CN101842998A - 使用已知数据搜索多个正交信道----wcdma步骤2搜索 - Google Patents

Abstract

本发明描述了在W-CDMA系统中用于对同步信道的三步骤搜索中的步骤2搜索的电路和算法。CDMA系统的移动终端包括用于接收I和Q信号的RF下变频器。响应于I和Q信号的搜索器，包括：第一相关器，其将I和Q信号与主同步信道上的主同步码进行相关；第二相关器，其将I和Q信号与辅同步信道上的辅同步码进行相关。针对每一辅同步码，将经相关后的I和Q信号相加。能量计算器和最大能量检测器使用主同步信道和辅同步信道的经相关后的I和Q信号来检测辅同步码的最有可能的扰码组。

Description

使用已知数据搜索多个正交信道－－－－WCDMA步骤2搜索

技术领域

概括地说，本发明涉及CDMA通信系统，具体地说，本发明涉及用于步骤2W-CDMA搜索的改进型方法和装置。

背景技术

无线通信系统提供各种类型的通信，诸如语音、数据、视频等等。这些系统是基于不同的调制技术的，诸如码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)等。相对于其它类型的系统来说，CDMA系统具备若干优势，其中包括增加的系统容量。

CDMA系统可设计用于支持一项或多项CDMA标准，诸如(1)“用于双模式宽带扩频蜂窝系统的TIA/EIA-95-B移动站-基站兼容标准”(IS-95标准)；(2)名为“第三代合作伙伴计划(3GPP)”的组织所提供的，且包含在一组文件(包括文件3G TS 25.211、3G TS 25.212、3G TS 25.213和3G TS25.214(W-CDMA标准))中的标准；(3)名为“第三代合作伙伴计划2(3GPP2)”的组织所提供的，且包含在一组文件(包括“用于cdma2000扩频系统的C.S0002-A物理层标准”、“用于cdma2000扩频系统的C.S0005-A上层(层3)信令标准”和“C.S0024cdma2000高速率分组数据空中接口规范(cdma2000标准)”)中的标准；(4)一些其它标准。

在CDMA系统中通常使用伪随机噪声(PN)序列来扩展所发射的数据(包括所发射的导频信号)。为发射PN序列的单个值而需的时间称为码片，码片变换的速率称为码片速率。CDMA接收机通常使用RAKE接收机。Rake接收机通常由一个或多个搜索器和两个或更多个多径解调器(指峰，finger)构成，其中，所述搜索器用于定位源自一个或多个基站的直接、多径导频，所述多径解调器用于从这些基站接收信息信号，并将这些信息信号组合起来。

设计直接序列CDMA系统时的固有特性使得需要接收机必须将其PN序列与基站的PN序列对齐。一些系统(诸如W-CDMA标准所定义的系统)通过对每个基站使用唯一的PN码(称为主扰码)来区分这些基站。W-CDMA标准定义了两组Gold码序列来加扰下行链路，其中一组用于同相分量(I)，另一组用于正交分量(Q)。I与Q的PN序列一起在小区中广播，而无需数据调制。此类广播称作为公共导频信道(CPICH)。将所生成的PN序列截断为38400个码片的长度。38400个码片的时段称作为无线帧。每个无线帧划分成15个等同的部分，称作为时隙。由于W-CDMA基站彼此间工作不相同步，由此，一个基站的帧定时的信息并不会转化成任何其它基站的帧定时的信息。为获取该信息，W-CDMA系统需要同步信道和小区搜索技术。

现在参照图1，示意图示出了在W-CDMA系统中用来执行同步的各种同步信道。这些信道包括主同步信道(主SCH)，后者编码有主同步码(PSC)。PSC是用来提供时隙定时的。还包括辅同步信道(辅SCH)，其在每一时隙编码有16个可能的辅同步码(SSC)之一。长度为15的SSC序列用于标识码组和帧定时。还包括公共导频信道(CPICH)，其由主扰码来进行加扰。CPICH用来获得主扰码。根据图1，应当认识到，主SCH和辅SCH划分为15个时隙，编号为时隙0至时隙14，每一时隙是2560个码片。PSC和SSC均为256个码片长。在小区内，还包括主公共控制物理信道(PCCPCH)，其用来为用户承载同步和广播信息。在每一时隙的第一组256个码片期间不发射主CCPCH。而是，在该时段期间发射主SCH和辅SCH，剩余部分用于广播消息。

针对512个主码中的每一个，可以一个偏移接一个偏移(其中有38400个)地搜索W-CDMA基站。然而，鉴于这种搜索将需要极其大量的时间，其并不可行。事实是，W-CDMA标准要求基站发射主SCH和辅SCH，以协助移动终端进行高效搜索。由此，W-CDMA小区搜索可用三个步骤来执行。

对于初次捕获来说，在缩短搜索时间方面，相对用于针对每个扰码搜索整个PN空间的不可行技术而言，三步骤的W-CDMA搜索技术提供了极大的性能提升。检测概率和搜索时间是判断CDMA系统的质量的重要度量。缩短的搜索时间或更高的检测概率意味着能够更快地或是更少地进行搜索。由此，用户单元就能够使用更少的功率来更快地或更可靠地定位和接入可用的最佳小区，从而，基站和用户单元通常就都能以降低的传输功率电平来进行更好的信号传输和接收。这也就增加了CDMA系统的容量(就支持增加的用户数量而言，或就更高的传输速率而言，或两者)。此外，缩短搜索时间在如下情形下也是有利的：虽然用户单元在空闲模式、低功率状态下时，此时，用户单元并不活跃地发射或接收语音或数据，但其定期监测系统。缩短搜索时间使得用户单元有更多的时间处于低功率状态下，从而能够减少功耗及延长待机(standby)时间。

