CN101800626A - 用于提供组合数字信号的装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于提供组合数字信号的装置。一种用于提供组合数字信号的设备包括比特添加器和组合器。所述组合数字信号含有第一数字输入信号和第二数字输入信号的信息，其中第一数字输入信号的块长度比第二数字输入信号的块长度短。比特添加器被配置用于添加至少一个填充比特到第一数字输入信号的块，以获得调整的第一数字输入信号，使得调整的第一数字输入信号的块长度等于第二数字输入信号的块长度。组合器被配置用于组合调整的第一数字输入信号和第二数字输入信号，以获得和提供组合数字信号。

Description

用于提供组合数字信号的装置

技术领域

根据本发明的实施例涉及通信系统，并且更具体地，涉及用于提供组合数字信号的装置和方法。

根据本发明的一些实施例涉及具有不对称信道质量的双向中继系统的编码和调制技术。

背景技术

近年来中继技术已经成为无线通信界中的研究热点。由于后3G移动无线电系统中出现的射程问题，中继或多跳网络对于后3G移动无线电系统将成为是必不可少的。由于可以为将来的移动无线电通信系统设想更高的载波频率或中心频率，其中预期的中心频率的范围从5到10GHz，并且具有高达100MHz的带宽要求，因此可以预见必定会不出所料地出现显著增加的路径损耗和噪声功率级别，这将转变为可被基站覆盖的显著减小的区域。

为了避免引入较密集的基站(BS)网，基本思路是引入中继站(RS)，中继站将数据包转发到基站触及不到的移动站(MS)。可以使用附加的具有固定电源的专用基础设施中继站实现这些中继站，或者可以将它们构造为其他移动站。过去认识到了中继的两个主要概念：放大并转发(AF)和解码并转发(DF)。虽然由于由中继站存储并且转播接收信号的采样版本而不执行任何解码，AF具有对于调制和编码透明的优点，但是由于DF意味着中继站对信号进行解码并且重新编码，DF允许独立调整两个链路，并且还避免噪声增强的影响。

双向中继是频谱高效的中继方案，其考虑两个半双工无线终端通过另一个半双工无线中继交换数据的情况。此处，半双工的含义是由于发射和接收电路之间的耦合，终端不能同时使用相同的频道发射和接收信号。双向中继技术由两个阶段组成：多路访问(MAC)阶段和广播(BRC)阶段。在MAC阶段，两个终端同时向中继器发射其数据；中继器在BRC阶段解码并且转播组合数据信号。在两个终端处接收的反向传播数据信号被称为自我干扰，进行接收的终端能够分辨出自我干扰，并且在解码前将其去除。这两个阶段在时间(TDD，时分双工)或在频率(FDD，频分双工)上是分离。与传统的中继技术对比，双向中继技术使用两个信道而不是四个信道在两个终端之间实现双向通信。MAC阶段和BRC阶段彼此独立，因此可以单独考虑每个阶段。在MAC阶段，存在经典的多路访问信道，其中最优编码策略和容量区域是已知的，并且例如被在“R.Ahlswede，“Multi-waycommunication channels，”in Proc.2nd IEEE Int.Symposium on Inf.Theory.Thakadsor，Armenian SSR：Akademiai Kiado，Budapest，Sept.1971，pp.23-52.”或在“H.Liao，“Multiple access channels，”Ph.D.dissertation，University of Hawaii，1972.”中示出。然而，BRC阶段的容量区域是个公开的问题。近来，通过“Xie L.-L.Xie，“Networkcoding and random binning for multi-user channels，”in Proc.Of the10th Canadian Workshop on Information Theory，Edmonton，Alberta，Canada，June 6-8，2007，pp.85-88.”和“Oechtering T.J.Oechtering，C.Schnurr，I.Bjelakovic，and H.Boche，“Broadcast capacity regionof two-phase bidirectional relaying，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.54，no.1，pp.454-458，Jan.2008”解决了这个问题。

如图2所示，考虑两个无线终端A和B通过半双工解码并转发(DF)中继终端交换数据的中继系统。假设终端A 210和B 220之间没有直接连接(例如，由于屏蔽或它们之间过长的距离)。在图2中，x₁、x₂和x分别代表终端A 210、终端B 220和中继终端发射的符号，并且y₁、y₂和y分别代表终端A 210、终端B 220和中继终端接收的符号。速率区域(容量区域)描述在某些信道状态下，可由终端A 210和终端B 220同时实现的发射速率。图2示出了具有相等时分(时间划分)的双向DF中继信道。

在BRC阶段，这是广播信道，其中接收终端A和B具有关于应当被发射到另一个终端的消息的完全知识。设R_A，2和R_B，2代表中继器和终端A、B之间在BRC阶段可以实现的速率。由如下定理描述其容量区域：

对于考虑的广播信道，其中每个接收器事先了解其它接收器的消息，对于某个概率分布p(x)，可以同时实现满足下列不等式的任意速率(R_A，2，R_B，2)：

R_A，2≤I(X；Y₁)        (4.1)

R_B，2≤I(X；Y₂)        (4.2)

其证明可见于“L.-L.Xie，“Network coding and random binningfor multi-user channels，”in Proc.Of the 10th Canadian Workshop onInformation Theory，Edmonton，Alberta，Canada，June 6-8，2007，pp.85-88.”或“T.J.Oechtering，C.Schnurr，I.Bjelakovic，and H.Boche，“Broadcast capacity region of two-phase bidirectional relaying，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.54，no.1，pp.454-458，Jan.2008”，其中作者使用了称为随机装箱的编码技术。然而，这种编码方案不是现实的方案，并且仅具有理论价值。

该定理具有这样的有趣暗示，即，如果两个终端具有关于想要给另一方的消息的完全信息，它们可以似乎另一方不存在那样解码由中继器发射的消息。

图3示出了相应于一个信道实现的MIMO双向中继系统的BRC阶段的容量区域，其中比较了可由重叠编码方案320、常规异或方案310和使用随机装箱的最优方案330(“联合编码”)实现的速率区域。此处N_A＝N_R＝N_B＝4，P_R/σ_A ²比P_R/σ_B ²低3dB，其中N_A/N_R/N_B是节点A/中继器/节点B处的天线数目，σ_A ²/σ_B ²是节点A/节点B处的噪声方差，并且P_R是中继器的发射功率。随机产生信道H₃和H₄中的每个入口～CN(0，1)。“联合编码”涉及根据上述定理的容量区域。如可以看到的，与根据该定理计算的容量区域相比，异或和重叠编码方案是次优的。

异或方案被在许多论文中示出为有前途的方案，例如，在“I.Hammerstroem，M.Kuhn，C.Esli，J.Zhao，A.Wittneben，and G.Bauch，“MIMO two-way relaying with transmit CSI at the relay，”inProc.SPA WC，Helsinki，Finland，Jun.17-20，2007”。单纯的异或方案的缺点是它受不对称信道状态中的弱链路的限制，并且中继器在BRC阶段仅能以相同速率向BS和MS发射。

MAC阶段容量区域和BRC阶段容量区域的交集确定了系统的可获得的速率区域。图4示出了双向中继系统的可实现速率区域。图4a示出了对于某些信道实现，当MAC阶段和BRC阶段具有相同的持续时间时系统的可实现的速率区域400。使用最优方案和使用异或方案的系统的可实现速率区域相差不大。这是因为来自两个终端的数据必须经过好的链路和弱的链路这两者。然而，如果增加MAC阶段的持续时间，并且减小BRC阶段的持续时间(不等时分)，如图4b所示，系统可实现的速率区域比异或方案可实现的大得多。示出了MAC阶段具有比BRC阶段长的持续时间时，系统的可实现速率区域410。详细的讨论可见于“J.Zhao，M.Kuhn，A.Wittneben，and G.Bauch，“Optimum time-division in MIMO two-waydecode-and-forward relaying systems，”in Proc.Asilomar Conf.Signals，Syst，Comput.，Pacific Grove，CA，Oct.26-Oct.29，2008”。

双向中继是“B.Rankov and A.Wittneben，“Spectral efficientprotocols for half-duplex fading relay channels，”IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.25，no.2，pp.379-389，Feb.2007”中提出的频谱高效的中继方案。这种方案被表明能够补偿由于实际中继器的半双工约束产生的大部分频谱效率损耗。当信道状态对称时它工作得最好。近来，人们对如何在不对称信道状态下传输数据感兴趣，尤其是在蜂窝系统中的不对称信道状态下。双向中继系统中的信息理论容量区域被示出为比已知解决方案所提供的容量区域大得多，这些已知解决方案例如是：

●对称数据速率，即，相等长度的两个数据流的异或(例如“I.Hammerstroem，M.Kuhn，C.Esli，J.Zhao，A.Wittneben，and G.Bauch，“MIMO two-way relaying with transmit CSI at the relay，”inProc.SPAWC，Helsinki，Finland，Jun.17-20，2007“)。

●信息论出版物描述了双向中继器的联合编码的理论性能限制，但是未给出实际的解决方案(例如，“T.J.Oechtering，C.Schnurr，I.Bjelakovic，and H.Boche，“Broadcast capacity region of two-phasebidirectional relaying，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.54，no.1，pp.454-458，Jan.2008”)。

●““Spectral efficient protocols for half-duplex fading relaychannels，”IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.25，no.2，pp.379-389，Feb.2007.”中的B.Rankov和A.Wittneben的重叠编码方案可以在双向中继系统中传输不对称的数据速率。然而，一般不能接近信息理论极限。

