CN101802636A

CN101802636A - 用于提高非同步的无线电用户的定位精度的方法

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Publication number: CN101802636A
Application number: CN200880107131A
Authority: CN
Inventors: 马库斯·皮希勒; 斯特凡·施瓦策尔; 克劳斯·塞申贝格尔
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2007-09-13
Filing date: 2008-07-29
Publication date: 2010-08-11
Also published as: DE102007043649B4; US20100309054A1; DE102007043649A1; WO2009037041A1; EP2188645A1

Abstract

本发明涉及一种用于提高非同步的无线电用户的定位精度的方法，其中借助于相位评估来测定要定位的发射器的位置。要定位的发射器以及另一个、位置已知的发射器分别将一序列的N个信号发射至至少两个接收器，其中要用于传输信号的发射信道根据本发明基于预定的、对称的跳频机制而发生变化。基于跳频机制和附加应用的TDOA(到达时间差)原理的有利的性能能够实现高精度的定位。

Description

用于提高非同步的无线电用户的定位精度的方法

技术领域

为了对配有发射器的对象进行定位，通常使用TDOA(到达时间差)方法。在该方法中，要定位的对象发出信号，该信号由多个位置固定的接收器接收。通过到达时间点的差，可以通过三角测量法来确定对象相对于接收器的位置。

背景技术

一个对于该方法来说重要的前提条件是，使发射器和/或接收器在时间上同步。如果不能同步，则在进行定位时会出现相应的误差。用于同步的措施虽然由现有技术是已知的，然而其与巨大的经济和物质上的投入相联系。因此例如在全球定位系统(GPS)中，卫星配有高精度的原子钟。此外，为了实现同步，卫星可以相互之间交换必需的同步数据。

在德国专利申请DE 10 2006 040 497 A1中描述了一种用于对非同步的无线电用户进行基于渡越时间的定位(TDOA-方法)的方法。该方法应用了至少两个发射器和至少两个接收器，以便提供用于发射器之一的位置估值。在此，接收器和至少一个发射器(基准发射器)必须具有已知的位置，而其余的发射器是要进行定位的。接收器的数量确定了，在可几个维度中进行定位。由于基准发射器，因此系统用户的同步是多余的。

正如所表明地，定位精度可以通过信号相位的分析评估得以提高。在相位分析评估中充分利用了：当发射器将信号发射至不同的频率插值点时，可以由对该信号在接收器上的相位测量而推断出与发射器之间的距离。然而对此的基本条件在于：当发出时，相位关系是已知的或不变的；以及使发射器和接收器在时间上同步。对于在频率插值点f_n处接收的相位

随后利用信号渡越时间τ_R得出了：

所需要的距离R随后可以借助于关系式R＝c·τ_R来确定，其中c是信号传播速度。在此要注意的是，即相位仅在0和2π之间的范围中是单值的。按照频率插值点f_n彼此之间相距有多远，得出了或多或少较宽的测量的单值性范围。而理论上当频率插值点之间具有无穷小的距离时，则测量到绝对的单值。

尽管存在多值性的缺点，然而相位分析评估展示了在定位时的潜在的显著更高的精度的优点，即包括了在为测量而产生的最低的和最高的频率的全部的带宽表现为与由于多径传播而导致的平均误差成大约相反的比例。此外，为了重新产生单值性，可以或者是应用单值的、但并不精确的时间测定或时间关联，只要其比相位分析评估的单值性范围更精确；或者可以遵循TDOA-测量的结果。

在DE 10 2006 040 497 A1中，所有发射器将信号发出至不同的频率插值点，其中使用了通信标准IEEE 802.15.4以用于那些应用于定位的信号。这取决于在2.45GHz ISM带中的相对来说窄带的信号(大约2MHz，3dB-带宽)。如果使用所有在协议中限定的16个信道，则得到80MHz的全部的包括的带宽，以及30m的单值性范围d_ein＝c/(2·f_d)(光速c，信道距离f_d)。然而，由于16个信道可能从不同时地，而是仅连续地被使用，因而产生了几个问题：

-由于所有的发射器是非同步的并且进而具有不同的时间偏移量和频率偏移量，因此信号在不同的时间点并且伴随着不同的频率误差被发出。由于这两种情况，由接收器接收的信号的相位相对于上述的理想的设想而出现偏移。

-由于所有的接收器也是非同步的并且同样也具有不同的时间偏移量和频率偏移量，因此在不同的时间轴中测量了信号的到达时间点。这也适合于相位，这是因为接收器的时钟必须对接收到信号信号进行混音。

-通过要定位的发射器的移动而产生了额外的误差，这是因为单个的频率在时间上连续地被应用。在测量期间的移动并不导致相位随频率线性地上升，而是导致了更高阶的(成平方地或者更高地)上升。由此在大多数情况下测量到错误的距离。

