CN101826873A - 数据获取设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及数据获取设备和方法。根据本发明，提供了：第一装置，在由本地时钟(2)提供的不完整采样频率(F_E)下提供一系列第一数字采样数据(X)，所述第一装置包括sigma-delta调制装置(3)，用于提供所述一系列第一数字sigma-delta调制数据；第二校准装置(50)，用于根据参考时钟(6)测量本地时钟(2)的时钟误差；第三装置，用于校正至少基于测量到的频率误差的第一数据，第三装置至少包括：内插装置(4)，至少基于所述第一系列的内插(X)产生第二数字数据(Y)并补偿测量到的频率误差(FD)；以及抽选滤波器(7)，用于基于所述第二数字数据(Y)产生第三数字数据(A)。

Description

数据获取设备和方法

技术领域

本发明涉及数据获取设备和方法。本发明特别涉及用于地震数据获取的设备和方法，该设备用于形成地震传感器网络的节点。更详细地，本发明涉及地震数据获取设备，该设备由数字信号处理装置构成，该数字信号处理装置连接至均产生一系列数字地震采样或地位移测量的数字地震传感器或与模/数转换器相关联的模拟地震传感器。

背景技术

所有的节点必须同步从而所有节点可以具有相同的采样时间。

本领域普通技术人员将意识到在数字获取网络内实现的多个数据获取设备和方法。

在数据获取网络是由地震传感器组件形成的情况下，这些装置通常由通过线或电缆以组的形式链接在一起的传感器构成，作为网络的“节点”。这些节点通常在“集中器”周围以组布置，并且一组节点与它的集中器形成子网，集中器和节点之间的链路也可以是有线链路。集中器局部地管理节点的子网，提供电源并且集中数据。集中器连接至本地计算机网络，类似于有线网络，驱动组件并记录源于子网的数据的中央单元连接至该网络。这些现有的解决方案对于本领域普通技术人员是公知的，因此不会在下面详细描述。

本领域普通技术人员已经提出了无线数据获取网络，其具有避免使用多个电缆的明显优点。在地震应用的情况下，这些网络也依照上面所述根据组织由节点、集中器和中央单元形成，网络的这些不同元素之间的通信通过RF以射频模式执行。

传统技术是向所有节点仅发送一个采样参考时钟。由于控制本地振动器的锁相环(PLL)系统，每个节点提取和保持该采样时钟。由PLL控制的VCXO(压控晶体振荡器)的使用具有高成本和高能耗，并且涉及高的硬件需求用于发送时钟。

在文档GB2428799中已知另一个数据获取设备。该数据获取设备包括模/数转换器，该模/数转换器在由传感器获取的本地时钟数据提供的不完整(imperfect)的频率处采样；时间戳模块，该时间戳模块通过根据通用时间确定采样数据来测量本地时钟的频率误差，并且包括具有参考时钟的基于卫星的定位系统，该时间戳模块能够将本地时钟校准到基于卫星的定位系统的参考时钟上；当已经执行了本地时钟的校准时，用于关闭基于卫星的定位系统的装置；用于校准采样和定时的数据的重新采样模块。该重新采样模块基于一系列采样的和定时的数据来生成一系列重新采样和重新定时的数据，这就是说，该系列数据的相位误差的采样频率误差均可以被补偿。该重新采样模块包括第一存储器和第二存储器，第一存储器存储在对应于本地时钟的频率的频率处采样和定时的系列数据，第二存储器存储根据通用时间确定的采样数据。重新采样模块包括重新采样器，在该重新采样器的一侧连接包含系列采样和定时数据的第一存储器，在重新采样器的另一侧连接内插滤波器，该内插滤波器本身连接至包含根据通用时间确定的采样数据的第二存储器，并且内插滤波器还连接至参考滤波器，内插滤波器通过参考滤波器动态地计算要被计算的该系列采样的每个采样，由此该内插滤波器产生校正内插因子，从而可以在重新采样器中产生系列重新采样的数据。

所述公知设备在实际制造中是困难并昂贵的。并且还存在需要高计算负载的确定。该内插滤波器具有高阶，即，具有高数目的因子，并且必须对每个采样重新计算。这涉及存储器容量、连续采样之间流逝的时间允许的短时间内的大量计算，以及由此高能耗的严格限制。

发明内容

由此，本发明的目的在于提供一种设备和方法以减轻本领域的上述不便。

本发明的另一个目的在于提供一种设备和方法，能够获得正确的获取数据同时最小化能量消耗、计算负载和存储器负载。

本发明框架中通过数据获取设备可以实现这些目的，所述数据获取设备包括：

第一装置，在第一本地时钟(2)提供的不完整采样频率(F_E)下提供一系列第一数字采样定时数据(X)，

第二校准装置(50)，用于通过第二参考时钟(6)测量所述第一本地时钟(2)的频率误差，

第三装置，用于至少基于测量的频率误差来校准第一数据，

其特征在于，

第一装置(3)包括sigma-delta调制装置(3)，设置为产生在由所述第一本地时钟(2)提供的所述第一不完整采样频率(F_E)下采样的所述一系列第一数字sigma-delta调制数据(X)，