典型的中继系统可以具有不对称的信道状态，即，从中继器到一个接收终端的信道的质量比到另一个终端的信道质量好得多。传统的异或方案要求两个终端在BRC阶段中解码经过异或的信息。因此，中继器在BRC阶段中传输的信息速率受到两个终端的较弱链路的限制。在“R.F.Wyrembelski，T.J.Oechtering，I.Bjelakovic，C.Schnurr，and H.Boche，“Capacity of Gaussian MIMO bidirectional broadcastchannels，”in IEEE Int.Symposium on Inf.Theory，Toronto，Canada，July 2008，pp.584-588”以及“L.-L.Xie，“Network coding and randombinning for multi-user channels，”in Proc.Of the 10th CanadianWorkshop on Information Theory，Edmonton，Alberta，Canada，June6-8，2007，pp.85-88.”中给出了最优解码方案，其中证明如果每个接收终端具有关于打算提供给另一个终端的消息的完全信息，可以在BRC阶段中同时实现两个链路的全部容量。这是由于以随机装箱技术证明了接收器处的先验信息的可用性。问题是是否可以使用简单的方案，例如，通过使用常规的异或方案的基本思路，实现信息论所预示的性能。在蜂窝的情况下，这可以等同于寻找可以向强链路的接收终端传输高数据速率，同时以较低的数据速率向较弱链路的接收器进行传输的改进的异或方案。两个终端都满足某些比特错误率(BER)性能要求。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于处理信号，以便向具有不对称信道状态的终端进行传输的装置，或换言之，提供一种用于提供具有不等块长度的两种数字信号的组合信号的装置，该装置允许提高可实现的数据速率。

由根据权利要求1的装置和根据权利要求11的方法实现这个目的。

本发明的一个实施例提供一种用于提供组合数字信号的设备，该设备包括比特添加器和组合器。所述组合数字信号含有第一数字输入信号和第二数字输入信号的信息，其中第一数字输入信号的块长度比第二数字输入信号的块长度短。

比特添加器被配置用于添加至少一个填充比特到第一数字输入信号的块，以获得调整的第一数字输入信号，使得调整的第一数字输入信号的块长度等于第二数字输入信号的块长度。

组合器被配置用于组合调整的第一数字输入信号和第二数字输入信号，以获得和提供组合数字信号。

按照本发明的实施例基于这样一个中心构思：较弱链路的接收器具有关于组合信号的某个先验信息。根据该先验信息，较弱链路的接收器只需从信号星座的一个子集进行解码。由于受到相同的比特错误率的约束，可以在这种不对称信道状态下向接收器传输不同的数据速率。

按照本发明的一些实施例涉及用于提供调制信号的设备，该设备包括用于提供组合数字信号的设备和映射装置。映射装置被配置用于根据选择的映射星座产生组合数字信号的块的复符号。

借助于对映射星座的智能选择，可以改善调制信号的传输过程中的比特错误率。

按照本发明的另一些实施例涉及用于提供组合数字信号的设备，该设备包括第一编码器、第二编码器和组合器。组合数字信号含有第一数字输入信号和第二数字输入信号的信息，其中第一数字输入信号的块长度比第二数字输入信号的块长度短。

所述第一编码器包括第一编码速率，并被配置用于根据第一数字输入信号提供第一编码数字信号。

所述第二编码器包括第二编码速率，并被配置用于根据第二数字输入信号提供第二编码数字信号。

选择第一编码速率和第二编码速率的比，使得第一编码数字信号的块长度等于第二编码数字信号的块长度。

组合器被配置用于组合第一编码数字信号和第二编码数字信号，以获得和提供组合数字信号。

按照本发明的一些实施例涉及一种用于根据组合数字信号提供分离数字信号的设备，该设备包括比特确定器和分离器。所述组合数字信号包括已知数字信号和未知数字信号的信息。组合数字信号的块包括与未知数字信号的要被解码的比特关联的比特和与未知数字信号的填充比特关联的比特。

比特确定器被配置用于根据位有效性信息确定组合数字信号的块的与未知数字信号的要被解码的比特关联的比特。

例如，位有效性信息告诉比特确定器要被解码的比特与/或填充比特排列在组合数字信号的块的比特序列的哪个位置。位有效性信息还可以告诉比特确定器填充比特的值。该信息可用于减少比特错误率。

分离器被配置用于根据已知数字信号从组合数字信号分离未知信号的要被解码的比特，以获得并提供分离数字信号。

按照本发明的另一些实施例涉及一种无线通信系统，包括中继站、第一终端和第二终端。

中继站包括用于提供组合信号的设备，并被配置用于向第一终端和第二终端传输包含组合数字信号的信息的组合传输信号。

第一终端被配置用于向中继站传输包含第一数字输入信号的信息的第一传输信号。

第二终端包括用于提供分离未知数字信号的设备，其中分离未知数字信号相应于第一数字输入信号。第二终端被配置用于向中继站传输包含第二数字输入信号的信息的第二传输信号，并被配置用于接收来自中继站的组合数字信号。

附图说明

下面参照附图详细说明按照本发明的这些实施例，其中：

图1是用于提供组合数字信号的装置的方框图；

图2a，2b是双向DF中继系统的示意图；

图3是基站的数据速率相对于移动站的数据速率的图；

图4a，4b是“基站的数据速率”相对于“移动站的数据速率”的示意图；

图5是用于提供组合数字信号的装置的方框图；

图6a，6b是用于提供分离数字信号的装置的方框图；

图7是在BRC阶段中具有不对称数据速率传输的双向中继系统的示意图；

图8是不对称异或编码的示意图；

图9a，9b，9c是具有不对称数据速率的通信的系统模型的示意图；

图10a，10b是用于16QAM(正交振幅调制)的可能的集合划分星座的示意图；

图11a，11b是双向中继未编码单输入单输出(SISO)系统的“比特错误率”(BER)相对于“信噪比”(SNR)的图；

图12a，12b是双向中继未编码多输入多输出(MIMO)系统的“比特错误率”(BER)相对于“信噪比”(SNR)的图；

图13a，13b是比特交错编码调制(BICM)发射器和接收器的方框图；

图14a，14b是双向中继未编码SISO系统的“比特错误率”(BER)相对于“信噪比”(SNR)的图；

图15a，15b是双向中继未编码MIMO系统的“比特错误率”(BER)相对于“信噪比”(SNR)的图；

图16a，16b是比特交错编码调制发射器和具有软反馈的迭代解码的比特交错编码调制(BICM-ID)接收器的方框图；

图17a，17b，17c是具有不对称数据速率的通信的系统模型的示意图；

图18a，18b是使用具有迭代解码的比特交错编码调制的SISO双向中继系统中的不同映射的“比特错误率”(BER)相对于“信噪比”(SNR)的图；

图19a，19b是使用具有迭代解码的比特交错编码调制的MIMO双向中继系统中的不同映射的“比特错误率”(BER)相对于“信噪比”(SNR)的图；

图20a，20b，20c是在中继器处使用不同编码速率的具有不对称数据速率的通信的系统模型的示意图；

图21a，21b是用于提供组合数字信号的装置的方框图；

图22a，22b是用于单输入单输出(SISO)系统的不同方法的“比特错误率”(BER)相对于“信噪比”(SNR)的图；

图23a，23b是用于多输入多输出(MIMO)系统的不同方法的“比特错误率”(BER)相对于“信噪比”(SNR)的图；

图24是具有多分辨率的映射码的示意图；

图25a，25b是自然映射和格雷映射的示意图；

图26a，26b是正交集划分映射(SPo)的示意图；

图27a，27b是倾斜集合划分映射(SPs)的示意图；

图28a，28b是“J.H.F.Schreckenbach，N.Gortz and G.Bauch，“Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulationwith iterative decoding，”in Proc.IEEE Global Comm.Conf.(GLOBECOM)，San Francisco，CA，Dec.1-5，2003”中示出的映射方案的示意图；

图29是无线通信系统的示意图；

图30a，30b是无线通信系统的示意图和“平均速率”相对于“信噪比”的图；

图31是无线通信系统的示意图；

图32a，32b是无线通信系统的示意图以及弱链路和强链路上的容量的示意图；

图33a，33b，33c是具有不对称数据速率的通信的系统模型的示意图；

图34a，34b，34c是不对称异或编码的示意图和集合划分星座的示意图；

图35是不对称异或编码的示意图和分层调制星座的示意图；

图36a，36b，36c是在中继器处使用不同编码速率的具有不对称数据速率的通信的系统模型的示意图；

图37a，37b是用于提供组合数字信号的装置的方框图；

图38a，38b，38c是单输入单输出(SISO)系统的“比特错误率”相对于“信噪比”的图以及SISO系统的示意图；

图39a，39b，39c是多输入多输出(MIMO)系统的“比特错误率”相对于“信噪比”的图以及多输入多输出系统的示意图；

图40a，40b，40c是单输入单输出系统的“比特错误率”相对于“信噪比”的图以及单输入单输出系统的示意图；

图41a，41b，41c是单输入单输出系统的“比特错误率”相对于“信噪比”的图以及单输入单输出系统的示意图；

图42是用于提供组合数字信号的方法的流程图；

图43是用于提供组合数字信号的方法的流程图；

图44a，44b是用于提供分离数字信号的方法的流程图；

图45是用于SP4a的映射的表；

图46是用于SP4b的映射的表；和

图47是用于SP4c的映射的表。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的实施例的用于提供组合数字信号122的装置100的方框图。组合数字信号122包含第一数字输入信号102和第二数字输入信号104的信息，其中第一数字输入信号102的块长度比第二数字输入信号104的块长度短。装置100包括比特添加器110和组合器120。

比特添加器110连接到组合器120，并且配置为给第一数字输入信号102的块添加至少一个填充比特，以便获得调整的第一数字输入信号112，从而调整的第一数字输入信号112的块长度等于第二数字输入信号104的块长度。

组合器120配置为组合调整的第一数字输入信号112和第二数字输入信号104，以便获得并且提供组合数字信号122。

比特添加器110添加与所需数目一样多的填充比特，以便获得相等块长度的两个数字输入信号。块可以是打算进行共同的处理的数字信号的比特序列。块长度还可以被称为数据比特长度。比特添加器110可以在块的比特序列的开头、结尾或中间的某处给第一数字输入信号的块添加填充比特。添加填充比特涉及在块的某个位置，例如，块的结尾、开头或中间的某个位置添加比特，其中添加的比特包括某个值。

