序列频谱造成的发射端滤波器复杂度，基于时频域变换的数字信号发送方法。

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于时频域变换的数字信号发送方法，数据以信号帧为基本单位进行发送，所述方法包括以下步骤：

将调制后待传输的用户数据符号作为频域数据序列；

在所述频域数据序列上按设定图样间隔插入频域填充位置；

在所述频域填充位置上填充待计算的频域填充序列并与频域数据序列组成初始频率域信号；

将时域数据序列与时域已知序列组成信号帧的初始时间域信号；

建立初始频率域信号与初始时间域信号之间满足时频变换的关系，根据时频变换计算出频域填充序列，进而获得频率域信号；

将所述频率域信号进行时域变换，得到信号帧的时间域信号，并发送。

优选地，该方法中，

在所述频域数据序列上均匀间隔插入频域填充位置；

将所述时域已知序列集中放置并与时域数据序列组成初始时间域信号。

优选地，所述信号帧的初始时间域信号组成方法为：

时域数据序列集中放置在初始时间域信号的前部或后部，而时域已知序列集中放置在后部或前部。

优选地，所述信号帧的初始时间域信号组成方法为：

时域已知序列一部分集中放置在初始时间域信号的前部，另一部分集中放置在初始时间域信号的后部，而时域数据序列集中放置在初始时间域信号的中部。

优选地，其中频域数据序列长度和时域数据序列长度相同，频域填充序列长度和时域已知序列长度相同。

优选地，所建立的初始频率域信号与初始时间域信号之间满足时频变换的关系为：

将初始时间域信号经过频域变换得到初始频率域信号，且将初始频率域信号经过对应的时域变换得到初始时间域信号。

优选地，初始频率域信号中每N/K个频率信号间隔内插入有一个频域填充位置，待计算的频域填充序列的起始位置在N/K点间隔内移动，用于改善时域信号的实际频谱，其中N为信号帧的长度，K为频域填充序列的长度。

优选地，所述得到的信号帧的时间域信号连续地进行发送传输，相邻信号帧使用相同的时域已知序列，前一个信号帧的时域已知序列作为后一个信号帧的时域保护间隔。

优选地，所述信号帧的长度N为2的幂次方。

优选地，所述频域填充序列或时域已知序列的长度K为任意正整数，且K＜N。

优选地，K为N的2的幂次方分之一。

优选地，所述时域已知序列为随机噪声序列、CAZAC序列、Gold序列、Walsh序列、勒让德序列、Golay序列或LA序列；

所述调制后待传输的用户数据符号为用户数据经过信道编码和星座点映射后所得的正交复数星座点符号。

上述技术方案具有如下优点：本发明不仅保证了传输的高效率和高可靠性，并可以消除时域已知序列对DFT块中数据的干扰，降低时域已知序列频谱造成的发射端滤波器复杂度。

附图说明

图1a是现有技术一种CP-OFDM系统的帧结构示意图；

图1b是现有技术一种ZP-OFDM系统的帧结构示意图；

图1c是现有技术一种PNP-OFDM系统的帧结构示意图；

图2是本发明所描述的时频域信号变换示意图；

图3是本发明的帧结构；

图4是本发明基于时频域变换的数字信号发送方法的流程图；

图5是本发明实施例的一种时频域信号变换示意图；

图6是本发明实施例的一种频率域信号。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

本实施例提出一种基于时频域变换的数字信号发送方法，该方法同PNP-OFDM一样使用时域已知符号作为保护间隔和导频信号，保证了传输的高效率和高可靠性；同时在本实施例所提方法中，时域已知符号作为DFT块内的一部分，可以完全消除时域已知序列对DFT块中数据的干扰，并降低时域已知序列频谱造成的发射端滤波器复杂度，从而回避了PNP-OFDM的缺点。

在基于时频域变换的数字信号发送方法中，数据以信号帧为基本单位进行发送。将调制后待传输的用户数据符号作为频域数据序列；在频域数据序列上按设定图样间隔插入频域填充位置；在频域填充位置上填充待计算的频域填充序列并与频域数据序列组成初始频率域信号；将时域数据序列与时域已知序列组成信号帧的初始时间域信号；建立初始频率域信号与初始时间域信号之间满足时频变换的关系，根据时频变换计算出频域填充序列，进而获得由频域数据序列和频域填充序列组成的频率域信号；将频率域信号进行时域变换，得到信号帧的时间域信号，并发送。