在传统的三步骤的小区搜索技术中，步骤2是仅使用SSC信号来执行的。在Rao和其他人的、名为“Method and apparatus for step two W-CDMAsearching”的美国专利6,768,768中描述了一种此类小区搜索技术，该专利已转让给了本申请的受让人，并以引用的方式将该专利全部并入本文。该‘768专利公开了改进第二搜索步骤的若干实施例。在‘768专利的一个实施例中，以多个偏移将多个码或SSC与接收到的信号进行相关，以生成对应于每个码/时隙边界对的码/时隙能量。将码/时隙能量的独特子集加和起来，以生成码序列能量，其中，最大码序列能量指示了所定位的码序列和时隙边界。在‘768专利的另一个实施例中，相关是通过如下操作来执行的：将接收到的信号与公共序列进行子相关(sub-correlate)；对结果执行快速哈达玛变换(FHT)。在另一个实施例中，使用一个子相关器来同时搜索多个峰值。

现在参照图2，框图示出了用于执行传统的步骤2搜索算法中之一的Rao ‘768专利。图1描绘了具有进入相关器510的I和Q采样的搜索器430，在相关器510中，I和Q采样与16个SSC中的每一个进行相关。相关器510包括子相关器520、FHT 530和能量计算器535。子相关器520生成长为16的子相关序列，以向FHT530递送。相关器510的结果存储在存储器540中。将多个帧的能量结果累加起来，并存储在存储器540中。求和器550根据针对每个时隙假设的预定SSC序列来从存储器540中读取SSC/时隙能量值。将SSC/时隙能量加起来以生成SSC序列能量。将SSC序列能量递送至最大能量检测器560，以检测对应于最有可能的扰码组和帧定时的最大能量。求和器550和最大能量检测器560可组合在一个电路中，或是，此两者的功能可在DSP中实现。

在Y.-P.E Wang，T.Ottosson的名为“Cell search in W-CDMA”的文章中描述了另一种小区搜索技术，该文章发表于2000年8月的IEEE通信选题杂志第8期第18卷(1470-1482页)，将这篇文章整体并入了本文中。在该技术中，作者提出了一种相干检测方法，使用PSC相关的相位来校正SSC相关的相位。这种观念是：可使用PSC相关来估计随机相位φk。随后，使用估计出的相位来对SSC相关进行相位校正。

用来缩短搜索时间的W-CDMA搜索器将会提升移动终端的速度和性能。不过，此外，对减少集成电路区域和降低功耗来说，实现方案的效率也很重要。上面所描述的三步骤搜索方法的步骤2是一个复杂的过程，由此，本领域需要能够执行步骤2W-CDMA搜索的高效搜索器。

发明内容

本发明的示例性实施例涉及用于步骤2W-CDMA搜索的系统和方法。

由此，本发明的一个实施例包括用于搜索辅同步码的方法，该方法包括：对主同步信道和辅同步信道两者都进行相关；针对正确的辅同步码，获得第一估计，其中，所述第一估计取决于所述主同步信道和所述辅同步信道；针对错误的辅同步码，获得第二估计，其中，所述第二估计取决于所述主同步信道。

本发明的另一个实施例包括一种用于在WCDMA系统中执行对同步信道的搜索的电路，所述同步信道至少包括主同步信道和辅同步信道，所述电路包括：相关器，将I和Q信号与主同步码和辅同步码进行相关；能量计算器，响应于所述相关器的输出；最大能量检测器，其响应于所述能量计算器，用于检测辅同步码的最有可能的扰码组。

本发明的另一个实施例包括一种在WCDMA系统中的移动终端，包括：RF下变频器，用于接收I和Q信号；搜索器，响应于I和Q信号，包括：第一相关器，将I和Q信号与主同步码进行相关；第二相关器，将I和Q信号与辅同步码进行相关；第一加法器，用于针对所述辅同步码中的每个辅同步码，将来自所述第一相关器的经相关后的I和Q信号和来自所述第二相关器的经相关后的I和Q信号相加；能量计算器，响应于所述第一加法器的输出；最大能量检测器，响应于所述能量计算器，用于检测辅同步码的最有可能的扰码组。

本发明的另一个实施例包括一种用于在WCDMA系统中执行对同步信道的搜索的电路，所述同步信道至少包括主同步信道和辅同步信道，所述电路包括：相关器模块，将I和Q信号与主同步码和辅同步码进行相关；能量计算模块，用于响应于所述相关器模块的输出而执行能量计算；最大能量检测模块，用于检测最大能量，以确定辅同步码的最有可能的扰码组。