因此不能利用相位分析评估的优点。

然而可以考虑一系列可能性，以便使发射器和接收器这样地同步，即相位分析评估可用于：

-发射器的同步：其后，发射器在相同的时间轴和频率轴中运行，并且接收器在其自身非同步时也可以确定相位差(例如GPS)。

-接收器的同步：其后，接收器应用相同的频率位置和相位以用于对接收到的信号进行混音并且可以确定非同步的发射器的相位差(例如Abatec的定位系统或Symeo的LPR-B)。大多数定位解决方案应用同步的接收器。

-同时占用多个频率插值点：这例如可以利用OFDM通信方法实现，其中，一相对宽的接收到的信号由许多单个的载波信号组成。由于整个频率范围同时被占用，因此单个的载波信号彼此之间具有一相位关系。

发明内容

因此本发明的目的在于，提出一种方法，该方法能够实现非同步的无线电用户的定位精度的提高。该目的通过在独立权利要求中所给出的方法来实现。有利的设计方案由从属权利要求给出。

所提出的定位方法由此出发，即基于相位分析评估的应用能够实现在非同步的无线电用户的、例如是ZigBee或蓝牙网络的系统中定位精度的提高。特别地，如果用于发出信号的频率插值点(Frequenzstützpunkte)并不同时地、而是连续地被占用，则也可以实现一种这样的精度提高。此外一方面，源自于DE 10 2006 040 497A1的TDOA测量原理是必要的前提条件，其中地点已知的发射器作为基准发射器使用，相对于该发射器，确定了另外的发射器的时间差和相位差。此外，接收器中的漂移时钟和要定位的发射器的可能的移动强制地要求另外的措施。特别地，如果频率插值点并不以任意的或无秩序的顺序而是按照一确定的、对称的跳频机制(Hoppingschema)来访问(angesprungen)，那么相位分析评估随后就提供了非常好的结果。

跳频机制说明了要用于发出信号的频率插值点或信道的顺序。信道k_n由平均频率f(k_n)以及带宽来描述并且用于发出电磁波形式的信号。在一般情况下，为每个通信标准确定了一系列这种信道，这些信道在大多情况下成组地相互联系起来，其中一组信道的平均频率具有恒定的距离f_d。在IEEE 802.15.4中的信道定义(ZigBee的物理层)例如包括一批共16个信道，其平均频率在信道距离f_d＝5MHz时处于2405MHz和2480MHz之间。

根据本发明，要定位的对象发出一序列的N个信号S_n。要通过信道k_n进行传输的信号包括：载波信号，其频率由信道k_n预先设定；以及在该载波信号上调制好的数据流。此外，根据预先设定的跳频机制为彼此连续的信号S_n和S_n+1选出发射信道k_n和k_n+1。跳频机制根据一种特殊的形成定律(Bildungsgesetz)来设置，该形成定律的特征特别在于其对称性。

参照下面的定义可以设置形成定律：

-假设I是发射器的数量，其中I是整数的以及大于或等于2。

-假设N是跳频的数量(也就是说N确定了跳频机制的长度)，其中N是整数的、偶数的以及大于或等于4。

-要在跳频n中由发射器Ti使用的信道假设是k_n ^Ti i＝0，...I-1和n＝0，...N-1。

-用于发射器Ti的跳频n的发射时间点假设是t_n ^Ti，i＝0，...I-1和n＝0，...N-1。

-在数据流的相位与载波信号的相位之间的差在发射器Ti的信道k_n中假设是

i＝0，...I-1和n＝0，...N-1。

由此，跳频机制按照下面的规则来设定：

a)跳频机制用于所有的发射器Ti，并围绕其中心对称：

b)两个或多个发射器决不能同时地使用同一个信道k_n：

对于这种情况，即两个或多个发射器应用不同的、正交的密码(例如DSSS，分离码)，以便将其数据流以频谱来分开(参看CDMA)，规则b可以取消，并且多个发射器也可以同时占用一个信道，以便将频谱宽度降低到最小。然而，在此可能有缺点(远近问题，密码的不充分的交叉相关性)。

c)所有在跳频机制中使用的信道k_n的数量必须对于所有的发射器Ti来说是相同的，也就是说所有的发射器必须在跳频过程中使用相同的信道k_n，没有发射器能够相对于另外的发射器省去一个或多个信道k_n：

{k_{n}^{Ti} | n = 0, . . . N - 1} = {k_{n}^{Tj} | n = 0, . . . N - 1} &ForAll; i, j = 0, . . . I

- 1 .