第三装置至少包括内插装置(4)，至少基于所述第一系列数据采样(X)的内插来产生第二数字数据(Y)并且补偿所述测量到的频率误差(FD)，并且至少包括抽选滤波器(7)，用于基于所述第二数字数据(Y)产生第三数字数据(A)。

根据本发明的实施例，第一装置至少包括产生模拟测量数据的模拟传感器(102)，并且sigma-delta调制装置(3)是sigma-delta模数转换器(3)的形式，用于将传感器(102)的所述模拟测量数据转换为所述系列第一数字sigma-delta调制数据(X)。

根据本发明的实施例，所述第一装置至少包括数字传感器，具有所述sigma-delta调制装置以产生所述一系列第一数字sigma-delta调制数据(X)。

根据本发明的实施例，该设备包括控制装置(42)，设置为至少基于所述测量到的频率误差(FD)设置所述内插。

根据本发明的实施例，内插装置(4)具有内插函数(F)，所述内插函数(F)具有预设的固定阶以及至少具有参数(C₀、C₁、C₂)，所述第三控制装置(42)包括至少基于所述测量到的频率误差(FD)设置内插函数(F)的所述参数(C₀、C₁、C₂)的装置。

根据本发明的实施例，内插函数(F)的阶小于6。

根据本发明的实施例，内插函数(F)是线性的，并且控制装置(42)根据当前第一采样X_n的以下内插公式设置内插函数(F)：

Y_n＝C₀X_n+C₁X_n-1

其中C₀＝P_n

C₁＝1-P_n

其中X_n-1和X_n分别是连续的第一采样(X)，

Y_n是对于X_n-1和X_n内插的第三数据(Y)，

其中控制装置(42)根据以下公式计算内插因子(P)的值P_n：

P_n＝P_n-1+FD

其中，P_n-1和P_n分别是内插因子P的连续值，并且FD是频率漂移。

根据本发明的实施例，内插函数(F)具有等于2的阶，并且控制装置(42)根据当前第一采样X_n的以下内插公式来设置内插函数(F)：

Y_n＝C₀X_n+C₁X_n-1+C₂X_n-2

其中

$C_0=\frac{1}{2}{P}_n^2-\frac{1}{2}{P}_n+\frac{1}{8}$

$C_1=\frac{3}{4}-P_n^2$

$C_2=\frac{1}{2}{P}_n^2+\frac{1}{2}{P}_n+\frac{1}{8}$

其中X_n-2、X_n-1和X_n分别是连续的第一采样(X)，

Y_n是对于X_n-2、X_n-1和X_n的内插后的第三数据(Y)，

其中第三控制装置(42)根据以下公式计算内插因子(P)的值P_n：

P_n＝P_n-1+FD

其中P_n-1和P_n分别是内插因子P的连续值，并且FD是频率漂移。

根据本发明的实施例，控制装置(42)包括根据方程P_n＝P_n-1+FD检查内插因子(P)的值P_n是否大于或等于0且小于或等于1的装置(43、44)，并且只要内插因子大于等于0且小于等于1，控制装置(42)根据具有内插因子(P)的值P_n的X_n的内插方程设置内插函数(F)。

根据本发明的实施例，控制装置(42)包括根据方程P_n＝P_n-1+FD检查内插因子(P)的值P_n对于当前第一采样X_n是否大于1的装置(44)，并且如果根据方程P_n＝P_n-1+FD对于当前第一采样X_n计算的内插因子(P)的值P_n大于1，那么控制装置(42)不通过P_n＝P_n-1+FD将对于当前第一采样X_n根据内插公式计算的对应的内插后的值Y_n作为第三数据(Y)，而是通过根据P_n＝P_n-1+FD-1计算的内插因子的值P_n，产生对于当前第一采样X_n根据内插公式计算的值Y_n作为与当前第一采样X_n相关的第三数据。

根据本发明的实施例，控制装置(42)包括预测装置(43)，根据方程P_n+1＝P_n+FD检查对于当前第一采样X_n内插因子(P)的下一个值P_n+1是否小于0，并且如果根据方程P_n＝P_n-1+FD对于当前第一采样X_n计算的内插因子(P)的值P_n小于0，那么控制装置(42)通过P_n＝P_n-1+FD对于当前第一采样X_n使用根据内插公式计算的对应的内插后的值Y_n作为第三数据(Y)，并且通过根据P_n＝P_n-1+FD+1计算的内插因子的值P_n，产生对于当前第一采样X_n根据内插公式计算的另一个值作为第三数据(Y)。