本发明中数据以信号帧为基本单元进行发送，最终得到的信号帧的时间域信号由时域数据序列和时域已知序列组合构成，如图2所示。第i个信号帧的时间域信号表示为

其中符号

表示长度为N的序列，即信号帧的长度；

下标i表示信号帧序号，下标n表示时间域序列的序号。使用类似的方法，第i帧的时域数据序列表示为：

${\left\{s_{i,n}\right\}}_{n=0}^{N-K-1}$

第i帧时域已知序列表示为

${\left\{c_{i,n}\right\}}_{n=0}^{K-1}.$

信号帧的长度N可以为任意正整数，较优地选择N为2的幂次方；同样时域已知序列的长度K可以为任意正整数，且K＜N，较优地选择K为N的2的幂次方分之一，如K为N的1/2，1/4，1/8，1/16或者1/32等等。

本发明中，由于在频域数据序列上间隔插入频域填充位置，在频域填充位置上填充待计算的频域填充序列并与频域数据序列组成初始频率域信号，而初始频率域信号与初始时间域信号之间满足时频变换的关系，由于初始频率域信号上存在未知的待计算的频域填充序列，所以初始时域数据序列中的时域数据序列是未知的，但这不影响通过时频变换关系来求解待计算的频域填充序列。本实施例中，用x′_i，n表示初始时间域信号，s′_i，n表示初始时间域信号中的时域数据序列。

时域数据序列s′_i，n和时域已知序列c_i，n组合时可以将时域数据序列s′_i，n集中放置在信号帧的初始时间域信号的前部(或后部)，相应的，时域已知序列c_i，n集中放置在后部(或前部)；也可以将时域已知序列一部分集中放置在信号帧的初始时间域信号的前部，另一部分集中放置在信号帧的初始时间域信号的后部，而时域数据序列s′_i，n集中放置在信号帧的初始时间域信号的中部。当时域已知序列集中放置在前部时有：

${x^{\′}}_{i,n}=\left\{\begin{array}{cc}{c}_{i,n}& 0\≤n\≤K\\ {s^{\′}}_{i,n}& K\≤n\≤N\end{array}\right.$

而当时域数据序列s′_i，n集中放置在前部时有：

${x^{\&prime;}}_{i,n}=\left\{\begin{array}{cc}{s}_{i,n}& 0\&le;n<N-K\\ {c^{\&prime;}}_{i,n}& N-K\&le;n<N\end{array}\right.$

最终得到的信号帧的频率域信号由频域数据序列和频域填充序列组合构成，如图2所示。第i帧频域数据序列表示为

${\left\{D_{i,k}\right\}}_{k=0}^{N-K-1}$

第i帧频域填充序列表示为

${\left\{P_{i,k}\right\}}_{k=0}^{K-1}$

第i帧频率域信号表示为

${\left\{X_{i,k}\right\}}_{k=0}^{N-1}$

其中下标k表示频率域序列的序号，频域数据序列长度和时域数据序列相同为N-K，频域填充序列长度和时域已知序列相同为K。由频域数据序列和频域填充序列

组合构成，

本发明在频域数据序列上按设定图样间隔插入频域填充位置，所述设定图样既可以采用均匀间隔方式插入也可以采用非均匀间隔方式插入得到的图样，但要保证所建立的始频率域信号与初始时间域信号之间满足时频变换的关系，求解频域填充序列的过程所建立的方式有解并能求解出频域填充序列。较优地每N/K个频域信号间隔内均匀插入有一个频域填充位置，频域填充的起始位置在N/K点间隔内可以移动，使得时域信号的实际频谱得到改善，同时计算复杂度可以明显降低。

上述信号帧的时间域信号和频率域信号间满足时频域变换的关系，即将时间域信号经过频域变换得到频率域信号；而将频率域信号经过对应的时域变换得到时间域信号：

${\left\{X_{i,k}\right\}}_{k=0}^{N-1}=\mathrm{\&Psi;}\left({\left\{x_{i,n}\right\}}_{n=0}^{N-1}\right)$

${\left\{x_{i,n}\right\}}_{n=0}^{N-1}=\mathrm{\&Phi;}\left({\left\{x_{i,k}\right\}}_{k=0}^{N-1}\right)$