例如，所有填充比特可被添加到块的比特序列的开头(最高有效位)，并且可以仅添加具有值0的比特。可替换地，还可以仅在块的比特序列的不同位置添加具有值1或0和1的组合的比特。

填充比特可被在块的比特序列的相同位置并且被以相同值添加到第一数字输入信号的每个块。例如，如果第二数字输入信号的块比第一数字输入信号的块长度两个比特，可以在第一数字输入信号的块的比特序列的开头添加具有值0的两个填充比特。虽然填充比特的位置和值对于第一数字输入信号的所有块通常是固定的并且是相同的，可以例如在预期的重新配置中，改变添加的填充比特的位置和/或值。

组合器120可以基于异或函数组合调整的第一数字输入信号112和第二数字输入信号104。由于信号112、104两者的块长度相等，组合器120能够按比特组合信号。因此，数据速率不再依赖于具有较短块长度的信号的数据速率。以这种方式，可以增加可实现的数据速率。换言之，数据速率不依赖于较弱的链路。

换言之，较弱链路的接收器具有关于组合信号的某些先验信息。基于该先验信息，较弱链路的接收器仅需要根据信号星座的子集进行解码。在相同比特错误率约束的条件下，可以在这种不对称信道状态中向接收器传输不同的数据速率。描述的用于提供组合数字信号122的装置100可以是无线通信系统的中继站的发射器的一部分。

根据本发明的某些实施例涉及用于提供调制信号的装置，该装置可以是用于提供组合数字信号和装置和映射装置的组合。映射装置配置为基于所选择的映射星座产生复符号或组合数字信号122的块。可以基于在等于填充比特位置的比特位置处包括比特序列的相同比特值的映射星座的比特序列之间的欧几里得距离来选择映射星座。

例如，如果比特序列具有4个比特，并且前两个比特(最高有效比特)是填充比特，可以选择在具有相同的前两个位的比特序列之间具有大的欧几里得距离的映射星座。

图5示出了根据本发明一个实施例的用于提供组合数字信号122的装置500的方框图。组合数字信号122包含第一数字输入信号102和第二数字输入信号104的信息，其中第一数字输入信号102的块长度比第二数字输入信号104的块长度短。装置500包括第一编码器510、第二编码器520和组合器120。

第一编码器510连接到组合器120，并且包括第一编码速率。第一编码器510配置为基于第一数字输入信号102提供第一编码数字信号512。

第二编码器520也连接到组合器120，并且包括第二编码速率。第二编码器520配置为基于第二数字输入信号104提供第二编码数字信号522。选择第一编码速率和第二编码速率的比率，从而第一编码数字信号512的块长度等于第二编码数字信号522的块长度。

组合器120配置为组合第一编码数字信号512和第二编码数字信号522，以便获得并且提供组合数字信号122。

装置500可替换地可以是图1所述的装置，这是由于在两种情况下，以某种方式调整具有不相等块长度的输入信号，从而使得输入信号的块长度相等。以这种方式，同样，数据速率不再依赖于具有较短块长度的输入信号的数据速率。

例如，如果第一数字输入信号102的块长度等于2，并且第二数字输入信号104的块长度等于4，可以使用具有1:4的编码速率的第一编码器510和具有1:2的编码速率的第二编码器520，以便获得具有8比特相等块长度的信号512、522。

图6a示出了根据本发明的一个实施例的用于基于组合数字信号602提供分离数字信号622的装置600的方框图。组合数字信号602包含已知数字信号604和未知数字信号的信息，其中组合数字信号602的块包括与未知数字信号的将要解码的比特相关联的比特，以及与未知数字信号的填充比特相关联的比特。装置600包括比特确定器610和分离器620。

比特确定器610配置为基于比特有效性信息，确定组合数字信号602的块的与未知数字信号的将被解码的比特相关联的比特。

分离器620配置为基于已知数字信号604从组合数字信号602中分离未知数字信号的将被解码的比特，以便获得并且提供分离数字信号622。

位有效性信息可以是由存储器单元存储并且提供的已知信息。存储器单元可以是装置600的可选部件。可替换地，位有效性信息可被包含在未知数字信号内。以这种方式，如果希望，可以改变位有效性信息。

例如，位有效性信息告知比特确定器610将要解码的比特和/或填充比特布置在组合数字信号602的块的比特序列的哪个位置处。位有效性信息还可以告知比特确定器610填充比特的值。这种信息可用于减少比特错误率。

描述的装置600可以是无线通信系统的终端(例如，移动站)的接收器的一部分。

图6b示出了根据本发明的一个实施例的用于基于组合数字信号602提供分离数字信号622的装置650的方框图。组合数字信号602包含已知数字信号604和未知数字信号的信息，其中已知数字信号604的块长度比组合数字信号602的块长度短。装置650包括比特添加器110和分离器620。

比特添加器110配置为给已知数字信号604的块添加至少一个填充比特，以便获得调整的已知数字信号612，从而调整的已知数字信号612的块长度等于组合数字信号的块长度。

分离器620配置为基于已知数字信号604从组合数字信号602中分离未知数字信号，以便获得并且提供分离数字信号622。

描述的装置650可以是无线通信系统的终端，例如，基站的接收器的一部分。

根据本发明的某些实施例涉及系统模型，其中考虑如图7所示的蜂窝双向中继系统。假设中继器710完美地解码它在MAC阶段中接收的内容。在BRC阶段，RS 710具有到BS 720的良好信道，但是具有到MS 730的不好的信道。根据“R.F.Wyrembelski，T.J.Oechtering，I.Bjelakovic，C.Schnurr，and H.Boche，“Capacity of GaussianMIMO bidirectional broadcast channels，”in IEEE Int.Symposium onInf.Theory，Toronto，Canada，July 2008，pp.584-588”，它可以用高数据速率向BS 720传输，并且同时用低数据速率向MS 730传输。描述的概念提供了同时以不同速率向BS 720和MS 730传输数据的可能性。根据“R.F.Wyrembelski，T.J.Oechtering，I.Bj elakovic，C.Schnurr，and H.Boche，“Capacity of Gaussian MIMO bidirectionalbroadcast channels，”in IEEE Int.Symposium on Inf.Theory，Toronto，Canada，July 2008，pp.584-588”中的假设，不考虑MAC阶段的约束，即，假设BS具有关于将被传输到MS的数据的完善知识，并且反之亦然。这意味着在BRC阶段开始之前，中继器具有比来自BS的数据多的来自MS的数据。例如，通过中继器具有缓冲器，并且积累从MS解码的数据，可以促成这种情况。促成这种情况的另一方法是在OFDMA(正交频分多址)系统中，在MAC阶段中MS使用较多的副载波向中继器传输，而BS使用较少的副载波向中继器传输。

下面，考虑在每个RS天线上从MS向BS传输4比特/符号数据，并且在每个RS天线上从BS向MS传输2比特/符号数据的例子。向BS的传输可被称为“全速率”，并且由于以较低的速率向MS传输未知数据，向MS的传输被称为“半速率”。中继器给将被传输到MS的两个比特附加两个“0”比特，并且对它们与将被传输给BS的四个比特进行异或。由于MS事先知道每个符号中的部分数据比特，MS可以仅需要解码传输的信号星座中的一个子集。在某个BER要求的条件下，在MS处实现该BER所需的信噪比(SNR)可以比解码传输的信号星座的整个集合低得多。

虽然下面的例子示出了用于较强链路或良好信道的4比特/符号，以及用于较弱链路或不良信道的2比特/符号，描述的概念也可作用于每种其它组合。例如，强链路可以使用8比特/符号，并且较弱链路可以使用1、2或4比特/符号。

图8示出了具有启发性的例子800。RS将向BS传输d_m＝0110。同时，RS向MS传输d_b＝01，由于d_m和d_b被在MAC阶段传递到了中继器，对于MS和BS，d_m和d_b分别是已知的。中继器首先在d_b之前附加两个0，将其与d_m＝0110异或，并且获得d_r＝0111。由于异或操作，BS事先不知道d_r。然而，MS知道d_r的前两比特，这是由于仅在d_b的开头附加了0，并且d_r的前两比特与d_m相同，即，01。所以，MS仅需要解码星座的从01开始的子集。

为了最小化或甚至消除频谱效率的这种损耗，可以使用特殊符号映射，例如，格子编码调制(TCM)中也使用了特殊符号映射(例如，见“G.Ungerboeck，“Channel coding with multilevel/phase signals，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.28，no.1，pp.55-67，Jan.1982”)。这些映射的特殊属性是以相同比特开始的符号(例如，01xx)彼此远离(例如，见图10a)。在这个例子中MS必须解码的新星座是图10a中的映射的移位4-QAM。这比(不移位)4-QAM调制稍微逊色，4-QAM调制可理想地用于每个符号2个编码比特。

虽然MS在子集中解调，BS仍然必须在整个16-QAM符号空间中进行常规解调，这是由于收到每个符号的4个比特，即，没有任何比特是事先已知的。相同的思路还可用于其它星座，例如8-PSK。采用已知前面的比特和适当映射，可以获得4-PSK。可以得出结论，由于发生移位，QAM仅有微小的效率损耗，而8-PSK与4-PSK调制相比没有损耗。

图9示出了根据本发明的一个实施例的使用异或组合和16-QAM星座的具有不对称数据速率的通信的系统模型的示意图。定义所述子集的比特具有阴影。括号内的数字代表符号的比特。

图9a示出了中继站编码器900a的方框图。示出的要素相当于用于提供调制信号的以前描述的装置。编码器900a包括比特添加器110(附加0)、组合器120(XOR)和映射装置910(Map.)。另外，示出了用于传输调制信号的天线920。