根据本发明的实施例，所述系列第一数字sigma-delta调制数据(X)具有至少为1并且小于等于4的第一预设比特精度(BR1)，第二数据(Y)具有所述第一采样频率(F_E)以及高于第一比特精度(BR1)的第二预设比特精度(BR2)，并且第三数据(A)具有低于第一采样频率(F_E)的第三预设采样频率(F₃)以及高于第一比特精度(BR1)的第三预设比特精度(BR3)。

根据本发明的实施例，预设第一本地时钟频率F_E的值，使得根据过采样率OR有至少一个传感器提供的信号的过采样高于1，其中过采样率OR被定义为等于：

OR＝F_E/2F_U

其中F_U是由所述传感器提供的所述信号的最高有用频率。

在本发明框架中通过由计算装置执行的数据获取方法可以实现这些目的，该数据获取方法包括以下步骤：

在第一本地时钟(2)提供的不完整采样频率(F_E)下提供一系列第一数字采样定时数据(X)，

通过根据第二参考时钟(6)校准第一本地时钟(100)来根据第二参考时钟(6)测量第一本地时钟(100)的频率误差，

至少基于测量到的频率误差来校正第一数据，

其特征在于，

由sigma-delta调制(3)产生在由所述第一本地时钟(2)提供的所述第一不完整采样频率(F_E)下采样的所述系列第一数字sigma-delta调制数据(X)，

为了补偿测试到的频率误差(FD)，对于所述一系列第一数字sigma-delta调制数据(X)进行内插以产生第二数字数据(Y)，

对所述第二数字数据(Y)进行抽选以产生第三数字数据(A)。

附图说明

结合附图读取下面的以不受限的方式给出的具体实施方式时，本发明的其他特征、目的和优点将变得显而易见，其中

图1表示根据本发明的数据获取设备的实施例的框图；

图2表示根据本发明的数据获取设备中可以使用的sigma-delta转换器的实例的框图；

图3表示根据本发明的内插的数据的计时图的实例；

图4表示在第一种情况下根据本发明的内插过程中数据流水线(pipeline)的计时图；

图5表示在第二种情况下根据本发明的内插过程中数据流水线的计时图；

图6表示根据本发明具有多个数据获取设备的系统的框图；

图7表示根据本发明的数据获取设备的实施例。

具体实施方式

下面在一个或多个模拟传感器102产生模拟测量数据的情况下描述本发明。模拟传感器的例子是地震检波器、转换传感器、速度传感器、加速计、压力传感器。当然，本发明还可以应用至产生数字测量数据的一个或多个传感器102。

在图1中，设备1专门用于获取由这是一个传感器102测量的地震模拟数据，并且将其发送至第一模拟数据输入10。设备1包括第一本地时钟2，例如由TCXO振荡器(温度补偿晶体振荡器)形成；以及模数转换器3，用于在第一模拟数据输入10上表示的模拟数据E转换为在其转换器输出11上的第一数字数据采样X。第一数字数据采样X具有第一比特精度BR1。转换器3具有连接至第一本地时钟2的第二频率输入12。第一频率输入12设置由转换器3生成的第一数字数据采样X的频率。第一数据采样X是比特串的形式。

转换器3预设输入12上的本地时钟频率F_E的值，引起了模拟数据输入10的过采样。将过采样速率OR定位为等于：

OR＝F_E/2.F_U

其中F_U是输入10的信号的最高有用频率。采样频率F_E高于2F_U，这意味着

OR＞1

例如

F_E＞128.F_U

OR＞64

可以在本地时钟2和第二频率输入12之间插入频率适配器20，从而将本地时钟2提供的信号的频率适配到第二频率输入12上的期望频率F_E。例如，频率适配器20具有分频器，从而在频率F_E低于时钟2的频率Ftcxo的情况下，将时钟2的频率Ftcxo划分为第二频率输入12上的频率F_E。在一个例子中，本地时钟2产生具有若干MHz的频率Ftcxo的信号，例如8MHz，并且F_E＝256kHz。

提供过采样的模数转换器3包括sigma-delta调制器。在这种情况下是模拟sigma-delta转换器3。Sigma-delta转换器的操作和结构对于本领域普通技术人员来说是公知的，因此在此不再详述。过采样转换器在它的输出OUT11上产生具有1比特精度BR1的信号。