本发明的另一个实施例包括一种用于在WCDMA系统中执行对同步信道的搜索的电路，所述同步信道至少包括主同步信道和辅同步信道，所述电路包括：加法模块，用于将主同步码输入和辅同步码输入相加；相关器模块，用于将I和Q信号与经相加后的所述主同步码输入和所述辅同步码输入进行相关；能量计算模块，用于响应于所述相关器模块的输出而执行能量计算；最大能量检测模块，用于检测最大能量，以确定辅同步码的最有可能的扰码组。

附图说明

给出了多幅附图，以辅助描述本发明的实施例，提供了这些附图，仅仅是为了示意所述实施例，而不是要加以限制。

图1是示出了W-CDMA系统中的各种同步信道的图表。

图2是用于执行传统步骤2搜索算法的硬件的框图。

图3是用于执行新型的步骤2搜索算法的无线设备的框图。

图4A是用于执行新型的步骤2搜索算法的一般算法的框图。

图4B是用于执行新型的步骤2搜索算法的另一种算法的框图。

图5是用于执行新型的步骤2搜索算法的硬件的框图。

图6是示出了在无频率误差的AWGN(“加性高斯白噪声”)情境下的各种算法的性能的图形。

图7是示出了在具有-3.6kHz频率误差的AWGN情境下的各种算法的性能的图形。

图8是示出了在单径高速衰落情境下的各种算法的性能的图形。

图9是示出了在AWGN下，与现有算法相比，具有不同的累积长度(3个帧、2个帧、1个帧)的新型算法的性能的图形。

图10是示出了在AWGN情境下，具有频率误差和可变累积长度的各种算法的性能的图形。

图11是示出了在单径高速衰落、可变累积长度的情境下的各种算法的性能的图形。

具体实施方式

下文的描述和与本发明的特定实施例有关的附图给出了本发明的多个方面。在不脱离本发明保护范围的情况下可以设计出另外的实施例。此外，将不会详细描述本发明的公知元件，或是，将会忽略这些公知元件，以免混淆本发明的有关细节。

本发明中使用的“示例性的”一词意味着“用作例子、例证或说明”。本发明中被描述为“示例性”的任何实施例不必被解释为比其它实施例更优选或更具优势。同样的，术语“本发明的实施例”并不要求本发明的所有实施例都包括所描述的特征、优点或工作模式。

此外，很多实施例是围绕(比方说)计算设备的元件所要执行的动作的序列来描述的。将会认识到，本文所描述的各种动作可由如下来执行：特定电路(例如，专用集成电路(ASIC))；由一个或多个处理器来执行的程序指令；或两者的组合。另外，本文所描述的这些动作的序列可视作为全部体现在任意形式的计算机可读存储介质中，所述计算机存储介质具有存储其中的相应的计算机指令集，当执行所述计算机指令集时，将会使得相关联的处理器执行本文所述的功能。由此，本发明的各个方面可用多种不同的形式来体现，所有这些形式都应落入本发明主题的保护范围内。此外，对本文所描述的每一实施例而言，比方说，在本文中将任何此类实施例的对应形式描述为用以执行所述动作的“逻辑”。

下面列出了在说明书中使用的首字母缩略词及符号的词汇表：

AWGN-加性高斯白噪声

bpg-块处理组

CD-相关检测

CDMA-码分多址

conv-传统的

CPICH-公共导频信道

CSIM-软件仿真程序

dB-分贝

DSP-数字信号处理器

FHT-快速哈达玛变换

fe-频率误差

GHz-兆赫兹

H0-无信号情形下的假设

Hi-有信号及SSC组i情形下的假设

JPH-联合相位假设

k-时隙编号

kHz-千赫兹

km/h-千米/小时

商用数学/仿真程序

ms-毫秒

Nc-时隙单元中的累积长度

ppm-百万分之-

PSC-主同步码

Re-实部

SCH-同步信道

SSC-辅同步码

步骤1(Step1)-CDMA小区搜索的步骤一

步骤2(Step2)-CDMA小区搜索的步骤二

步骤3(Step3)-CDMA小区搜索的步骤三

TDMA-时分多址

W-CDMA-宽带码分多址

a_k-信道增益

φ_k-随机相位

σ²-噪声功率

n_k-i.i.d.复AWGN噪声向量

y_k-在时隙编号k接收到的第一256码片信号

本发明的实施例包括用于WCDMA小区搜索步骤2的算法。在使用相同的累积长度的情况下，新型算法优于传统方法。此外，提供了理论分析以及仿真结果，以证明性能增益。步骤2搜索时间可从30毫秒(ms)缩短至20毫秒，并且即便缩短了搜索时间，检测概率却增加了(例如，在-9dB的几何条件上，增加10％)。

现在参照图3，框图示出了移动终端300，其用于执行本发明的新型步骤2搜索算法。仅仅示出了移动终端单元300的部件的子集。在天线310处接收信号，并将该信号递送至RF下变频方框320，以进行放大、下变频和采样。用于将CDMA信号下变频至基带的各种技术在本领域中是公知的。从RF下变频方框320将I、Q采样递送至搜索器330。搜索器330与数字信号处理器(DSP)340进行通信。针对使用DSP的替代方案包括使用另一种类型的通用处理器或用于执行与新型搜索算法有关的各种工作的专用硬件。

本发明的实施例假定在一个块处理组(此后称作为“bpg”)中衰落和相位为常数，其中，该块处理组长为256码片。假定信号存在。下文描述了误警情境。y_k表示在时隙编号k中接收到的第一256-码片信号。其可写成如下形式：