如果单个的发射器应该以更差的精度来定位，那么这种要求可以被打破。随后，地点固定的发射器使用的部分数量的信道k_n也是满足需求的。然而，相应的信道k_n的数量决不能小于2。

d)所有在跳频机制中应用的信道k_n的数量形成一线性的频率斜升，其具有恒定的、在信道k_n之间的频率间隔(如必要时，在多次访问的信道的重新分类和移除之后)：

f (k_{n}) = f_{0} + n \cdot f_{d} &ForAll; n = 0, . . . N - 1,

f₀在此是最低的要应用的频率，例如在IEEE 802.15.4中f₀＝2405MHz。

该规则也可能不是强制性的。也可以排除掉一个信道，而不会违背该理论。然而这为接下来的分析评估制造了较大的困难。

e)发射器Ti的发射时间点必须在跳频机制的所有的跳频上具有恒定的距离：

该对于发射器来说恒定的距离可以在不同发射器之间是不同的。发射时间点不必满足另外的要求，也就是说也不必满足按照发射器之间的同步的要求。

f)在数据流的相位与各个信道(k_n)的载波信号的相位之间的关系式对于发射器Ti必须是恒定的：

该要求可以在具有用于产生信号的合适的装置(例如Integer-PLL)的发射器中得到满足。

规则a)，e)和f)是强制必需的，而规则b)，c)和d)也可能不在重点考虑之内。

可以考虑的是，对有所述的形成定律形成的跳频机制，通过在跳频机制之前、之中或之后加入附加的信道来进行扩展，然而这些信道并不用于测量。一种这样的跳频机制同样也应列入本发明的保护范围中。

附图说明

本发明的其它优点、特征和细节由下面所述的实施例以及参照附图来给出。图中示出：

图1以示意图示出了用于对所示出的用户之一进行定位的多个无线电用户的布置；

图2示出了关于根据本发明的跳频机制的实例的表格式的总览图。

具体实施方式

图1示出了一种用于对发射器T1进行定位的系统，该系统借助于包括另一个发射器T2以及两个接收器E1和E2的布置来进行定位，其中系统组件T1，T2，E1和E2是非同步的。接收器E1和E2的以及发射器T2的位置都是已知的。所示出的布置能够实现对发射器T1的一维的定位，其方法是，发射器T1与地点固定的和地点已知的发射器T2之间的距离d_T1，T2如下所述地确定。

发射器T1和T2分别发出一序列的N个信号，其中这些信号在信道k_n(n＝0，1，...N-1)上传输。典型地，用于发射的信道k_n随根据本发明的跳频机制而变化。通过预先观察图2可以认定，即对于该实施例来说，应用了那里的2号实例。相应地，发射器T1可能依次地在信道0，4，1，5，2，...上发射，而发射器T2则可能应用了信道顺序4，0，5，1，6，...。

信号通过接收器E1和E2接收，其中从发射器Ti(i＝1，2)到接收器Ej(j＝1，2)的信号的渡越时间用τ_ij来表示。在接收器Ej中，为每个信道k_n确定了从发射器Ti到达的信号的一个相位

此外，将由信道k_n中的发射器Ti所发射的并在接收器Ej上接收的信号的绝对的相位

与在接收器Ej中存储的合成的信号的相位

进行比较：

由于跳频机制的对称性，每个信道k_n由一个发射器至少应用两次。因此在接收器Ej中对那些被从发射器Ti之一在相同的信道k_n中所发射的信号的相位

求平均值。同样地，利用下面进一步所述的到达时间点来进行处理。该平均值对于结果是决定性的，并且充分利用了跳频机制的有利的对称性。

由在接收器Ej上的发射器T1和T2的信号的相位出发，又为每个信道k_n确定了相位差

在理想的前提条件下可能认定的是，即发射器T1和T2是相同相位的，从而

可能反映了在接收器Ej上接收的信号之间的真实的相位差，并且由此可作为用于T1和T2之间的空间距离的标准。由于然而特别是在非同步的发射器中通常情况下并不是这样，因此在相位差中还必须考虑到值

然而，该

可以有利地通过在两个接收器上测量的相位差的简单的减法来排除：

在中，所有由于用户的和/或发射器的线性运动分量的频率偏移量而导致的误差都被排除，这决定性地归因于跳频机制的构造。特别得出了：

在此，f(k_n)是信道k_n的平均频率，而τ₀是从T1或T2到接收器Ej之一的信号的渡越时间差，这在电磁波的情况下符合于在发射器T1和T2之间的渡越时间。最终，

是一恒定项。

超定方程组(4)可以以数字方式解开，其中然而要重点注意相位信息的多值性。由于根据本发明的跳频机制的信道的平均频率f(k_n)被等距地选出，并且因此得出一线性的频率斜升，相位差也得出一线性的斜升(在必要时按照解开-运算程序，其中相位这样地以2π的多倍来扩展，即得出了线性的斜升)。斜升的斜率与渡越时间差τ₀成比例。常数