作为图2上的不受限的例子，sigma-delta转换器3主要具有积分器INT，积分器INT的输出连接至比较器COMP第一输入INP1，并且积分器INT的输入连接至具有加输入和减输入的减法器或加法器SUM的输出OUT3，加法器或减法器SUM是所谓的sigma元素，其将两个加和减输入相加。比较器COMP用于将具有预设的固定值的第一输入INP1和第二输入INP2之间的差值转换为一比特输出OUT，其就是所谓的delta输出，即，当第一输入INP1高于第二输出INP2时，在比较器输出OUT上提供比特1，并且当第一输入INP1低于第二输出INP2时，在比较器输出OUT上提供比特0。通过频率输入12施加的频率来设置比较器输出OUT的每个比特专用的周期时隙。比较器输出OUT通过数模转换器CNA被反馈回减法器SUM的减输入。转换器CNA在它的连接至减输入的输出OUT2上产生用于比特1的+Vref信号和用于比特0的-Vref信号，其中Vref是不同于零的固定值。减法器SUM的加输入连接至接收模拟信号V(t)的模拟输入10。结果，加法器SUM在它的输出OUT3上提供模拟输入V(t)和转换器CNA之间的差值，其为OUT3＝V(t)-OUT2。当在比较器COMP处，输入INP1的信号高于输入INP2的信号，比较器输出OUT变成比特1，并且将使得数模转换器CNA在输出OUT2上输出+Vref信号。由于连接至数模转换器输出OUT2的加法器输入上的减号，加法器SUM将产生信号OUT3，使得通过积分器INT的输入INP1降低直到输入INP1小于输入INP2。当V(t)＞OUT2时，积分器INT将确定积分以迫使OUT2更接近于V(t)。当V(t)＜OUT2时，将通过向积分器INT输入应用负信号来降低OUT2。由此，模拟输入信号V(t)越高，越多的比特1将出现在转换器输出OUT，11。输出OUT，11的平均值表示输入信号V(t)的平均值。

在数字传感器102产生数字测量数据的情况下，传感器在输出11上产生所述数字数据X，该数字数据X在传感器102中是sigma-delta调制的。结果，数字传感器102的外壳中集成了产生所述数字数据X的sigma-delta调制器。数字传感器102的例子是数字加速计。

当然，输出OUT，11可以具有多于一个比特，并且例如是一到四比特。

下面描述模数sigma-delta转换器3产生第一个1比特数据采样X的情况下的本发明。

Sigma-delta转换器输出11连接至内插装置4的数据输入40，从而将第一个1比特数据采样X发送至数据输入40。内插装置4例如是内插滤波器的形式。内插装置4包含在内插输出41上产生第二数据Y的装置，第二数据Y具有第一采样频率F_E以及高于第一比特精度BR1的第二预设比特精度BR2。通过数据输入40的第一个1比特数据采样X的内插功能计算在内插输出41上的第二数据Y。X_n-1，X_n代表在各个时间T_n和T_n-1上的X的连续1比特数据采样，其中n-1和n代表以速率F_E进行的数据采样的连续数目。Y_n-1，Y_n代表Y的连续数据采样，其中n-1和n代表数据采样的连续数目。结果，

T_n＝T_n-1+1/F_E

在内插装置4中，计算装置42通过使用本地设置2的频率漂移FD来对每个第二数据Y计算内插函数F。内插函数F具有预设的固定阶(degree)。内插装置4可以实现为FIR滤波器。

控制模块5的计算装置50计算频率漂移或频率误差FD，该控制模块5具有第一频率输入51和第二频率输入51，第一频率输入51连接至本地时钟2用于接收由具有频率F_E的本地时钟2提供的第一不完整周期时钟信号TLC，并且第二频率输入52连接至参考时钟输入60，用于接收周期参考时钟信号REF。例如，提供参考时钟的参考装置6提供参考时钟信号REF，该参考装置6例如是基于卫星的定位系统。周期时钟信号TLC由通常被称为在频率F_E重复并且能够被检测的周期时间模式的脉冲或前沿或其他信号模式表示。周期参考时钟信号REF由通常被称为在频率FREF重复的周期时间模式的脉冲或前沿或另一信号模式或方波信号表示，频率FREF可以等于或不等于频率F_E，并且可以被检测。通过具有例如电缆的传输装置61从参考时钟6向第二频率输入52发送参考时钟信号REF。

参考装置6用作同步源，以提供作为脉冲的时间戳的信号TLC。

下面描述计算装置50的实施例。

参考装置6提供参考频率FREF和参考相位ΦREF，参考相位ΦREF是在世界标准时间(UTC)上的时间戳的脉冲的相位。FREF低于F_E，F_E低于本地时钟2的频率F₂：

FREF＜＜F_E＜F₂

参考相位ΦREF对应于参考时钟信号REF通过传输装置从参考时钟6到输入52的传播时间。根据节点距离同步源的位置(其间的电缆长度和中继器的数目)，ΦREF对于每个节点可以不同。该传播时间是在获取开始之前测量的。

计算装置50基于参考频率FREF测量频率F_E。例如，为了测量F_E，计数器对于由FREF的周期数目NFREF定义的时间间隔过程中F_E的周期数目NFE进行计数。然后如下获得F_E：