$y_k={\mathrm{\α}}_k(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})e^{{\mathrm{j\φ}}_k}+n_k,\mathrm{foehypothesls}{H}_i---\left(1\right)$

其中，a_k是信道增益的幅值，φ_k是由于频率误差、初始相位偏移和信道增益相位而导致的随机相位。H_i是64x15假设(具有15个可能的帧边界的64个码组)中之一。PSC和SSC_k，i是针对假设i的时隙k中的复同步码。n_k是具有256个元素的i.i.d.复AWGN噪声向量。每个复元素包括噪声功率σ²。此外，

定义为Nc个时隙的信号向量，其中，Nc是累积长度。当前Nc设定为45(3个帧)。在给定y的情况下，作出关于最有可能的假设。

如果仅使用SSC来计算相关。检测标准将变为：

$H_i=\arg \max \left\{\mathrm{\Σ}{\left|{\mathrm{SSC}}_{k,i}{y}_k^{*}\right|}^2\right\}---\left(2\right)$

联合相位和假设估计可按照如下来执行。将

定义为随机相位向量。那么，在有信号时的条件概率为：

$P(\stackrel{\→}{y}{|H}_i,\stackrel{\→}{\mathrm{\φ}})={\left(\frac{1}{{\mathrm{\π\σ}}^2}\right)}^{{256N}_c}{e}^{-{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^{\mathrm{Nc}}\frac{(y_k-{\mathrm{\α}}_k(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})e^{{\mathrm{j\φ}}_k}){(y_k-{\mathrm{\α}}_k(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})e^{j{\mathrm{\φ}}_k})}^{*}}{{\mathrm{\σ}}^2}}---\left(3\right)$

方程(3)可进一步简化为：

$P\left(\stackrel{\→}{y}\right|H_i,\stackrel{\→}{\mathrm{\φ}})={\left(\frac{1}{{\mathrm{\π\σ}}^2}\right)}^{{256N}_c}{e}^{-{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^{\mathrm{Nc}}\frac{{\left|\right|y_k\left|\right|}^2+{\mathrm{\α}}_k^2{\left|\right|\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i}\left|\right|}^2-{2\mathrm{\α}}_k\mathrm{Re}\left((\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})e^{{\mathrm{j\φ}}_k}{y}_k^{*}\right)}{{\mathrm{\σ}}^2}}---\left(4\right)$

现在，很清楚：

$(H_i,\stackrel{\→}{\mathrm{\φ}})=\arg \max \left\{\mathrm{\Σ}{\mathrm{\α}}_k\mathrm{Re}\left((\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})e^{{\mathrm{j\φ}}_k}{y}_k^{*}\right)\right\}---\left(5\right)$

对给定的H_i，为最大化求和项，需将每一时隙k的φ_k选定为：

${\mathrm{\φ}}_k=-\∠\left((\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right)$

$\mathrm{Re}\left((\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})e^{{\mathrm{j\φ}}_k}{y}_k^{*}\right)=\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right|$

由此，

$H_i=\arg \max \left\{\mathrm{\Σ}{\mathrm{\α}}_k\right|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\left|\right\}---\left(6\right)$

根据方程(6)，对PSC和SSC与输入采样执行相关计算，并对每个时隙的两个结果进行相加。然而，信道增益a_k的大小未知。可根据|(PSC+SSC_k，i)y_k ^*|来估计信道增益，对于正确假设而言，|(PSC+SSC_k，i)y_k ^*|与a_k成比例。由此，方程(6)可修改为：

$H_i=\arg \max \mathrm{\Σ}{\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right|}^2---\left(7\right)$

对于正确假设而言，还可以认为方程(7)具有另一种表述，如果忽略噪声，那么结果将为：

${\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right|}^2={\mathrm{\α}}_k({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2+{\left|\right|{\mathrm{SSC}}_{k,i}\left|\right|}^2)e^{{\mathrm{j\φ}}_k}(\mathrm{PSC}+\mathrm{SSC})y_k^{*}$

对错误假设而言，

并且如果忽略噪声，那么

${\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right|}^2={\mathrm{\α}}_k\left({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_k}(\mathrm{PSC}+\mathrm{SSC})y_k^{*}$

从而，本质上，y_k(PSC+SSC_k，i)^*给出了信道增益估计和相位估计。此外，由于||PSC||²＝||SSC||²，对正确假设来说，其使得信道增益又增加了1倍。由此，方程(7)的算法优于上面所描述的Wang和Ottoson的相干检测技术。

值得注意的是，在正确假设情形下的JPH估计的期望值是PSC和SSC的方程：

$E{\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right|}^2={\mathrm{\α}}_k^2{({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2+{\left|\right|{\mathrm{SSC}}_{k,i}\left|\right|}^2)}^2+({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2+{\left|\right|{\mathrm{SSC}}_{k,i}\left|\right|}^2){\mathrm{\σ}}^2$

其中，在错误假设情形下的JPH估计的期望值仅仅是PSC的方程：

$E{\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right|}^2={\mathrm{\α}}_k^2{\left({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2\right)}^2+\left({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2\right){\mathrm{\σ}}^2$