表示相位斜升的移动，然而其并不作用于其斜率。同样也在充分利用等距的平均频率f(k_n)的情况下，在另一个解算可能性的范畴中，将逆的离散的傅里叶变换应用于复合扩展的相位在得出结果的值谱中，在绝对最大值的位置上设有所需要的渡越时间差τ₀。解算可能性的这种考虑仅在当没有结构性的或破坏性的多径传播存在时才能不受限制地有效果，而多径传播会或多或少歪曲结果。

渡越时间差τ₀的这种确定的结果在整个测量范围中不是单值的。更佳的是获得多值的结果，这归因于单个的相位测量的多值性。为了选出正确的单值性范围，将通过上述的相位分析评估而测定的渡越时间差τ₀与通过TDOA方法测定的渡越时间差τ₀ ^TDOA进行比较。

在TDOA方法中，在接收器Ej上对发射器Ti的信号的到达时间点进行分析评估，以便由此能够推导出在发射器T1和T2之间的信号的渡越时间，由此可得出距离d_T1，T2。特别地，在接收器Ej中又为每个信道k_n确定了从接收到的信号到存储的合成信号的时间间隔dτ_ij(k_n)。

通过简单的数学运算程序，其等价于相位分析评估的上述方法的方程式(1)至(3)，为每个信道k_n得出了所需要的渡越时间差值Δτ^tot(k_n)：

Δτ^tot(k_n)＝dτ₁₁(k_n)-dτ₂₁(k_n)-dτ₁₂(k_n)+dτ₂₂(k_n) (5)。

渡越时间差最终在所有的信道k_n上被求平均值，以确定所需要的渡越时间差τ₀ ^TDOA。

这样来选出正确的渡越时间差τ₀，也就是将那个最接近于被求平均值的τ₀ ^TDOA的τ₀定义为正确的。

发射器T1的所需要的位置由发射器T2的已知的位置和距离d_T1，T2计算得出，该距离根据d_T1，T2＝τ₀·c取决于渡越时间τ₀和光速c。

添加另外的接收器可能能够实现扩展到二维的或三维的定位，其方法是，相应地接收的数据可能借助于通常的方法、如三边测量来分析评估。多个发射器的定位可能通过所述方法的多次实施而实现。

图2示范性地示出跳频机制的选择，这些跳频机制通过根据本发明的形成定律来设置。在此示出了实例1至9分别用于两个发射器T1和T2，而在实例10中设有16个发射器。跳频机制一般来说可以通过附加的发射器来扩展。在单个的视图中的虚线表示对称轴线。

实例1示出了用于两个发射器T1和T2的视图，带有N＝32。信道1至15对应于形成定律的规则a)至d)布置。然而这不是用来布置这些信道的唯一的可能性(见实例5)。

实例2示出了对于N＝16的视图，其中应用了信道0，1，2，...7。

在实例3中同样也以N＝16为基础，然而应用了信道0，2，4，...14。这表明，即信道距离可以是任意的，但必须恒定地保持在整个跳频机制上。

在实例4中有效的是N＝4。由于形成定律的要求a)和c)，不能存在具有小于4的长度的跳频机制。

实例5再次示出了N＝32，然而具有与实例1中不同的另一种信道顺序。存在有信道布置的大量的另外的可能性，因此在这里示出的示例性的布置不应理解为决定性的。

实例6展示了在无秩序的布置中对于N＝16时的信道0至7。在实例1至5中，用于发射器T1的信道在统一的模式中被访问。在实例6中与之相反地，用于T1的信道顺序由随机发生器来确定，然而不会损害形成定律的规则a)至d)。

在实例7中，当N＝16时由各个发射器分别四次使用了信道0至3而不仅是两次。这由于求平均值而产生了对于位置评估的附带的改进。

实例8示出了对于N＝32时的信道0至15。在前述的实例中一直点对称地形成了两个相邻的跳频，其方法是，交换用于发射器T1和发射器T2的要使用的信道。实例8示出了可替换的布置。

实例9对应于实例8，然而，发射器T2的信道顺序形成了具有反向于发射器T1的信道顺序的方向的斜升。这种反向的斜升仅可以利用偶数的信道数来实现，这是因为否则的话会存在有两个时间点，在这些时间点上两个发射器使用了同一个信道，由此损害了规则b)。

最后，实例10示出了N＝32时的信道0至15，用于16个发射器。在每个时间点，所有的信道都被占用。如果16个发射器之一是地点固定的，则另外的15个发射器可以利用该跳频机制同时被定位。如果规则b)不允许被损害，那么在跳频机制中决不能再有更多的发射器作为信道。发射器的最小数量为2，这是因为一直必须存在有至少一个具有已知位置的发射器。