F_E＝FREF.NFE/NFREF

然后，基于测量的F_E获得频率漂移FD

FD＝(F_E-F_E-SET)/F_E-SET

其中F_E-SET是对于F_E的频率的固定和存储的设置值。

FD表示本地时钟2的测量的频率误差。

计算装置50测量本地设置2的频率漂移FD。FD被表示为时间的TCXO频率比上通常值的百分比数值。频率漂移FD由百万分之几(ppm)的表示。

如下所述提供补偿频率漂移FD的装置。

对于依赖于内插因子P的每个输入采样X设置内插装置4的内插函数F。所述内插因子P具有连续的值P_n-1，P_n。内插因子P_n对于每个采样X_n不同，并且直接依赖于频率漂移FD。

0≤P≤1

在第一实施例中，内插函数F是线性的：

Y_n＝X_n-1+P_n·(X_n-X_n-1)

其具有下面的转移函数：

$\frac{Y_n}{X_n}=P_n+(1-P_n)\·Z^{-1}$

其中Z^-1表示对于采样X_n的一个时隙TS_n。

这样的内插函数F具有两个参数：

对于X_n，C₀＝P_n

对于X_n-1，C₁＝P_n-1

所以第一阶(线性)内插函数可以被看做具有两个因子C₀，C₁的数字滤波器。

对于每个采样X_n，因子P_n增加FD。

所以对于每个采样X_n，内插因子P_n增加对于连续的采样X_n已经计算的频率漂移FD的相同值。

根据以下的公式计算内插因子P的值P_n：

P_n＝P_n-1+FD

其中P_n-1是对于在前的采样X_n-1的内插因子P的值。

控制模块5还包括对内插因子P进行初始化的装置54。

装置54测量F_E的相位误差ΦF_E。在图示的实施例中，通过根据下面的公式，在F_E脉冲的上升沿和FREF脉冲的上升沿之间定义的时间中计数本地时钟2的信号Ftcxo的周期Ntcxo的数目来测量F_E的相位误差ΦF_E：

ΦF_E＝Ntcxo.1/Ftcxo+ΦFEF

对于初始时间T0，装置54将内插因子P初始化为初始值P₀。在获取的开始T₀＝0时，P被初始化为：

P₀＝modulus(ΦF_E/T_E)

其中取模意味着在除以T_E之后ΦF_E的余数，并且

T_E＝1/F_E

例如，对于ΦF_E＝3.4μs和F_E＝1，P₀＝0.4μs

与时钟信号处理中的通常推荐相反，通常的推荐实际上禁止线性内插，因为由此产生了太多错误，这些错误由于具有高的过采样的转换器3而变得可以忽略了。

图3和7表示对于具有下面的连续采样作为例子的第一个1比特数据采样X，由第一实施例的线性内插装置进行的内插：

X1＝0，

X2＝0，

X3＝1，

X4＝1，

X5＝0，

X6＝0。

图4表示在内插因子变得高于1的情况下，这对应于数据获取设备的本地时钟太快的情况，对应的信号X_n、X_n+1、Y_n、TLC和进一步的说明信号FILTLC的对应的计时图。在本地时钟信号TLC中的频率F_E上的周期时间模式重复的是前沿。

线性内插产生了下面的连续的第二数据Y。

对于n＝2，Y₂是基于X₁，X₂和P₂而内插的，由此Y₂＝0。

对于n＝3，Y₃是基于X₂，X₃和P₃而内插的，P₃＝P₂+FD。

例如，P₃＝0.96并且FD＝0.03，那么P₄＝0.99并且Y₄＝0.01X₃+0.99X₄。

对于n＝4，Y₄是基于X₃，X₄和P₄而内插的，P₄＝P₃+FD。

P₃＝0.96并且FD＝0.03，那么P₄＝0.99并且Y₄＝0.01X₃+0.99X₄

假设频率漂移FD计算的值是整数并且是非零的，那么P通过每个进一步采样X增长。

P₃和P₄已经接近于1(并且小于1)。

提供装置44以检查内插因子P是否大于1。

如果在图3上，由装置44提供的计算得到的内插因子P₅大于1，即：

P₅＝P₄+FD＞1

那么对于X₄和X₅在第二数据Y中不使用对应的内插值Y₅＝X₄+P₅·(X₅-X₄)。

对于n＝5，P₄＝0.99并且FD＝0.03，那么P₅＝P₄+FD＝1.02并且不使用Y₅＝(1-P₅)X₄+P₅X₅＝-0.02X₄+1.02X₅。

如下所述，除了内插因子低于0或高于1的情况，提供装置45以对时钟信息TLC进行滤波，从而产生等于TLC的滤波后的信号FILTLC。

如图4所示，除了在为X₄和X₅分配的时隙FILTP45之外，滤波后的信号FILTLC等于本地时钟2的周期时钟信号TLC，在时隙FILTP45中取消了TLC的周期时间模式TP45(前沿)。然后，关于滤波后的信号FILTLC中的时隙FILTP45，Y₄的时隙持续时钟信号TLC的两个时隙TS_n，而Y₂、Y₃、Y₄中每一个的时隙TS_n仅持续时钟信号TLC的一个时隙。被内插了错误的内插因子P₅(即P₅＞1)的Y₅由在先的内插第三数据(0≤P₅≤1)取代。