其中函数Ψ(·)表示频域变换，函数Φ(·)表示对应的时域变换。

本发明方法中能够求解出频域填充位置上的待计算的频域填充数据，正是基于两方面的因素：1)是按设定图样插入的频域填充位置；2)上述信号帧的时间域信号和频率域信号间满足时频域变换的关系。这样通过建立信号帧的初始时间域信号和初始频率域信号间满足时频变换的关系，可以构建出求解频域填充序列的K个等式，而上述按设定图样插入频域填充位置保证在该K个等式中只有K个未知数，即待计算的频域填充序列，该计算过程不受初始时间域信号中的时域数据序列是未知的影响，这是由时频变换特性决定的，这里不再详述。

频域变换可以为离散傅里叶变换(DFT)或者离散余弦变换(DCT)等等，其相应的时域变换为离散傅里叶反变换(IDFT)或者离散余弦反变换(IDCT)等等。较优地使用DFT和IDFT作为频域和时域变换。

本发明中的时域已知序列为特定的任意已知序列，较优地使用时域自相关或互相关特性较好的序列，如随机伪噪声序列、恒包络零自相关序列(CAZAC，Constant Amplitude Zero Auto Correlation)、Gold序列、Walsh序列、勒让德序列、格雷互补序列(Golay序列)、LA序列等等。

而频域数据序列为调制后待传输的用户数据符号，一般为用户数据经过信道编码和星座点映射后所得的正交复数星座点符号。这样时域已知序列和频域数据序列在处理前是已知的，基于时频域变换关系，可以计算得到频域填充序列，从而进一步得到信号帧的时间域信号并传输。

基于本发明上述描述，将得到信号帧的时间域信号连续地进行传输，相邻信号帧使用相同的时域已知序列，前一个信号帧的时域已知序列作为后一个信号帧的时域保护间隔，如图3所示。接收端处理时直接对第i个信号帧的时间域信号N点序列整体进行处理，可以完全消除时域已知序列对后面时域数据序列的影响，同时时间域信号作为一个整体由频率域信号通过时域变换得到，其对应频域频谱下降沿很陡，解决了时域已知序列频谱造成的发射端滤波器复杂度高的问题，从而回避了PNP-OFDM的缺点。

附图4是本发明基于时频域变换的数字信号发送方法的流程图：

步骤401，将调制后待传输的用户数据符号作为频域数据序列 ${\left\{D_{i,k}\right\}}_{k=0}^{N-K-1};$

步骤s402，在频域数据序列

上按设定图样间隔插入频域填充位置；

步骤s403，在频域填充位置上填充待计算频域填充序列

并与频域数据序列组成初始频率域信号

步骤s404，将时域已知序列与初始时未知的时域数据序列

组成信号帧的初始时间域信号

步骤s405，建立初始频率域信号

与初始时间域信号之间满足时频变换的关系，将初始频率域信号

经过对应的时域变换得到初始时间域信号

即有：

${\left\{{x^{\&prime;}}_{i,n}\right\}}_{n=0}^{N-1}=\mathrm{\&Phi;}\left({\left\{{X^{\&prime;}}_{i,k}\right\}}_{n=0}^{N-1}\right)$

根据时频变换计算出频域填充序列进而获得由

和

组成的频率域信号

步骤s406，将所述频率域信号进行时域变换，得到信号帧的时间域信号，并发送。

以上描述是以初始时未知的时域数据序列放置在初始时间域信号帧前部、时域已知序列集中放置在后部为例进行说明，将时域已知序列集中放置在前部或前后两部分时可以按照以上步骤对应完成。

下面结合实施例对具体实施方式进一步进行描述，以下实施例中将频域填充序列中的单个数据称为频域填充，将频域数据序列中的单个数据称为频域数据，将频域信号中的单个数据成为频域信号。

实施例1

本发明中信号帧长度N为任意正整数，频域填充序列和时域已知序列的长度K为任意正整数，且K＜N，目前快速时频域变换一般都是使用2的幂次方作为变换长度，所以在本实施例中设定N＝2048(2的10次方)，K＝256(2的8次方)，K为N的1/4。本发明中的频域变换可以为离散傅里叶变换(DFT)或者离散余弦变换(DCT)等等，一般通信系统中都使用离散傅里叶变换，所以本实施例频域变换也采用离散傅里叶变换(DFT)，其对应的时域变换为离散傅里叶反变换(IDFT)。DFT/IDFT变换有快速实现算法，在同等N和K的条件下可以进一步降低运算复杂度。