这与Wang和Ottoson的相干检测技术不同，在Wang和Ottoson的相干检测技术中，正确假设情形下的期望值为：

$E\left[\mathrm{Re}\left(\left(y_k{\mathrm{PSC}}^{*}\right)\left({\mathrm{SSC}}_{k,i}{y}_k^{*}\right)\right)\right]={\mathrm{\α}}_k^2{\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2{\left|\right|{\mathrm{SSC}}_{k,i}\left|\right|}^2$

而错误假设情形下的期望值为：

$E\left[\mathrm{Re}\left(\left(y_k{\mathrm{PSC}}^{*}\right)\left({\mathrm{SSC}}_{k,i}{y}_k^{*}\right)\right)\right]=E\left[{\mathrm{\α}}_k({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2{e}^{\mathrm{j\φ}}+n_k{\mathrm{PSC}}^{*})\left({\mathrm{SSC}}_{k,i}{n}_k^{*}\right)\right]=0$

这是因为SSC与PSC正交。

现在参照图4A，框图示出了本发明的联合假设和相位算法的一般实现方案。将接收到的I/Q输入应用于PSC+SSC相关器412，该相关器412对接收到的信号执行相关。将PSC+SSC相关器412的输出应用于能量计算器405和最大能量检测器406，其中，能量计算器405进行能量计算，最大能量检测器406检测最有可能的最大能量。图4B示出了另一种算法，其中，PSC和SSC的I/Q输入由加法器413加到一起，并在应用于能量计算器405之前在相关器411中进行相关。

本发明的示例性实施例包括用于在CDMA系统中执行对同步信道的搜索的电路，所述同步信道至少包括主同步信道和辅同步信道。优选地，该电路包括相关器412，后者使用主同步码和辅同步码来将I、Q信号与主同步码和辅同步码进行相关。能量计算器405响应于相关器的输出。响应于能量计算器405的最大能量检测器406检测辅同步码的最有可能的扰码组。

在具有混合加法器-相关器的本发明的另外一个示例性实施例中，PSC输入和SSC输入通过加法器413加在一起，并应用于相关器411。能量计算器405响应于相关器411的输出。响应于能量计算器405的最大能量检测器406检测辅同步码的最有可能的扰码组。

现在参照图5，框图示出了用于执行新型的步骤2搜索算法或联合相位-假设算法的硬件，其中，所述算法包括通过如下方程来表达的信道增益估计：

$H_i=\arg \max \mathrm{\Σ}{\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right|}^2$

为在步骤2引擎中实现联合相位-假设算法，需要PSC相关器401执行(PSC y^*)功能。PSC相关器401包括：乘法器501、502，用于将接收到的I和Q输入分别与PSC信号a(i)相乘，并将相乘后的信号应用于加法器503、504和触发器505、506。类似地，SSC相关器402执行(SSC y^*)功能。SSC相关器402包括：乘法器511、522，用于将接收到的I、Q输入分别与SSC信号b(i)相乘，并将相乘后的信号应用于加法器513、514和触发器515、516。触发器515、516的输出应用于解扩功能体517和FHT403。针对16个SSC中的每一个SSC，通过加法器518将PSC相关的I和Q与SSC相关的I和Q相加。使用平方功能体521、522和加法器523来计算I²+Q²。随后，将源自加法器523的这些值存储在包括非相干(ncoh)RAM 524和能量矩阵525的能量矩阵中。包括分类器526的步骤2算法的其余部分基本上与传统技术的相同。

在步骤1成功的条件下，并根据条件检测概率，评估了上面所描述的算法的性能，比较了所述算法。为了清楚，下面列举了所考虑的算法。

1.传统方式(仅SSH)

$H_i=\arg \max \left\{\mathrm{\Σ}{\left|{\mathrm{SSC}}_{k,i}{y}_k^{*}\right|}^2\right\}---\left(8\right)$

2.相干检测(CD)

$H_i=\arg \max \mathrm{\ΣRe}\left(\left(y_k{\mathrm{PSC}}^{*}\right)\left({\mathrm{SSC}}_{k,i}{y}_k^i\right)\right)---\left(9\right)$

3.带有信道增益估计的联合相位-假设(JPH)

$H_i=\arg \max \mathrm{\Σ}{\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right|}^2---\left(10\right)$

在三种情境下评估了上述三种算法：无频率误差的AWGN、具有-3.6kHz频率误差的AWGN、速度为350km/h的单路径高速衰落且无频率误差。输入采样是使用已知软件程序CSIM来生成的。算法由

软件程序来实现，以读取这些输入采样并执行步骤1和步骤2搜索。

图6示出了在无频率误差的AWGN下的性能。可以观察得出，相对于传统的仅SSC(SSC only)方法而言，相干检测方法在性能上有1.5dB的提升。而JPH算法相对于CD方法在性能上又有另外0.8dB的提升，从而相对于传统方法也就有2.3dB的增益。图7示出了具有-3.6kHz频率误差的AWGN下的性能。可以观察到与图6中的特性相同的特性(behavior)。

图8示出了在单路径高速衰落情境下的性能。JPH的性能优于传统方法约2.2dB，优于相干检测方法约0.8dB。

图9比较了具有不同Nf(Nf＝3、Nf＝2、Nf＝1)个帧的性能(注：Nc＝15*Nf)。可以得出，使用JPH方法，累积长度可缩减至20ms(2个帧)，并具有比传统方法更好的性能。图10和图11描绘了具有频率误差和高速衰落的AWGN情形下的性能。在这两种情境下也可以得到类似的结论。