然后，将Y₅延迟一个时钟时隙TS_n，并且基于下一个X_n＝X₆和下一个X_n-1＝X₅对于它们的下一个时隙重新计算Y₅。在这种情况下，从大于1的错误的内插因子P₅＝P₄+FD中减去1，然后变成P₅＝P₄+FD-1。在内插公式Y_n＝X_n-1+P_n(X_n-X_n-1)中，这意味着X_n由下一个X_n+1取代，并且X_n-1由下一个X_n取代。

然后Y₅＝P₅X₆+P₅(1-X₅)，其中P₅＝P₄+FD-1。

P₄＝0.99并且FD＝0.03，那么P₅＝0.02并且Y₅＝0.02X₆+0.98X₅。

然后，只要0≤P_n≤1，使用内插公式Y_n＝X_n-1+P_n(X_n-X_n-1)计算下一个Y_n，其中该内插公式应用至X_n＝X_n+1以及X_n-1＝X_n，其中P_n＝P_n-1+FD。

图5表示在由于负的计算后的频率漂移FD使得内插因子变得小于0的情况下，对应的信号X_n、X_n+1、Y_n、TLC和FILTLC的对应计时图，这对应于数据获取设备的本地时钟2太慢的情况。

假设对于Y₁₃，内插因子P₁₃满足0≤P₁₃≤1的要求，使用内插公式Y₁₃＝(1-P₁₃)X₁₂+P₁₃X₁₃进行Y₁₃的计算。

例如，P₁₃＝0.04并且FD＝-0.03。

然后P₁₄＝0.01并且Y₁₄＝(1-P₁₄)X₁₃+P₁₄X₁₄＝0.99X₁₃+0.01X₁₄.

假设在图4中，P₁₅变得小于0，即P₁₅＝P₁₄+FD＜0。

提供预测装置43来在TLC的每个时钟时隙TS_n检查根据公式P_n+1＝P_n+FD对于下一个时隙TS_n+1计算的内插因子P_n+1是否小于0。所以内插装置在时隙TS_n过程中计算对下一个时隙TS_n+1可用的内插因子P_n+1。

如果预测装置43为是，即，对于TLC的时隙TS₁₄，P₁₅＝-0.02＜0，那么时钟滤波装置将TLC的所述时隙TS₁₄划分为在滤波后的时钟信号FILTLC中的第一部分时隙TS₁₄-PART1和在滤波后的时钟信号FILTLC中的第二部分时隙TS₁₄-PART2，不再保持数据Y₁₄，并且基于应用至新的内插因子P_n+1bis＝P_15bis＝P₁₅+1的内插公式Y_n＝X_n-1+P_n(X_n-X_n-1)计算新的数据Y₁₅，在该内插公式中X_n由X_n+1取代，X_n-1由X_n取代，这意味着计算基于对应于TLC的下一个时隙TS_n+1的采样X_n+1和X_n。这意味着将1加入小于0的错误的内插因子P_n+1＝P_n+FD，从而得到新的内插因子P_n+1bis＝P_n+1+1，该新的内插因子将大于0。

所以P_15bis＝0.98，并且Y₁₅＝(1-P_15bis)X₁₅+P_15bisX₁₆＝0.02X₁₅+0.98X₁₆

然后，只要0≤P_n≤1，使用内插公式Y_n＝X_n-1+P_n(X_n-X_n-1)计算下一个Y_n，其中该内插公式应用至X_n＝X_n+1以及X_n-1＝X_n，其中P_n＝P_n-1+FD(以P_15bis开始)。