在以上条件下，每个信号帧传输N-K＝1792个调制后的用户数据符号，将这1792个用户数据符号作为频域数据序列

信号帧的初始频率域信号由频域数据序列

和待计算的频域填充序列组合构成，其组合方式按照设定的图样进行，设定的图样可以是均匀的，也可以是非均匀的，但要保证后续求解过程能计算出频域填充序列。在本实施例中使用非均匀的组合方式，在频域数据序列中按设定图样非均匀插入K＝256个频域填充位置来放置待计算的频域填充序列

其余位置放置1792个频域数据。

将初始时未知的时域数据序列与时域已知序列组成信号帧的初始时间域信号

起始时频域填充序列

未知，先设置成未知数，即上述的待计算的频域填充序列

将初始频率域信号经过时域变换(IDFT变换)得到初始时间域信号，即有：

${\left\{{x^{\&prime;}}_{i,n}\right\}}_{n=0}^{2047}=\mathrm{IDFT}\left({\left\{{X^{\&prime;}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{2047}\right)$

在本实施例中时域已知序列集中放置在信号帧的初始时域信号的后部，则初始时未知的时域数据序列放置在前部，此时有：

x′_i，n＝c_i，n  1792≤n＜2048

本实施例使用一个随机噪声序列作为时域已知序列

其生成使用8阶m序列循环产生。这样可以通过时频变换得到256个等式。

上述按设定图样插入频域填充序列保证在这256个等式中有256个未知的待计算的频域填充序列

这样通过求解该256个等式可以计算得到频域填充序列

已知后，接着使用和

组合出频率域信号

再经过2048点IDFT时域变换，将

转换得到第i个信号帧时间域信号将生成的时间域信号

依次进行传输。

在实际应用中，通常N和K的数值比较大，在本实施例中通过上述求解K个等式的运算复杂，在下面的实施例中，通过合理设计信号帧频率域信号中频域数据序列和频域填充序列的组合图样，经过简单运算即可完成K个等式的求解。

实施例2

在实施例1中在频域数据序列上按设定图样间隔插入频域填充位置后，频域数据序列和频域填充序列组合图样是非均匀的，非均匀设定K＝256个位置放置频域填充，其余位置放置1792个频域数据。在本实施例中信号帧的初始频率域信号由每N/K＝4频域信号间隔放置有一个频域填充组合构成，频域填充的起始位置为零。本实施例将详细给出如何通过时域变换关系求解出频域填充序列。

本实施例中将初始频率域信号看成序列和序列

的相加，其中序列

为每3个频域数据后放置一个零填充，即n＝0，4，8，...，2044的位置放置零填充，其他位置依次放置频域数据序列

序列

为每个待计算的频域填充后放置3个零填充，即n＝0，4，8，...，2044的位置依次放置序列其他位置均放置零填充。如图5所示。这样有：

${\left\{{X^{\&prime;}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{2047}={\{D\_{\mathrm{Null}}_{i,k}\}}_{k=0}^{2047}+{\left\{{P\_\mathrm{Null}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{2047}$

对应到时域，同样有

${\left\{{x^{\&prime;}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{2047}={\{d\_{\mathrm{Null}}_{i,k}\}}_{k=0}^{2047}+{\left\{{p\_\mathrm{Null}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{2047}$

其中时域序列

为序列

经过2048点IDFT时域变换得到，时域序列

为序列经过2048点IDFT时域变换得到：

${\{d\_{\mathrm{Null}}_{i,n}\}}_{n=0}^{N-1}=\mathrm{IDFT}\left({\left\{{D\_\mathrm{Null}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{N-1}\right),0\&le;n<N$

${\{p\_{\mathrm{Null}}_{i,n}\}}_{n=0}^{N-1}=\mathrm{IDFT}\left({\left\{{P\_\mathrm{Null}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{N-1}\right),0\&le;n<N$

由于

已知，所以经过DFT变换可以得的 ${\left\{{d\_\mathrm{Null}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{2047}.$

因为时域已知序列

集中放置在序列

后部(前部时可以采用相同的方法)，此时有：

x′_i，n＝c_i，n    1792≤n＜2048

这样可以求解出时域序列

p_Null_i，k＝c_i，n-d_Null_i，n    1792≤n＜2048

根据以上描述，因为序列

是将序列

经过4倍插值得到(每个频域填充后放置3个零)，这样根据DFT的性质可以知道：

$\mathrm{IDFT}\left({\left\{{P^{\&prime;}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{255}\right)={\left\{{p\_\mathrm{Null}}_{i,n}\right\}}_{n=1792}^{2047}$