在上文所述的性能比较中，示出了JPH方法优于传统方法，即便是在0dB信道增益及无相位误差的情况下。这一部分阐明了这种性能增益。

可以参见一个更为简单的情境。假定仅有两个SSC——SSC1和SSC2。期望标识出哪个SSC用于bpg。忽略无信号的情况，对于单个bpg而言：

$y=\left\{\begin{array}{cc}(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_1)+n,& H_1\\ (\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_2)+n,& H_2\end{array}\right.---\left(11\right)$

执行相类似的分析，可以得出：

H_i＝arg max{Re((PSC+SSC_i)y^*)}   (12)

假定H₁是正确假设，那么：

Re((PSC+SSC₁)y^*)＝Re(||PSC||²+||SSC₁||²+PSCn^*+SSC₁n^*)   (13)

Re((PSC+SSC₂)y^*)＝Re(||PSC||²+PSCn^*+SSC₂n^*)             (14)

值得注意的是，PSC、SSC和n是1x256的行向量(复数的)。现在，如果将方程(13)和(14)进行比较，可以认识到，对两种假设而言，||PSC||²+PSCn^*是共同的。为了检测，可将其忽略(注意，即便PSCn^*是AWGN噪声。但对两种假设施加的是相同的噪声)。然后，方程(13)和(14)变为：

Re(||SSC₁||²+SSC₁n^*)＝Re(SSC₁y^*)   (15)

Re(SSC₂n^*)＝Re(SSC₂y^*)             (16)

这等同于使用如下标准：

H_i＝arg max{Re(SSC_iy^*)}            (17)

事实上，在使用标准(12)和(17)时，所执行的仿真和结果基本相同。这样的话，就会产生JPH和传统方法在相同的AWGN信道下性能类似的错觉。然而，值得注意的是，在(12)和(17)中，JPH和传统方法所使用的标准不同。在单个bpg情形下，它们的标准可重写为如下：

1.传统的(conv)

H_i＝arg max{|SSC_iy^*|²}

2.带有信道增益估计的联合相位-假设(JPH)

H_i＝arg max{|(PSC+SSC_i)y^*|²}

在此情境下，与标准(12)和(17)相比，JPH和传统方法都是次优的。

现在，再次假定H₁是正确假设。如果使用的是传统方法，则：

${\left|{\mathrm{SSC}}_1{y}^{*}\right|}^2={|{\left|\right|{\mathrm{SSC}}_1\left|\right|}^2+{\mathrm{SSC}}_1{n}^{*}|}^2={|512+{\mathrm{SSC}}_1{n}^{*}|}^2={|512+R_1+I_{1}i|}^2$

$={512}^2+1024R_1+R_1^2+I_1^2---\left(18\right)$

${\left|{\mathrm{SSC}}_2{y}^{*}\right|}^2={\left|{\mathrm{SSC}}_2{n}^{*}\right|}^2={|R_2+I_{2}i|}^2=R_2^2+I_2^2---\left(19\right)$

值得注意的是，SSC的范数的平方是512。R₁，I₁，R₂和I₂是SSCn^*的实部和虚部。它们是方差为512σ²/2＝β的AWGN。512来自于SSC的模的平方。1/2是由于是二维的。值得注意的是，SSC的原始Ec/(Io-Ec)为2/σ²。用来比较不同的检测算法的一个公共度量是两种假设之间的期望间距与噪声标准差(噪声方差的平方根)的比值。比值越大，则检测算法就越好。那么，对传统方法来说，期望间距为E|SSC₁y^*|²-E|SSC₂y^*|²＝512²。构成正确假设(18)的方差的噪声为1024R₁+R₁ ²+I₁ ²，构成错误假设(19)的方差的噪声为R₂ ²+I₂ ²。这两项方差可进一步计算为：对(18)来说为1024²β+4β²；对(19)来说为4β²。

现在，如果使用的是JPH方法，则：

${\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_1)y_{*}\right|}^2={|{\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2+{\left|\right|{\mathrm{SSC}}_1\left|\right|}^2+{\mathrm{PSCn}}^{*}+{\mathrm{SSC}}_1{n}^{*}|}^2={|1024+R_p+R_1+(I_p+I_1)i|}^2$

$={1024}^2+{2048R}_p+2048R_1+{2R}_p{R}_1+R_p^2+R_1^2+I_p^2+I_1^2+2I_p{I}_1---\left(20\right)$

${\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_2)y^{*}\right|}^2={|{\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2+{\mathrm{PSCn}}^{*}+{\mathrm{SSC}}_2{n}^{*}|}^2={|512+R_p+R_2+(I_p+I_2)i|}^2$

$={512}^2+1024R_p+1024R_2+2R_p{R}_2+R_p^2+R_2^2+I_p^2+I_2^2+2I_p{I}_2---\left(21\right)$