在这个例子中，比特添加器110给输入信号102添加两个0，并且组合器基于异或函数工作。

映射装置910连接到组合器120，并且基于组合数字信号122提供调制信号。

天线920连接到映射装置910。

图9b示出了移动站解码器900b(弱链路)的方框图。示出的要素相当于用于提供分离数字信号的以前描述的装置。解码器900b包括分离器620和去映射装置930，其中在这个例子中，去映射装置930(Demap.)包括比特确定器。另外，示出了连接到去映射装置930的用于接收包含组合数字信号的信息的传输信号的天线920。

去映射装置930连接到分离器620，并且可以使用已知数字信号902的信息，以便减少解码处理的比特错误率。

在这个例子中，分离器620基于组合数字信号和已知数字信号902的异或组合，获得分离数字信号622。

在移动站的情况下，已知数字信号902相应于前面提到的第二数字输入信号，并且未知数字信号相应于前面提到的第一数字输入信号。

图9c示出了基站解码器900c的方框图。解码器900c包括比特添加器110、分离器620和去映射装置940。另外，示出了连接到去映射装置940的用于接收包含组合数字信号的信息的传输信号的天线920。

比特添加器110连接到分离器620，并且配置为给已知数字信号902添加与中继站的比特添加器给第一数字输入信号添加的填充比特相同的填充比特。

因此，分离器620可以例如基于异或函数按比特从组合数字信号中分离未知数字信号，以便获得分离数字信号622。

去映射装置940连接到分离器620，并且基于收到的信号提供组合数字信号。

在基站的情况下，该未知数字信号相应于以前提到的第二数字输入信号，并且已知数字信号902相应于以前提到的第一数字输入信号。

根据本发明的某些实施例涉及16-QAM的集合划分。映射函数f_map可被表示为产生复符号s的对比特b₁，b₂，...，b_m的操作，即：

$[b_1,b_2,...,b_m]\stackrel{f_{\mathrm{map}}}{\→}s.---\left(4.3\right)$

图10a中给出了满足前面描述的16-QAM星座的属性的映射。得到的用于固定的前两比特的子格(sublattice)自身是移位的4-QAM星座。以正交集合划分(SPo)映射1000a表示这种标记。在子格的最近邻居数目方面更好的映射是图10b示出的倾斜SP(SPs)映射1000b。对于给出的两种映射，子集具有逆格雷(anti-gray)映射。对于具有格雷映射子集的那些星座，它们分别被表示为SPo(集合＝格雷)和SPs(集合＝格雷)。

换言之，图10a和10b示出了16-QAM的集合划分(SP)星座，其中图10a是矩形集合划分(SPo)，并且图10b是具有逆格雷子集的倾斜集合划分(SPs)。

首先例如针对SISO情况，并且此后针对M＝N＝R＝2的MIMO情况评估具有不对称数据速率的系统的性能。使用未编码Raleigh衰减系统。

对于该系统模型，在时刻t收到的离散时间基带信号y_t可被写为：

y_t＝H_ts_t+n_t，            (4.4)

其中MIMO信道H是复高斯，并且每个分量的方差为1。向量s_t是时隙t的调制符号向量，并且n_t是具有方差σ_n ²的高斯噪声向量。RS处的传输信号符号具有平均功率

在下面，假设完美信道状态信息(CSI)，从而在接收器处完善地知道H。SNR定义为P/σ_n ²。

对于SISO的情况，例如，通过仿真(或称为模拟)来评估用于异或重新编码不对称通信的不同映射的性能。在自然映射、格雷映射、SPo映射和SPs映射之间进行比较。每个站配备有单个天线。RS以全速率(例如，4个未知比特/符号)向BS传输，并且以半速率(例如，2个未知比特/符号)向MS传输。图11(a)给出了半数据速率方向(RS→MS)的未编码性能1100a。可以注意，由于增加的符号间欧几里得距离，SP映射方案1110、1115、1120、1125具有好很多的性能。如果该子集被布置在格雷映射1105(即，集合＝格雷)中，性能更好。在SP映射中，由于较小的最近邻居数目，SP 1115、1125略微好于SPo 1110、1120。还评估了4-QAM格雷星座1130。与SP相比它执行得更好。这是由于该星座不移位，从而在具有相同的平均能量的同时，允许更高的符号间距离。差异大约为1dB。

在图11b中，给出了另一个方向，即，全速率传输RS→BS。此处，差异不在于符号错误率，而是完全在于比特的不同布置，其中符号错误率对于所有映射是相同的。由于邻近符号具有小的汉明距离，格雷码1105显然对于最小BER是最优的。所有其它映射表现为次优。SPo 1110，1120和SPs 1115，1125的表现几乎相同。在相同BER要求(例如，10^-2)的条件下，在使用SPo和/或SPs方案时，MS可以按比BS低得多的SNR解码。

换言之，图11a和11b示出了使用格雷调制的RS→MS(半速率)和RS→BS(全速率)传输的双向中继未编码1×1×1系统。

在前面的模拟中，考虑了SISO信道。对于一个发射天线，符号是复数或二维实数向量空间中的一个点。此处，结果被扩展到MIMO信道。以n个复数或2n维实数向量空间中的一个点给定一个符号。对于MIMO情况，映射函数可被表达为：

$[b_1,b_2,...,b_q]\→\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\\ ...\\ s_n\end{array}\right).---\left(4.5\right)$

这意味着由于可以获得更多的维度，存在映射符号的更大灵活性。然而，通过独立调制每个分量，也可以采用SISO映射方案，并且将其变换为MIMO情况，即：

$\left(\begin{array}{ccc}[b_1,b_2,...,b_m]& \stackrel{f_{\mathrm{map}}}{\→}& s_1\\ [b_{m+1},b_{m+2},...,b_{m+m}]& \stackrel{f_{\mathrm{map}}}{\→}& s_2\\ & ...& \\ [b_{m(n-1)+1},b_{m(n-1)+2},...,b_{\mathrm{mn}}]& \stackrel{f_{\mathrm{map}}}{\→}& s_n\end{array}\right).---\left(4.6\right)$

这种向符号的映射方案被表示为[fmap，...，fmap]。然而，这种方法在设计上存在局限性，并且不能使用所有自由度。还必须注意，在SISO情况下也可以使用多维映射。该技术是为一个多维符号使用若干时隙。例如，对于多维映射，见“N.Tran and H.Nguyen，“Multi-dimensional mappings of M-ary constellations for BICM-IDsystems，”in Canadian Conference on Electrical and ComputerEngineering”。类似的概念是调制掺杂，其为不同的时隙使用不同的映射(例如，“L.Szczecinski，H.Chafnaji，and C.Hermosilla，“Modulation doping for iterative demapping of bit-interleaved codedmodulation，”IEEE Commun.Lett.，vol.9，no.12，pp.1031-1033，2005.”)。在这个例子中，使用根据公式4.6的向符号的映射。在图12a和图12b中可见具有空间复用和在每个站处具有两个天线的模拟1200a、1200b的结果。定性结果与SISO相同。图12示出了RS→MS(半速率)和RS→BS(全速率)传输的双向中继未编码2×2×2系统。

SP映射对于具有异或编码的不对称通信是有效的。假设弱链路的接收器具有关于将被传输的异或后的比特的某些先验知识，可以向强链路传输每个符号4个比特(全速率)，并且向弱链路传输每个符号2个比特(半速率)。已经示出，具有SP的16-QAM调制产生比半速率数据的常规格雷编码好得多的性能。然而，在全速率发送的方向上，格雷编码仍然是最优的，SP映射具有微弱的劣势。总之，讨论的方案是可证实自身在具有不对称数据速率的双向中继中有用的有趣的并且易于实现的方法。

根据本发明的某些实施例涉及比特交错编码调制。在前面描述的实施例中，已经使用了未编码系统。还可以采用比特交错编码调制(BICM)。常规的BICM 1300a、1300b可被建模为图13所示的常规编码器1310、随机比特交错器1320(π，π^-1)和无存储器调制器1330的串连。比特交错器1320的目的是打断顺次衰退相关并且增加差异性，以便最小化码字的汉明距离。如前所述，使用具有相干检测的频率非选择性瑞利衰退信道。另外，假设该信道衰退得足够快，从而相干时间比编码块小得多。软解调器1340计算LLR值，由软解码器1350处理LLR值。

考虑SISO系统的度量，以卷积码对数据编码，并且以软解码器解码。根据“G.Caire，G.Taricco，and E.Biglieri，“Bit-interleavedcoded modulation，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.44，no.3，pp.927-945，May 1998”，具有格雷映射的BICM的位错误概率(BER)可写为：

${\log }_{10}{P}_b\≅-d\left(C\right)[{\left({\mathrm{Rd}}_h^2\right)}_{\mathrm{dB}}+{\left(\frac{E_b}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\right)}_{\mathrm{dB}}]/10+\mathrm{const}.---\left(4.7\right)$

d(C)表示码字C的最小二进制汉明距离，其仅依赖于使用的码字。R是编码速率，并且d_h ²是后面定义的欧几里得平方距离的调和均值。E_b是用于一个数据比特的能量。因此，在大的

值处，BER曲线在对数尺度上接近直线，该直线具有与-d(C)成比例的斜率，水平平移偏移量Rd_h ²。在设置时，除了d_h ²(以及SNR)之外，所有这些参数保持恒定。因此，专注于度量d_h ²。对于除了格雷映射之外的映射，仅存在渐进行为的边界(例如，见“G.Caire，G.Taricco，and E.Biglieri，“Bit-interleaved coded modulation，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.44，no.3，pp.927-945，May 1998”)。除了d_h ²之外，N_min的值也对性能有作用。下面引入这两个度量。

为了能够解析地追踪映射方案的性能，引入度量d_h ²(例如，见“G.Caire，G.Taricco，and  E.Biglieri，“Bit-interleaved codedmodulation，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.44，no.3，pp.927-945，May 1998.”)。d_h ²可被定义为：

$d_h^2={\left(\frac{1}{{m2}^m}\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\underset{b=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{x\∈{\mathrm{\χ}}_b^i}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{{\left|\right|x-\hat{z}\left|\right|}^2}\right)}^{-1},---\left(4.8\right)$