也就是对时域序列

进行256点频域变换DFT后即可得到频域填充序列

${\left\{P_{i,k}\right\}}_{k=0}^{255}=\mathrm{DFT}\left({\left\{{p\_\mathrm{Null}}_{i,n}\right\}}_{n=1792}^{2047}\right)$

已知后，接着使用

和

组合出频率域信号

再经过2048点IDFT时域变换，将转换得到第i个信号帧时域信号

将生成的时域序列依次进行传输。

在该实施例中，通过以每N/K＝4个频域数据间隔内均匀放置一个频域填充，使用IDFT/DFT快速变换处理即可得到待发送的信号帧时域序列

大大降低了处理复杂度，使得本发明提出的数字信号发送方法便于实际应用。

实施例3

在实施例3中信号帧的频率域信号由每N/K＝4个频域信号间隔插入有一个频域填充组合构成，频域填充的起始位置为零，这样得到信号频谱边沿为一个频域填充，而频域填充的幅度通常是大于频域数据的幅度的，这样的信号频谱一定程度上不利于发射端成形滤波器设计。为了更便于发射端成形滤波器设计，在本实施例中同样以每N/K＝4个频域信号间隔内均匀插入有一个频域填充，但是频域填充的起始位置不是零，而是为1，即序列

在k＝1，5，9，...，2045的位置依次放置待计算的频域填充序列

其他位置均放置零填充。如图6所示。这样得到信号频谱边沿不再是一个频域填充，而是一个频域数据。

本实施例中的其他参数和实施例2相同，因为频率填充仍然是均匀放置在信号帧频域信号中的，所以可以同样使用IDFT和DFT处理得到待发送的信号帧的时间域序列

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (12)

1.一种基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，数据以信号帧为基本单位进行发送，所述方法包括以下步骤：

将调制后待传输的用户数据符号作为频域数据序列；

在所述频域数据序列上按设定图样间隔插入频域填充位置；

在所述频域填充位置上填充待计算的频域填充序列并与频域数据序列组成初始频率域信号；

将时域数据序列与时域已知序列组成信号帧的初始时间域信号；

建立初始频率域信号与初始时间域信号之间满足时频变换的关系，根据时频变换计算出频域填充序列，进而获得频率域信号；

将所述频率域信号进行时域变换，得到信号帧的时间域信号，并发送。

2.根据权利要求1所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，该方法中，

在所述频域数据序列上均匀间隔插入频域填充位置；

将所述时域已知序列集中放置并与时域数据序列组成初始时间域信号。

3.根据权利要求2所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，所述信号帧的初始时间域信号组成方法为：

时域数据序列集中放置在初始时间域信号的前部或后部，而时域已知序列集中放置在后部或前部。

4.根据权利要求2所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，所述信号帧的初始时间域信号组成方法为：

时域已知序列一部分集中放置在初始时间域信号的前部，另一部分集中放置在初始时间域信号的后部，而时域数据序列集中放置在初始时间域信号的中部。

5.根据权利要求2所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，其中频域数据序列长度和时域数据序列长度相同，频域填充序列长度和时域已知序列长度相同。

6.根据权利要求1所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，所建立的初始频率域信号与初始时间域信号之间满足时频变换的关系为：

将初始时间域信号经过频域变换得到初始频率域信号，且将初始频率域信号经过对应的时域变换得到初始时间域信号。

7.根据权利要求1所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，初始频率域信号中每N/K个频率信号间隔内插入有一个频域填充位置，待计算的频域填充序列的起始位置在N/K点间隔内移动，用于改善时域信号的实际频谱，其中N为信号帧的长度，K为频域填充序列的长度。

8.根据权利要求1所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，所述得到的信号帧的时间域信号连续地进行发送传输，相邻信号帧使用相同的时域已知序列，前一个信号帧的时域已知序列作为后一个信号帧的时域保护间隔。

9.根据权利要求1所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，所述信号帧的长度N为2的幂次方。

10.根据权利要求9所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，所述频域填充序列或时域已知序列的长度K为任意正整数，且K＜N。

11.根据权利要求10所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，K为N的2的幂次方分之一。

12.根据权利要求1所述的基于时频域变换的数字信号发送方法，其特征在于，所述时域已知序列为随机噪声序列、CAZAC序列、Gold序列、Walsh序列、勒让德序列、Golay序列或LA序列；

所述调制后待传输的用户数据符号为用户数据经过信道编码和星座点映射后所得的正交复数星座点符号。

Images