R_p和I_p是PSCn^*的实部和虚部。同样，它们是方差为β的AWGN。对比(20)和(21)，期望间距为3*512^2，由此，也就增加到3倍。

现在，来判断方差是否增长到9倍。构成正确假设(20)的方差的噪声为1024R_p+2048R₁+2R_pR₁+R₁ ²+I₁ ²+2I_pI₁。这是由于对所有假设来说，1024R_p+R_p ²+I_p ²是公共的，其并不构成用于检测的方差。那么，构成错误假设(21)的方差的噪声为1024R₂+2R_pR₂+R₂ ²+I₂ ²+2I_pI₂。这时，这两项的方差可计算为：对(20)来说为5*1024²β+12β²；对(21)来说为1024²β+12β²。下面，比较用于两种方法的正确假设的两种方差：1024²β+4β²(conv)对比5*1024²β+12β²(JPH)。很明显，方差增长仅在3到5倍之间。下面，比较两种方法的错误假设的两种方差：4β²(conv)对比1024²β+12β²(JPH)。在此，为达到大于9倍的增长，β≤43690.7。这意味着Ec/(Io-Ec)≥-19dB。值得注意的是，对这样的Ec/(Io-Ec)来说，图1示出的两种方法的检测概率均约为1。即便在这样的情况下，由于正确假设方差仅仅增长到3-5倍，JPH方法的性能依然较好。

研究误警性能也很有用。通过观察相关后的SNR，可以确信，就误警而言，JPH将总是具有比传统方法更好的性能。

方程(1)可修改为包括误警情形。其仅针对一个bpg来研究，且假定仅具有1个SSC，则：

$y=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\α}(\mathrm{PSC}+\mathrm{SSC})e^{\mathrm{j\φ}}+n,& H_1\\ n,& H_0\end{array}\right.$

H₀和H₁是无信号情形下和有信号情形下的假设。下面，将传统方法和JPH方法的相关输出定义成：

Z_conv＝SSCy^*＝||SSC||²e^jφ+SSCn^*

Z_JPH-1＝(PSC+SSC)y^*＝(||PSC||²+||SSC||²)e^jφ+SSCn^*+PSCn^*

现在，Z_conv的SNR为||SSC||²/σ²＝512/σ²，但Z_JPH-1的SNR为(||SSC||²+||PSC||²)²/(||SSC||²+||PSC||²)σ²＝1024/σ²。JPH方法使得SNR加倍，由此，能够提供更好的误警性能。

信息和信号可以使用多种不同的技术和方法中的任意技术和方法来表示。例如，在贯穿上面的描述中提及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号和码片可以用电压、电流、电磁波、磁场或粒子、光场或粒子或者其任意组合来表示。

此外，应当明白，结合本文公开的实施例描述的各种示例性的逻辑框、模块、电路和算法步骤均可以实现成电子硬件、计算机软件或其组合。为了清楚地表示硬件和软件之间的可交换性，上面对各种示例性的部件、框、模块、电路和步骤均围绕其功能进行了总体描述。至于这种功能是实现成硬件还是实现成软件，取决于特定的应用和对整个系统所施加的设计约束条件。可以针对每个特定应用，以变通的方式实现所描述的功能，但是，这种实现决策不应解释为背离本发明的保护范围。

结合本文公开的实施例所描述的方法、序列和/或算法可直接体现为硬件、由处理器执行的软件模块或其组合。软件模块可以位于RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动磁盘、CD-ROM或者本领域已知的任何其它形式的存储介质中。一种示例性的存储介质连接至处理器，从而使处理器能够从该存储介质读取信息，且可向该存储介质写入信息。当然，存储介质也可以是处理器的组成部分。

由此，本发明的实施例包括计算机可读介质，后者包含用于执行步骤2搜索算法的方法。因此，本发明并不限于所示出的例子，用于执行本发明所描述的功能的任意模块都包括在本发明的实施例当中。

尽管前述公开内容给出了本发明的示例性实施例，然而，应当注意的是，在不脱离所附权利要求书限定的本发明的保护范围的基础上可作出各种更改和修改。依据本文所描述的本发明的实施例的方法权利要求的功能、步骤和/或动作并不需要以任何特定次序来执行。此外，尽管是以单数形式来描述或要求保护本发明的元件，但除非特别指明限于单数，那么，复数形式是预期的。

Claims (26)

1.一种用于搜索辅同步码的方法，所述方法包括：

对主同步信道和辅同步信道两者都进行相关；

针对正确的辅同步码，获得第一估计，其中，所述第一估计取决于所述主同步信道和所述辅同步信道；

针对错误的辅同步码，获得第二估计，其中，所述第二估计取决于所述主同步信道。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一估计给定为：

$E{\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right|}^2={\mathrm{\α}}_k^2{({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2+{\left|\right|{\mathrm{SSC}}_{k,i}\left|\right|}^2)}^2+({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2+{\left|\right|{\mathrm{SSC}}_{k,i}\left|\right|}^2){\mathrm{\σ}}^2.$

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第二估计给定为：

$E{\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_2^{*}\right|}^2={\mathrm{\α}}_k^2{\left({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2\right)}^2+\left({\left|\right|\mathrm{PSC}\left|\right|}^2\right){\mathrm{\σ}}^2.$

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一估计与如下一项的范数的平方成比例：

所述主同步信道和所述辅同步信道之和同所接收到的信号的共轭的乘积。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述辅同步码是CDMA系统中的16个可能的码之一。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述主同步信道和所述辅同步信道分成多个时隙，预定数量的时隙组成一个帧，其中，所述辅同步码是在搜索预定数量的时隙之后确定的。