其中m是星座中的比特数(即，对于M-QAM，m＝log₂M)。X_b ⁱb是M-ary星座X的子集，其标记在第i个比特位置具有二进制值b。

(x)被设置为

这样，d_h ²定义最小欧几里得平方距离的调和均值。对于性能意义重大的另一个度量是距离d_min的符号的平均数目，其中d_min是任意两个星座点的最小距离。该度量被表示为N_min并且被在形式上定义为：

$N_{\min }=\frac{1}{{m2}^m}\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\underset{b=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{x\∈{\mathrm{\χ}}_b^i}{\mathrm{\Σ}}N(1,x),---\left(4.9\right)$

其中，N(1，x)是在距x处于距离d_min的

邻居的数目。一般地，性能越好，d_h ²越高，并且N_min越低(例如，见“G.Caire，G.Taricco，andE.Biglieri，“Bit-interleaved coded modulation，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.44，no.3，pp.927-945，May 1998”)，但是不存在封闭的公式。在如本方案中的不对称通信的情况下，也可以采用该度量。在该情况下，某些比特事先已知，这意味着可以仅考虑所述子集。如果已知前m₁个符号，该度量可被定义为：

$d_h^2(R=(m-m_1)/m)={\left(\frac{1}{(m-m_1)2^{m-m_1}}\underset{i=m_1+1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\underset{b=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{x\∈{\mathrm{\χ}}_b^i}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{{\left|\right|x-\hat{z}\left|\right|}^2}\right)}^{-1},---\left(4.10\right)$

这是较低速率情况(即，半速率情况)的d_h ²的对应物。该数据速率是全数据速率的分数(m-m₁)/m。在公式4.10中，为

使用下面的表达式：

$\hat{z}=\underset{\tilde{z}\∈\mathrm{\χ}(d_1=x_1,...,d_{m_1}=x_{m_1},...,d_i=\stackrel{\‾}{b})}{\min }{\left|\right|x-\tilde{z}\left|\right|}^2,---\left(4.11\right)$

其中X(d₁＝b₁，d₂＝b₂，...，d_m1＝b_m1)表示X的子集，X的标记在k＝1...m₁的第k个比特位置具有二进制值b_k。x_i表示符号x的第i个比特。同样，可以为较低速率情况计算N_min，并且将其表示为N_min(R＝m/n)。在表4.1中，为不同的映射求表达式的值。

(表4.1欧几里得距离的调和均值)

根据表4.1中的指数^a，4-QAM的度量被放置在半速率(R＝1/2)列中。这是由于4-QAM包含每个符号2个比特，这与半速率16-QAM相同。

对于MIMO情况，可以使用如同“S.Baro，“Turbo detection forMIMO systems：bit labeling and pre-coding，”Europ.Trans.Telecommun.，vol.15，no.4，pp.343-350，2004”所做的被扩展到多维的相同度量。通过插入相应的符号向量而不是符号，可以采用用于d_h ²(R＝r)和N_min(R＝r)的公式。首先，考虑由向符号的映射产生的多维星座。具有n个复数维度的向量空间可被认为是具有2n个实数维度的向量空间。如果在每个维度中应用相同的映射，与SISO情况相比，度量d_h ²可以不发生改变。如果星座的维度被按照公式4.6扩展，d_h ²不改变(例如，见“N.Muhammad and J.Speidel，“Design ofmultidimensional mappings for iterative MIMO detection withminimized bit error floor，”Munich，Germany，Apr.2006.”定理2)。这对于子集的d_h ²(R＝r)同样成立。如果组合每个维度中的不同映射，新的d_h ²是每个维度的各个d_h ²的调和均值。然而，在较高维度中可能存在比通过应用按流调制产生的映射更好的映射。关于格子编码调制TCM系统的多维映射的某些研究可见于例如“G.Pottie and D.Taylor，“Multilevel codes based on partitioning，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.35，no.1，pp.87-98，Jan.1989；”和“S.Pietrobon and D.Costello，“Trellis coding with multidimensional QAM signal sets，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.39，no.2，pp.325-336，Mar.1993”。但是，对于寻找具有适合的子集的映射的问题，即，优化d_h(R＝1/2)并且最小化N_min(R＝1/2)，不存在已知结果。在图45-47中人工地给出了可以进一步提高d_h ²(R＝1/2)的用于二维中的16-QAM星座的三个映射。在原理上，它们是对SPs映射的可能的多维扩展。当前4比特固定时，所有这些三个映射具有相同的子集。因此，对于每个符号，前4个比特对于每个映射都相同。选择子集，从而符号间距离是大的。对于SP4a、SP4b和SP4c，分别随机地、按照格雷、逆格雷布置最后4个比特。从表4.2可见，SP4b映射可以进一步将d_h(R＝1/2)提高到2，这在一维时是不可能的。但是这种改进以增加N_min为代价。

(表4.2二维中欧几里得距离的调和均值)

模拟根据本方案的具有不对称数据速率的BICM系统。使用根据UMTS规范“ETSI，“Universal mobile telecommunications system(UMTS)；multiplexing and channel coding(TDD)，”Tech.Rep.3GPPTS 25.222version 4.2.0，Dec.2001”的具有速率1/2的卷积码。对于561和753(八进制数)的码字产生多项式，约束长度是9。使用K＝512比特的块长度，这是UMTS的可能的值，其中40＜K＜5114(“ETSI，“Universal mobile telecommunications system(UMTS)；multiplexingand channel coding(TDD)，”Tech.Rep.3GPP TS 25.222version 4.2.0，Dec.2001”)。随机交错器也具有512比特的长度。

速率	1/2
		约束长度	9比特
产生多项式	(561，753)
		解码器类型	软输入软输出解码器
交错器类型	随机
		交错器长度	512

(表4.3卷积编码器和解码器参数)

图14绘出了SISO系统的结果。它示出了RS→MS(半速率)和RS→BS(全速率)传输的双向中继未编码1x1x1系统。“16QAMR＝1/4”意味着使用R＝1/4的卷积编码器对d_b编码而不附加0，并且将其与d_m异或。根据表4.1的度量值，它可被关联到模拟中的曲线。一般地，d_h ²高并且N_min低的映射表现得更好。可以考虑第一个全速率通信1400b。格雷映射1105具有最高的d_h ²和最低的N_min，并且因此具有最好的性能。SPo 1110、1120和SPs 1115、1125之间的不同是SPs 1115、1125具有较低的N_min，这也被反映在性能中。

对于半速率通信1400a，SP方案具有比全速率高得多的d_h ²(R＝1/2)(0.466→1.6，来自速率减小的5dB增益)，而格雷1105和自然1405没有增益。SPo 1110、1120和SPs 1115、1125在N_min方面不同，其中SPo 1110、1120表现得更好，如根据图14a很明显的那样，SP对于半速率明显优于格雷和自然映射。具有格雷子集的SP标记比具有格雷的4-QAM 1130差1dB。这相应于d_h ²(R＝1/2)的差异。对于具有逆格雷子集的SP，与4-QAM格雷的差异大约为2dB。另外，具有速率1/4的具有卷积码的16-QAM调制1410具有略好的性能。根据“R.Johannesson and P.Stahl，“New rate 1/2，1/3，and 1/4binaryconvolutional encoders with an optimum distance profile，”IEEETrans.Inform.Theory，vol.45，no.5，pp.1653-1658，July 1999”的卷积码具有与速率1/2的码字相同的约束长度(K＝9)。

图15中对于MIMO情况的结果是类似的。它示出了RS→MS1500a(半速率，图15a)和RS→BS 1500b(全速率，图15b)传输的双向中继未编码2×2×2系统。

本发明的某些实施例涉及具有迭代解码的比特交错编码调制。如前所示，SP调制在一个方向(半速率)上执行得很好。然而，付出的代价是另一个方向(全速率)上的退化。此处，示出即使对于全速率链路，SP映射可以实现与格雷调制相等或更好的性能。想法是迭代地改进对于SP工作得特别好的去映射。该方案被称为具有迭代解码的比特交错编码调制(BICM-ID)。

已经引入比特交错编码调制(BICM)(例如，见“G.Caire，G.Taricco，and E.Biglieri，“Bit-interleaved coded modulation，”IEEETrans.Inform.Theory，vol.44，no.3，pp.927-945，May 1998”)，以便增加时变信道中的差异性。已经在“A.Chindapol and J.Ritcey，“Design，analysis，and performance evaluation for BICM-ID withsquare QAM constellations in rayleigh fading channels，”IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.19，no.5，pp.944-957，May 2001.”、“A.C.X.Li and J.A.Ritcey，“Bit-interleaved coded modulation withiterative decoding and 8PSK signaling，”IEEE Trans.Commun.，vol.50，no.8，pp.1250-1257，Aug.2002.”和“X.Li and J.Ritcey，“Trellis-coded  modulation with bit interleaving and iterativedecoding，”IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.17，no.4，pp.715-724，Apr.1999”中介绍了被称为BICM-ID的用于BICM系统的迭代解码方法。该方案建议了不同于格雷映射的特殊星座映射。在迭代方式中，解码器生成对数据的更好估计。优选地与软解码一起使用该方案。上面介绍的SP映射可以证实在BICM-ID系统中有用。SP调制在反馈后引入大的欧几里得距离，这以迭代解码导致改进的性能。下面研究用于双向中继的具有SP调制的BICM-ID的性能。

具有迭代解码的比特交错编码调制(BICM-ID)从解码器反馈信息，以便在解调器处使用。采用理想的交错，形成信道符号的编码比特是独立的；因此，来自强数据部分(具有信道噪声的较少影响)的反馈可以消除高阶解调中的不定性，并且增强对弱数据部分(受到不希望的噪声模式的影响的数据部分)的解码。采用通过解码反馈提供的关于其它比特的完善知识，16-QAM调制被有效地缩减为对每个比特位置的二进制调制。因此，可以显著增加二进制调制的符号间距离。具有反馈的符号间距离极大地依赖于使用的映射。该系统不得不被设计为减小反馈错误的影响，并且控制错误传播。这被通过软判定反馈和良好设计的交错器来实现。图16示出了整个系统的方框图。图16a所示的发射器侧1300a包括编码器1310、交错器1320和调制器1330的串联。图16b中的接收器侧1600具有连接为允许进行迭代解码的解调器1610、交错器1620(π，π^-1)和软解码器1630。