在第二实施例中，内插函数F的阶是2：

Y_n＝C₀X_n+C₁X_n-1+C₂X_n-2

可以通过三个因子数字滤波器C₀、C₁和C₂来运行二次内插函数。

对于每个时隙TS_n，内插因子P_n增加FD。根据下面的公式计算内插因子P的值P_n：

P_n＝P_n-1+FD

对于Y_n，通过以下计算内插函数：

$C_0=\frac{1}{2}{P}_n^2-\frac{1}{2}{P}_n+\frac{1}{8}$

$C_1=\frac{3}{4}-P_n^2$

$C_2=\frac{1}{2}{P}_n^2+\frac{1}{2}{P}_n+\frac{1}{8}$

第二实施例与第一实施例相比，可以更好地衰减错误。在第二实施例中表示了参考图4和5描述的装置和操作。

在其他实施例中，内插函数的阶可以是3、4或5，并且可以在这些进一步的实施例中表示参考图4和5描述的装置和操作。

内插之后，将从装置4或的第二数据Y发送给抽选滤波器7。产生第二数据Y的内插装置4的输出41连接至抽选滤波器7的输入71。基于第二数据Y，抽选滤波器7在其输出72产生第三数字数据A，该第三数字数据A具有低于第一采样频率F_E的第三预设采样频率F₃和具有高于第一比特精度BR1的第三预设比特精度BR3，即，在sigma-delta模数转换器3具有所述第一1比特精度BR1的情况下，第三预设比特精度BR3高于1比特。在上述sigma-delta模数转换器3具有所述第一1比特精度BR1的情况下，所述第三比特精度BR3是16比特，并且所述第二比特精度BR2是24比特，所述第三采样频率F₃是2kHz，对于采样X和数据Y来说F_E＝256kHz。抽选滤波器7也具有至少一个输入73，用于接收滤波后的时钟信号FILTLC，其是用于输入数据Y的时钟。

根据本发明的方法能够使用内插进行连续的获取而不具有持续时间限制。在数字抽选滤波器中同步数据流水线。

图6表示的系统具有若干单元100，也被称为节点，每个节点集成了与一个传感器或一组传感器相关联的数据获取设备1，其中每个传感器产生对其相关的传感器的数据输入。在图6中由盒子102示出了传感器，但是传感器可以在每个单元100的外壳内部或者在每个单元100的外壳之外。单元100被称为现场数字化单元(Field Digitilizer Unit，FDU)，因为对于其中放置了相关的传感器102的空间现场提供单元100，并且与不同单元100相关联的传感器102以非零的距离分开，即，由与单元100相关联的传感器覆盖的空间场不同于由与另一个单元100相关联的另一个传感器102覆盖的空间场。至少提供电缆200来将参考时钟REF带给单元100。电缆200例如是在单元100之间延伸的电缆的形式，并且具有连接至参考时钟6的一端201。

然后，避免了涉及对每个单元100的大的硬件需求的PLL(锁相环)的使用。并非控制本地时钟，在每个单元100中测量本地时钟2的默认值，并且通过内插采样来数字地补偿该默认值。内插函数的复杂性和消耗变得可以忽略。

同步具有来自输出11的高过采样率的采样X。为了确定精确的F_E值，基于具有任意已知频率FREF的参考时钟6来校准采样时钟2、20。为了进行异步采样率转换，对于来自输出11的数据X进行简单内插。

Claims (14)

1.一种数据获取设备，包括：

第一装置，在第一本地时钟(2)提供的不完整采样频率(F_E)下提供一系列第一数字采样定时数据(X)，

第二校准装置(50)，用于通过第二参考时钟(6)测量所述第一本地时钟(2)的频率误差，

第三装置，用于至少基于测量的频率误差来校准所述第一数据，其特征在于，

第一装置(3)包括sigma-delta调制装置(3)，用于产生在第一本地时钟(2)提供的所述第一不完整采样频率(F_E)下采样的所述一系列第一数字sigma-delta调制数据(X)，

第三装置包括至少一内插装置(4)和至少一抽选滤波器(7)，内插装置(4)至少基于所述第一系列数据采样(X)的内插来产生第二数字数据(Y)并且补偿测量到的频率误差(FD)，并且，抽选滤波器(7)用于基于所述第二数字数据(Y)产生第三数字数据(A)。

2.根据权利要求1所述的数据获取设备，其中所述第一装置包括至少一产生模拟测量数据的模拟传感器(102)，并且sigma-delta调制装置(3)是sigma-delta模数转换器(3)的形式，用于将传感器(102)的所述模拟测量数据转换为所述一系列第一数字sigma-delta调制数据(X)。

3.根据权利要求1所述的数据获取设备，其中所述第一装置包括至少一数字传感器，该数字传感器具有所述sigma-delta调制装置以产生所述一系列第一数字sigma-delta调制数据(X)。

4.根据前述权利要求任一项所述的数据获取设备，其中该设备包括控制装置(42)，控制装置(42)用于至少基于所述测量到的频率误差(FD)设置所述内插。

5.根据权利要求4所述的数据获取设备，其中，内插装置(4)具有内插函数(F)，所述内插函数(F)具有预设的固定阶以及至少一参数(C₀、C₁、C₂)，所述第三控制装置(42)包括至少基于所述测量到的频率误差(FD)设置内插函数(F)的所述参数(C₀、C₁、C₂)的装置。