7.一种用于在WCDMA系统中执行对同步信道的搜索的电路，所述同步信道至少包括主同步信道和辅同步信道，所述电路包括：

相关器，将I和Q信号与主同步码和辅同步码进行相关；

能量计算器，响应于所述相关器的输出；

最大能量检测器，其响应于所述能量计算器，用于检测辅同步码的最有可能的扰码组。

8.根据权利要求7所述的电路，其中，所述相关器是混合加法器-相关器，所述混合加法器-相关器包括：

第一相关器，将I和Q信号与所述主同步码进行相关；

第二相关器，将I和Q信号与所述辅同步码进行相关；

第一加法器，用于针对所述辅同步码中的每个辅同步码，将来自所述第一相关器的经相关后的I和Q信号和来自所述第二相关器的经相关后的I和Q信号相加。

9.根据权利要求7所述的电路，其中，所述相关器包括：

第一相关器，将I和Q信号与主同步码进行相关；

第二相关器，将I和Q信号与辅同步码进行相关。

10.根据权利要求8所述的电路，其中，所述能量计算器包括：

第一平方电路和第二平方电路，用于对来自所述第一加法器的I和Q输出取平方；

第二加法器，用于将所述第一平方电路的输出和所述第二平方电路的输出相加。

11.根据权利要求10所述的电路，其中，所述第二加法器的输出存储在存储器中。

12.根据权利要求8所述的电路，其中，对所述第二相关器的输出执行快速哈达玛变换。

13.根据权利要求12所述的电路，其中，在所述快速哈达玛变换之前，对所述第二相关器的输出进行解扩。

14.根据权利要求7所述的电路，其中，所述电路解决由如下方程所定义的算法：

$\mathrm{Hi}=\arg \max \mathrm{\Σ}{\left|(\mathrm{PSC}+{\mathrm{SSC}}_{k,i})y_k^{*}\right|}^2.$

15.根据权利要求7所述的电路，其中，所述主同步信道和所述辅同步信道分成多个时隙，预定数量的时隙组成一个帧，其中，所述电路能够在搜索预定数量的时隙之后确定辅同步码。

16.根据权利要求7所述的电路，其中，所述电路是集成电路。

17.一种在WCDMA系统中的移动终端，包括：

RF下变频器，用于接收I和Q信号；

搜索器，其响应于所述I和Q信号，包括：

第一相关器，将I和Q信号与主同步码进行相关；

第二相关器，将I和Q信号与辅同步码进行相关；

第一加法器，用于针对所述辅同步码中的每个辅同步码，将来自所述第一相关器的经相关后的I和Q信号和来自所述第二相关器的经相关后的I和Q信号相加；

能量计算器，响应于所述第一加法器的输出；

最大能量检测器，其响应于所述能量计算器，用于检测辅同步码的最有可能的扰码组。

18.根据权利要求17所述的移动终端，其中，所述搜索器的至少一部分是在DSP中实现的。

19.一种用于在WCDMA系统中执行对同步信道的搜索的电路，所述同步信道至少包括主同步信道和辅同步信道，所述电路包括：

相关器模块，将I和Q信号与主同步码和辅同步码进行相关；

能量计算模块，用于响应于所述相关器模块的输出而执行能量计算；

最大能量检测模块，用于检测最大能量，以确定辅同步码的最有可能的扰码组。

20.根据权利要求19所述的电路，其中，所述相关器模块包括混合加法器-相关器模块，其中，所述混合加法器-相关器模块具有：

第一模块，用于将I和Q信号与主同步码进行相关；

第二模块，用于将I和Q信号与辅同步码进行相关；

第一加法模块，用于针对所述辅同步码中的每个辅同步码，将来自用于进行相关的所述第一模块的经相关后的I和Q信号和来自用于进行相关的所述第二模块的经相关后的信号I和Q信号相加。

21.根据权利要求19所述的电路，其中，用于执行所述能量计算的模块包括：

第一平方模块和第二平方模块，用于对来自所述第一加法模块的I和Q输出取平方；

第二加法模块，用于将所述第一平方模块的输出和所述第二平方模块的输出相加。

22.根据权利要求21所述的电路，其中，所述第二加法模块的输出存储在存储器中。

23.根据权利要求22所述的电路，其中，对所述第二相关模块的输出执行快速哈达玛变换。

24.根据权利要求20所述的电路，其中，在所述快速哈达玛变换之前，对用于进行相关的所述第二模块的输出进行解扩。

25.根据权利要求19所述的电路，其中，所述相关器模块包括：

第一模块，用于将I和Q信号与主同步码进行相关；

第二模块，用于将I和Q信号与辅同步码进行相关。

26.一种用于在WCDMA系统中执行对同步信道的搜索的电路，所述同步信道至少包括主同步信道和辅同步信道，所述电路包括：

加法模块，用于将主同步码输入和辅同步码输入相加；

相关器模块，用于将I和Q信号与经相加后的所述主同步码输入和所述辅同步码输入进行相关；

能量计算模块，用于响应于所述相关器模块的输出而执行能量计算；

最大能量检测模块，用于检测最大能量，以确定辅同步码的最有可能的扰码组。

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