常规的解调器不具有可获得的先验信息，并且使用最大似然(ML)估计。在系统设计时，反馈先验信息，从而可以采用最大在后(MAP)估计。在第一次迭代中，仍然使用ML，因为没有可获得的先验信息。当重新计算比特度量时，仅需要关于相同信道符号s_t的其它比特(j≠i)的先验概率。接收器然后使用(4.15)重新产生比特度量，并且迭代解调和解码。在最后一次迭代之后，最终的解码输出是基于软解码器的输出处的数据的比特度量λ_d的硬决策。注意，由于不使用数据的先验信息，软解码器的输出等于外在(extrinsic)信息。

还可以定义结合反馈的度量。想法是假设对所有比特而不是估计的一个比特的完善反馈。这仅剩下一个其它候选符号。因此，获得对等式4.8中的的如下定义：

$\hat{z}=\mathrm{\χ}(d_1=x_1,...,d_i=\stackrel{\‾}{b},...,d_M=x_M){\left|\right|}^2.---\left(4.16\right)$

数量

成为符号x和除了第i比特之外具有相等比特标记的符号之间的距离。具有反馈的新度量被表示为具有代字号，即，

渐进的位错误概率(BER)可被写为(例如，见“G.Caire，G.Taricco，andE.Biglieri，“Bit-interleaved coded modulation，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.44，no.3，pp.927-945，May 1998.”、“N.Tran and H.Nguyen，“Design and performance of BICM-ID systems withhypercube constellations，”IEEE Trans.Wirel.Comm.，vol.5，no.5，pp.1169-1179，May 2006.”和““Signal mappings of 8-ary constellationsfor BICM-ID systems over a rayleigh fading channel，”in Proc.IEEECanadian Conf.on Elec.And Comp.Engineering，Niagra Falls，Canada，May 2004”)：

${\log }_{10}{P}_b\≅-d\left(C\right)[{\left({R\tilde{d}}_h^2\right)}_{\mathrm{dB}}+{\left(\frac{E_b}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\right)}_{\mathrm{dB}}]/10+\mathrm{const}.---\left(4.17\right)$

d(C)表示码字C的最小二进制汉明距离，并且R是编码速率。在低SNR处，以d_h ²和N_min表征的第一次迭代的性能仍然是显著的。在高SNR处，完全以

定义性能。在表4.4中随同来自以前部分的结果一起估算并且绘出了

值。

(表4.4具有反馈的欧几里得距离的调和均值)

对于全数据速率，可以注意，当存在反馈时SP方案具有大增益(0.466→0.870，2.71dB)，而自然和格雷具有小增益(0.492→0.514，0.19dB)。同样，显然自然和格雷编码不适合于半数据速率通信。另外，采用反馈，与全速率相比没有增益。SP方案对于半速率通信具有反馈增益(1.600→2.3641.69dB)，虽然这不如全速率的那样大。在“A.Chindapol and J.Ritcey，“Design，analysis，and performanceevaluation for BICM-ID with square QAM constellations in rayleighfading channels，”IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.19，no.5，pp.944-957，May 2001”中，作者提出一种修改的SP方案，在所考虑的所有映射方案中，其可以实现针对全速率情况的最高反馈增益。然而，这种修改的SP具有低d_h ²。因此，在本报告中不再考虑这种修改的SP方案。

对于MIMO的情况，不存在表征BICMID的性能的许多结果。在“N.Muhammad and J.Speidel，“Design of multidimensionalmappings for iterative MIMO detection with minimized bit errorfloor，”Munich，Germany，Apr.2006”中，

(为多个维度采用的)被最小化，此处也可以使用它。针对二维估算该度量，并且打印在表4.5中。注意，对于SP4b，

大于2，在4-QAM中这甚至更高。

(表4.5二维的具有反馈的欧几里得距离的调和均值)

对于模拟，首先使用SISO信道，稍后使用在发射器和接收器处具有两个天线的MIMO信道。使用如前所述的相同设置(表4.3)，但是采用附加的迭代解码。图17给出了具有迭代解码的方框图，其示出了使用与BICM-ID和16-QAM星座异或的具有不对称数据速率的通信的系统模型。定义子集的比特具有阴影。

图17a示出了根据本发明的一个实施例的中继站编码器1700a的方框图。编码器1700a在原理上相应于图9a所示的编码器，但是附加地包括连接到交错器1730(π)的第一编码器1720，以便给比特添加器110提供编码的第一数字输入信号102，以及连接到交错器1730的第二编码器1710，以便给组合器120提供编码的第二数字输入信号104。

图17b示出了根据本发明的一个实施例的移动站解码器1700b的方框图。解码器1700b在原理上相应于图9b所示的解码器，但是附加地包括连接到交错器1730(π)的编码器1710，以便给分离器620和去映射装置930提供编码的已知数字信号902，以及连接到解码器1740的交错器1730(π^-1)，以便基于分离数字信号622提供解码的分离数字信号。另外，解码器1740通过另一个交错器1730连接到去映射装置930，以便实现上述的BICM-ID体系结构。

图17c示出了根据本发明的一个实施例的基站解码器1700c的方框图。解码器1700c在原理上相应于图9c所示的解码器，但是附加地包括连接到交错器1730的编码器1720，以便给比特添加器110提供编码的已知数字信号902，以及连接到解码器1750的交错器1730，以便基于分离数字信号622提供解码的分离数字信号。另外，解码器1750通过另一个交错器1730连接到去映射装置940，以便实现上述的BICM-ID体系结构。

接收器(基站和移动站处的解码器)处的异或组合表示“盒子加”和值，即，如果另一个输入是比特“1”，它们翻转软输入的符号。

考虑格雷和SPo(集合＝逆格雷)映射。在迭代解码中，SPo(集合＝逆格雷)具有比SPo(集合＝格雷)更好的性能。同样，对于4-QAM，逆格雷表现得比格雷好。因此，在模拟中考虑具有逆格雷子集的映射。然而对于更高的块长度，ModSP(例如，见“A.Chindapoland J.Ritcey，“Design，analysis，and performance evaluation forBICM-ID with square QAM constellations in rayleigh fadingchannels，”IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.19，no.5，pp.944-957，May 2001”)可能表现得更好。还模拟了以M16a表示的见于“J.H.F.Schreckenbach，N.Gortz and G.Bauch，“Optimized symbol mappingsfor bit-interleaved coded modulation with iterative decoding，”in Proc.IEEE Global Comm.Conf.(GLOBECOM)，San Francisco，CA，Dec.1-5，2003”中的搜索算法的映射。在“J.H.F.Schreckenbach，N.Gortzand G.Bauch，“Optimized symbol mappings for bit-interleaved codedmodulation with iterative decoding，”in Proc.IEEE Global Comm.Conf.(GLOBECOM)，San Francisco，CA，Dec.1-5，2003”中提出的另一种映射方案“M16r”对于半速率未给出满意的结果，并且因此不被考虑。

对于SISO的情况，模拟的结果可分别见于图18中的SPo(集合＝逆格雷)1805和格雷调制1105。它示出了使用不同的16-QAM映射的用于RS→MS 1800a(半速率，图18a)和RS→BS 1800b(全速率，图18b)传输的1×1×1双向中继系统中的BICM-ID。绘出了第一轮(pass)(虚线曲线)和第五轮(实线曲线)。对于半速率，示出了4-QAM格雷的第五次迭代以便进行比较。在“J.H.F.Schreckenbach，N.Gortz and G.Bauch，“Optimized symbol mappingsfor bit-interleaved coded modulation with iterative decoding，”in Proc.IEEE Global Comm.Conf.(GLOBECOM)，San Francisco，CA，Dec.1-5，2003.”中提出了映射“M16a”和“M16r”。

显然，迭代解码没有给格雷调制系统1105带来大的益处。第二次迭代比第一次迭代略有改进，但是更多的迭代没有附加的价值。相反，对于SP调制1805、1810，迭代解码大大改进了性能。如果比较五次迭代之后的最终性能，可以得出结论，在高SNR域，两种调制方案对于全速率1800b实现了相等的性能。对于半速率数据1800a，SP映射1805、1810表现得比其格雷对应方案1105好得多。与4-QAM1825的差异如同前面的模拟那样仍然是1dB。对此而言，必须注意，由于相对短地选择具有512比特长度的块，给出的结论可能不能彻底实现发表的论文(例如，“A.Chindapol and J.Ritcey，“Design，analysis，and performance evaluation for BICM-ID with square QAMconstellations in rayleigh fading channels，”IEEE J.Select.AreasCommun.，vol.19，no.5，pp.944-957，May 2001”)中的性能。

对于MIMO的情况，在图19a和19b中绘出了每个终端配备有两个天线的情况的模拟结果。第一个图考虑按半速率发送的方向，而第二个图采用全速率。图19示出了使用不同的16-QAM映射的用于RS→MS 1900a(半速率，图19a)和RS→BS 1900b(全速率，图19b)传输的2×2×2双向中继系统中的BICM-ID。绘出了第一轮(虚线曲线)和第五轮(实线曲线)。对于半速率，示出了4-QAM格雷的第五次迭代以便进行比较。在“J.H.F.Schreckenbach，N.Gortz and G.Bauch，“Optimized symbol mappings for bit-interleaved codedmodulation with iterative decoding，”in Proc.IEEE Global Comm.Conf.(GLOBECOM)，San Francisco，CA，Dec.1-5，2003.”中提出了映射“M16a”和“M16r”。