6.根据权利要求5所述的数据获取设备，其中，内插函数(F)的阶小于6。

7.根据权利要求5所述的数据获取设备，其中，内插函数(F)是线性的，并且控制装置(42)根据当前第一采样X_n的以下内插公式设置内插函数(F)：

Y_n＝C₀·X_n+C₁·X_n-1

其中C₀＝P_n

C₁＝1-P_n

其中X_n-1和X_n分别是连续的第一采样(X)，

Y_n是对于X_n-1和X_n的内插的第三数据(Y)，

其中控制装置(42)根据以下公式计算内插因子(P)的值P_n：

P_n＝P_n-1+FD

其中，P_n-1和P_n分别是内插因子P的连续值，并且FD是频率漂移。

8.根据权利要求5所述的数据获取设备，其中，内插函数(F)具有等于2的阶，并且控制装置(42)根据当前第一采样X_n的以下内插公式来设置内插函数(F)：

Y_n＝C₀·X_n+C₁·X_n-1+C₂·X_n-2

其中

$C_0=\frac{1}{2}{P}_n^2-\frac{1}{2}{P}_n+\frac{1}{8}$

$C_1=\frac{3}{3}-P_n^2$

$C_2=\frac{1}{2}{P}_n^2+\frac{1}{2}{P}_n+\frac{1}{8}$

其中X_n-2、X_n-1和X_n分别是连续的第一采样(X)，

Y_n是对于X_n-2、X_n-1和X_n的内插后的第三数据(Y)，

其中第三控制装置(42)根据以下公式计算内插因子(P)的值P_n：

P_n＝P_n-1+FD

其中P_n-1和P_n分别是内插因子P的连续值，并且FD是频率漂移。

9.根据权利要求7或8所述的数据获取设备，其中，控制装置(42)包括根据公式P_n＝P_n-1+FD检查内插因子(P)的值P_n是否大于或等于0且小于或等于1的装置(43、44)，并且只要内插因子大于或等于0且小于或等于1，控制装置(42)根据内插因子(P)为值P_n的X_n的内插方程设置内插函数(F)。

10.根据权利要求9所述的数据获取设备，其中，控制装置(42)包括根据公式P_n＝P_n-1+FD检查内插因子(P)的值P_n对于当前第一采样X_n是否大于1的装置(44)，并且如果根据公式P_n＝P_n-1+FD对于当前第一采样X_n计算的内插因子(P)的值P_n大于1，那么控制装置(42)通过P_n＝P_n-1+FD不将根据内插公式计算的对应的内插后的值Y_n用作当前第一采样X_n的第三数据(Y)，而是通过根据P_n＝P_n-1+FD-1计算的内插因子的值P_n，产生对于当前第一采样X_n根据内插公式计算的值Y_n作为与当前第一采样X_n相关的第三数据。

11.根据权利要求9或10所述的数据获取设备，其中，控制装置(42)包括预测装置(43)，根据公式P_n+1＝P_n+FD检查对于当前第一采样X_n的内插因子(P)的下一个值P_n+1是否小于0，并且如果根据公式P_n＝P_n-1+FD对于当前第一采样X_n计算的内插因子(P)的值P_n小于0，那么控制装置(42)通过P_n＝P_n-1+FD对于当前第一采样X_n使用根据内插公式计算的对应的内插后的值Y_n作为第三数据(Y)，并且通过根据P_n＝P_n-1+FD+1计算的内插因子的值P_n，产生对于当前第一采样X_n根据内插公式计算的另一个值作为第三数据(Y)。

12.根据前述权利要求任一项所述的数据获取设备，其中，所述一系列第一数字sigma-delta调制数据(X)具有至少为1并且小于等于4的第一预设比特精度(BR1)，第二数据(Y)具有所述第一采样频率(F_E)以及高于第一比特精度(BR1)的第二预设比特精度(BR2)，并且第三数据(A)具有低于第一采样频率(F_E)的第三预设采样频率(F₃)以及高于第一比特精度(BR1)的第三预设比特精度(BR3)。

13.根据前述权利要求任一项所述的数据获取设备，其中，预设第一本地时钟频率F_E的值，使得根据过采样率OR有至少一个传感器提供的信号的过采样高于1，其中过采样率OR被定义为等于：

OR＝F_E/2·F_U

其中F_U是由所述传感器提供的所述信号的最高有用频率。

14.一种由计算装置执行的数据获取方法，包括以下步骤：

在第一本地时钟(2)提供的不完整采样频率(F_E)下提供一系列第一数字采样定时数据(X)，

通过根据第二参考时钟(6)校准第一本地时钟(100)来根据第二参考时钟(6)测量第一本地时钟(100)的频率误差，

至少基于测量到的频率误差来校正第一数据，

其特征在于，

由sigma-delta调制(3)产生在所述第一本地时钟(2)提供的所述第一不完整采样频率(F_E)下采样的所述一系列第一数字sigma-delta调制数据(X)，

为了补偿测量到的频率误差(FD)，对于所述一系列第一数字sigma-delta调制数据(X)进行内插以产生第二数字数据(Y)，

对所述第二数字数据(Y)进行抽选以产生第三数字数据(A)。

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