对于半速率，向符号的映射方案SPo 1805和SPs 1810在4-QAM1920、1825的性能的1dB内。采用多维映射SP1{a-c}1905、1910、1915，可以接近4-QAM的性能或甚至更好。注意，这对于性能差大约1dB的一维映射是不可能的。哪个映射给出最佳性能极大地依赖于SNR。如果比较二维映射的错误基数(floor)，可以考虑SP4c 1915具有最低值，这反映在图19a中。然而，它还具有大的d_h ²，这意味着性能在低SNR值时是好的。

图19b示出了全速率数据1900b的结果。与SISO情况的某些差异是显然的。

1.迭代解码甚至极大地改进了格雷编码1105的性能。

2.由于格雷编码1105具有这种大的反馈增益，SPo 1805不再表现得比格雷好。

3.与格雷1105相比，SP4b 1910在10e-6的BER时具有大约相同的性能。

由于示出了d_h ²和

相对于一维的情况没有改变，迭代解码可以改进格雷编码可能会让人感到惊奇。但是对于MIMO，存在另一种重要的影响。MIMO信道是具有复数项目(entry)的矩阵。这意味着QAM符号不再处于正交向量空间。这与假设向量空间正交的计算d_h ²的分析不同。实际上，一个复数维度的虚部和实部仍然正交，但是复数基本向量不必正交。简而言之，MIMO情况中的流间干扰使得其性能与SISO情况不同。因此，衰退可以在接收器处改变有效欧几里得距离。因此，格雷映射可以仍然具有高反馈增益。在模拟中选择映射SP4b，这是由于在集合划分映射中，它给出最佳性能。SPo比格雷映射表现得差。对于更长的块长度，集合划分映射一般表现得更好，而格雷映射不具大的改进。

新的方案可以为异或编码双向中继方案支持不对称数据速率传输。由于采用几种经典的方案，该方案容易实现。可以使用特殊的星座映射和迭代解码。已经考虑了在一个方向上发送每个符号4个编码比特，并且在另一个方向上发送每个符号2个编码比特的16-QAM调制。已经发现在两个方向上实现高吞吐率的映射。对于SISO情况，SPo映射在两个方向上具有良好性能。来自SISO的结果不能被直接转换到MIMO。在这种情况下，不同的映射是最优的。一种差异是格雷编码对于二维具有大的反馈增益。可以看到在MIMO情况中可以进一步改进半速率的性能，并且可以实现类似于4-QAM情况的性能。对于MIMO，SP16b在两个方向上展示出了良好的性能。

引入的度量是对实际性能的良好指示器。已经给出了不同的度量。当搜索适合的映射方案时，这些度量不能被独立地优化。因此，必须找到一种折衷。

根据本发明的某些实施例涉及使用不同编码速率的不对称数据速率传输。

前面示出的某些实施例使用对于将要在中继器处发送到BS和MS的两种数据具有相同编码速率的卷积编码器。通过附加0使得编码比特长度相等。两个接收器处的解码器具有相同的解码复杂性。另一种替换方案是如图20所示的以不同的编码速率编码将被传输到BS和MS的数据。它示出了使用中继器处的不同编码速率和16-QAM星座的具有不对称数据速率的通信的系统模型。定义所述子集的比特具有阴影。

图20a示出了根据本发明的一个实施例的中继站编码器2000a的方框图。编码器2000a在原理上相应于图17a所示的编码器，但没有比特添加器。以具有不同编码速率的编码器实现比特添加器的功能(使得输入信号的位长度相等)。

因此，编码器2000a在原理上相应于图5所示的用于提供组合数字信号的装置。

图20b示出了根据本发明的一个实施例的移动站解码器2000b的方框图。解码器2000b在原理上相应于图17b所示的解码器，但是编码器1710的编码速率不等于解码器1740的解码速率。

图20c示出了根据本发明的一个实施例的基站解码器2000c的方框图。解码器2000c在原理上相应于图17c所示的解码器，但是没有比特添加器。以编码器1720的与解码器1750的解码速率不等的编码速率，实现比特添加器的功能。

以这种方式，也可以使得编码比特的长度相等。然而，两个接收器处的、解码器具有不同的复杂度。

在根据本发明的某些实施例中，术语调制被理解为这样的功能，即，采用比特作为输入，并且产生复符号。可能的符号空间被称为星座。给星座点标记比特值的方式被称为符号映射或标记。可以采用不同的星座以便实现宽范围的数据速率。但是注意，对于特定的系统实现，调制在两个方向上是相同的。这是由于两个方向上的数据被联合调制。例如考虑：

·具有格雷或逆格雷标记的4-QAM(或4-PSK)

·具有格雷、SP或混合标记的8-PSK

·具有格雷、SPo、SPs、M16a或M16r标记的16-QAM。二维联合标记方法是SP4a、SP4b和SP4c

以m表示一个符号的星座点的数目。用于该星座的映射方案对于迭代解码起至关重要的作用。

对于速率降低，例如，研究了实现不对称数据速率的两种可能。

1.不同的编码速率：采用具有不同编码速率的不同卷积码(例如，1/2和1/4)。以R_c表示编码速率。

2.不同的补入(padding)速率：给编码数据补入0。附加不同数目的0，以便应用不同的数据速率(例如，在一个方向上不补入0，并且在另一个方向上具有相同数目的数据和0)。补入速率是被补入的0序列的数据比特的分数，并且被表示为R_p。因此，如果R_p＝1，则不应用零补入。

这些速率可以在任一个方向上不同(即，不对称)。

以每个时隙的数据比特数目测量吞吐率。它是：

TP＝N_t·R_c·R_p·log₂(m)

可以进行具有等同吞吐率的系统的不同方案的性能的公平比较。示出的模拟通常具有每个传输2，1.5，1和0.5(数据)比特(bpt)的吞吐率。

图21示出了根据本发明的一个实施例的中继器处的编码器。定义所述子集的比特具有阴影。

图21a示出了用于不对称数据速率传输的单纯集合划分(SP)。编码器2100a在原理上相应于图17a所示的编码器。

图21b示出了用于不对称数据速率传输的混合方案。编码器2100b在原理上相应于图17a所示的编码器，但是第一编码器和第二编码器包括不同的编码速率。

例如，编码器2100a可以是具有1/2编码速率的单天线16-QAM系统。从中继站(RS)到基站(BS)，补入速率为1。这相应于无零补入。从RS到移动站(MS)，应用1/4补入速率。这意味着对于相应于一个16-QAM符号的编码比特的每个集合(4比特)，给1个编码比特附加具有0值的3个比特。然后，将这4个比特一起调制为一个符号。在从RS到BS的方向，可以实现吞吐率：

TP_BS＝N_t·R_c·R_p·log₂(m)＝1·1/2·1·4＝2bpt

并且在从RS到MS的方向，可以实现：

TP_MS＝N_t·R_c·R_p·log₂(m)＝1·1/2·1/4·4＝0.5bpt

因此，系统具有在一个方向上为2bpt(每个传输的比特)和在另一个方向上为0.5bpt的不对称数据速率。

另一种可能是(如图21b所示)具有相同的数据速率，将补入速率固定为1，并且分别将编码速率改变为1/2和1/4，这可被认为是使用不同编码速率和前面部分中提出的集合划分方案的不对称数据速率传输的混合方案。

例如，在表4.6、4.7和4.8中示出了不同标记方案的欧几里得距离的调和均值。

(表4.6具有16-QAM和不同补入速率的欧几里得距离的调和均值)

(表4.7二维中全速率和半速率的具有反馈的欧几里得距离的调和均值)

(表4.8具有8-PSK和不同填充速率的欧几里得距离的调和均值)

下面的模拟涉及表4.9中所示的设置。

速率	1/2
		约束长度	9比特
生成多项式	(561，753)
		解码器类型	软输入软输出解码器
交错器类型	随机
		交错器长度	2400个未解码比特
尾部	带尾部(强迫为状态0)

(表4.9卷积编码器参数)

在图22中，直接比较用于1bpt和0.5bpt吞吐率的不同映射的性能(SISO N_t＝1)。除了上面的结果之外，示出了速率1/4编码2240的性能。这样，通过具有若干编码速率而不是若干补入速率，实现不对称数据速率。注意，采用这种方法，由于需要若干不同的解码器，复杂度增加了。另外，具有相同约束长度(K＝9)但是具有较低速率的解码器具有略高的复杂度。对于SISO的情况，具有速率1/42240的码字的性能好于速率1/22210、2220、2230。尤其是对于0.5bpt的吞吐率，速率1/4码字2240表现得好很多。这是由于，对于R_c＝1/4，迭代解码的确进一步改进了性能，但是对于速率R_c＝1/2，并不是这样。通过查看表4.6，可以解释不同映射和R_c＝1/2的性能差距。

对于图29所示的MIMO情况，情况不是如此明显。对于2bpt，差距是微小的，而对于1bpt，表现类似于SISO的情况。

对于系统设置，可以发现SP映射很好地适合于使用不同补入速率的不对称数据速率通信。这被通过模拟并且通过评估引入的度量的值示出。通过使用若干编码速率设置不对称速率(而不是补入速率)在大部分情况下(但不总是)产生更好的性能。然而，采用这种方法，系统复杂度也增加了。总之，使用不同补入速率的引入的方法是一种高效地实现不对称数据速率传输的有前途的低复杂度方法。

根据本发明的某些实施例涉及使用多分辨率码字的不对称数据速率传输(分层码字)。

对于不对称信道状态下的不对称数据速率传输，可以使用具有多分辨率2400的码字。如图24所示，正方形表示16-QAM星座，其可被具有良好信道的链路(例如，从RS到BS)完整解码。然而，弱链路处的接收器不能解码全部16QAM星座，但是它可以辨别收到的信号位于哪个象限。换言之，弱链路(例如，MS)处的接收器减弱了信道，并且将相邻的16QAM星座分组到4QAM内(以三角形表示)。从而它等同地解码由这些三角形表示的星座。在双向DF中继系统的BRC阶段中，中继器使用0补入对比特进行异或。强链路处的接收器可以解码所有比特，而弱链路处的接收器可以使用具有多个分辨率的码字，仅解码传输的比特的一部分。

根据本发明的某些实施例涉及修改异或方案，从而它可以很好地工作于不对称信道状态，并且接近开始处提及的定理所预示的容量区域。

根据本发明的某些实施例使用用于单个天线的符号映射。在下面描述的图中给出了用于前面使用的16-QAM星座的映射。符号未被规格化(normalized)。这可以通过乘以因子

来实现。

图25示出了自然映射2500a和格雷映射2500b的示意图。

图26示出了具有格雷集合2600a和逆格雷集合2600b的正交集合划分映射(SPo)的示意图。

图27示出了具有格雷集合2700a和逆格雷集合2700b的倾斜集合划分映射(SPs)的示意图。

图28示出了根据“J.H.F.Schreckenbach，N.Gortz and G.Bauch，“Optimized symbol mappings for bit-interleaved codedmodulation with iterative decoding，”in Proc.IEEE Global Comm.Conf.(GLOBECOM)，San Francisco，CA，Dec.1-5，2003.”的映射方案的示意图。图28a相应于M16a映射2800a，并且图28b相应于M16r映射2800b。

根据本发明的某些实施例使用用于两个天线的符号映射。两个天线上的符号映射可被认为是映射2个复数数据符号，即，4个实数维度上的二进制数据。数据是一个标记的二进制数据的十进制表示[b₇，b₆，b₅，b₄，b₃，b₂，b₁，b₀]。符号[a，b；c，d]具有信号空间表示

$\frac{1}{\sqrt{10}}\left(\begin{array}{c}2(a+b\sqrt{-1})-(3+3\sqrt{-1})\\ 2(c+d\sqrt{-1})-(3+3\sqrt{-1})\end{array}\right).---(A.1)$

图45示出了映射SP4a 4500的表。

图46示出了映射SP4b 4600的表。

图47示出了映射SP4c 4700的表。

根据本发明的某些实施例涉及对具有不对称信道质量的双向中继的调制进行编码。

图29示出了双向中继系统2900的示意图。中继系统2900包括连接到核心网络2910的基站2920、中继站2930和移动站2940。

从中继器广播的组合信号必需适合于两个信道(中继器-基站和中继器-UE)，这些信道很可能具有不同的容量。

对于重叠编码，通过不同的编码和调制方案、预编码和功率分配，可以实现一种调整。对于常规的异或中继，较弱的链路还确定较强链路上的数据速率。较强链路上的容量被浪费了。通过使用所描述的概念，可以避免这种情况。

图30a示出了具有基站2920和中继站2930之间的20dB的指定的信噪比(SNR)和中继站2930和移动站2940之间的可变信噪比的双向中继系统3000A的示意图。在这个例子中，CSIR代表接收器RX处的信道状态信息，并且CSIT代表发射器TX处的信道状态信息。

适合地，图30b示出了“平均合计速率”相对于“信噪比”的图3000B。图3000B示出了与重叠编码相比，异或组合的性能略好。异或组合好于重叠编码，这是因为在解码前不从收到的信号中扣除功率，这导致解码器输入处的较高的信噪比(见，“I.

M.Kuhn.C.Esli，J.Zhao，A.Wittneben and G.Bauch，MIMOTwo-Way-Relaying with Transmit CSI at the Relay，IEEE SignalProcessing Advances in Wireless Communications，SPAWC 2007，Helsinki，Finland，pp.5，June 2007”，“http://www.nari.ee.ethz.ch/wireless/pubs/p/spawc2007”)。

根据本发明的某些实施例涉及在中继器处构造异或信号，从而根据各自的容量调整中继器-基站链路和中继器-UE链路上的数据速率。对此而言，可以仅考虑广播阶段。在MAC阶段中，可以采用用于速率调整的标准方法，诸如例如，为较弱链路采用更多副载波。

适合地，图31示出了双向中继系统3100，其中示出了广播阶段和MAC阶段。

常规的方案面临这样的问题，即，较弱的链路在广播阶段确定两个方向上的数据速率。使用本发明的描述的概念可以避免这种问题。这被在图32中示意地示出。

图32a示出了双向中继系统3200A，并且图32b示意地示出如果由较弱链路确定数据速率，则被浪费的容量(以参考号3200B指出)。

根据本发明的某些其它实施例涉及与具有迭代解码的比特交错编码调制相结合的零补入和映射。图33示出了使用具有BICM-ID和16-QAM星座的异或组合的不对称数据速率的通信的系统模型。图33a示出了中继站编码，图33b示出了移动站解码，并且图33c示出了基站解码。图33相应于上面所述的图17。

中继站可以附加0，以便使得码字长度相等，并且可以使用特定映射，例如，集合划分或分层调制。

移动站可以使用比特确定器，以便选择组合数字信号的块的一个子集，比特确定器可以是去映射装置930的一部分。通过选择一个子集，可以减小解码复杂度。

异或函数可以在1的情况下翻转软解调码比特的符号。

本发明的某些实施例涉及对映射星座的智能选择。图34示出了一个例子，其中图34a示出了相应于同样在图8中所示的例子的不对称异或编码的例子。另外，图34a示出了用于单输入单输出(SISO)系统的矩形集合划分(SPo)3400b，并且图34c示出了用于单输入单输出系统的倾斜集合划分(SPS)3400c。

d_m指示较强链路，并且d_b指示为两个最高有效比特补入了两个0的较弱链路。0不改变异或结果d_r，并且因此由较强链路的前两个比特确定该子集。

对于描述的例子，在图34b和34c中，以圆圈标记出了用于16-QAM TCM星座的比特序列的子集。这示出与诸如自然或格雷星座的其它可能星座相比，该子集的比特序列之间的欧几里得距离是大的。

通过选择具有子集的比特序列的大欧几里得距离的星座，可以显著减小较弱链路，例如，移动站的比特错误率。

图35示出了与前面相同的不对称异或编码的例子，但是具有图35b中所示的分层调制3500。再一次，0不改变异或结果，并且因此，由较强链路的前两个比特确定所述子集。

在这个例子中，传输以点标记的星座点(每个比特序列4个比特)。由较弱链路检测标记有X的正交相移键控(QPSK)星座(每个比特序列2个比特)。可以在接收器度量中考虑偏移作为附加噪声。

根据本发明的某些其它实施例涉及多输入多输出(MIMO)系统的标记技术。在这种情况下，可以在更高维度空间中进行集合划分，例如，对于两个发射(TX)天线，可以使用四维信号空间星座。

基于集合划分的类似原理，设计用于两个发射天线情况的前面提到的SP4a、SP4b和SP4c标记。

根据本发明的某些实施例涉及用于以具有不同编码速率的编码器提供组合数字信号的装置。图36示出了在中继站处使用不同编码速率和16-QAM星座的具有不对称数据速率的通信的系统模型。对此而言，图36a示出了中继站编码，并且图36B示出了移动站解码，并且图36C示出了基站编码。图36在原理上相应于上面提及的图20。

通过为编码器使用不同的编码速率，使得两个输入信号的块长度相等。

异或函数可以在1的情况下翻转软解调码比特的符号。

通过使用迭代解码(ID)，可以减小比特错误率。

本发明的某些实施例涉及不同编码速率、零补入和映射的组合。图37示出了中继站处的编码器的例子，其中图37a示出了单纯集合划分(SP)并且图37b示出了用于不对称数据速率传输的混合方案。图37中所示的原理相应于图21所示的编码器。

混合方案可以允许对信道状态的准确调整，并且实质为自适应编码和调制。

根据本发明的某些其它实施例涉及单输入单输出(SISO)系统或多输入多输出(MIMO)系统。

图38示出了对SISO系统的不同映射的比特错误率的模拟结果(1×1×1)。为双向中继系统的仿真使用解码并转发(DF)中继。图38a示出了半速率链路(RP＝1/2)的具有迭代解码的位交错编码调制的“比特错误率”相对于“信噪比”的图3800A。对于半速率(中继站到移动站)，M16A和SP方案都是良好的(10^-6∶6.5dB)。

适合地，图38b示出了全速率链路(RP＝1)的“比特错误率”相对于“信噪比”的图3800b。对于全速率(中继站到基站)，与M16A相比，集合划分(SP)方案(10^-6∶11dB)获得1dB的增益。

另外，图38C示出了双向中继系统3800c的示意图，其中终端A3810通过较强链路连接到中继站3820，并且终端B 3830通过较弱链路连接到中继站3820。

图39示出了对MIMO系统(2×2×2)的不同映射的比特错误率的模拟结果。图39a示出了半速率链路(RP＝1/2)的具有迭代解码的位交错编码调制的“比特错误率”相对于“信噪比”的图3900A。对于半速率(中继站到移动站)，SP方案是好的(10^-6∶5dB)。

适合地，图39b示出了全速率链路(RP＝1)的“比特错误率”相对于“信噪比”的图3900b。对于全速率(中继站到基站)，集合划分(SP)方案(10^-6∶11.5dB)也是好的。

另外，图39C示出了双向中继系统3900c的示意图，其中终端A3810通过较强链路连接到中继站3820，并且终端B 3830通过较弱链路连接到中继站3820。

图40示出了对SISO系统的不同映射的比特错误率的模拟结果。图40a示出了1比特/16QAM传输(R×4×RP)的具有迭代解码的位交错编码调制的“比特错误率”相对于“信噪比”的图4000A。

适合地，图40b示出了2比特/16QAM传输的“比特错误率”相对于“信噪比”的图4000b。

与单纯的SP方案相比(对于向较弱链路的传输)，不同的编码速率方案在10^-6处获得大约2～3dB的增益。

在这种情况下，用于单纯集合划分的术语“旧的”仅仅意味着该曲线与以前提及的实施例和模拟结果有关。不过，这些曲线也与描述的新概念有关。

另外，图40C示出了双向中继系统3800c的示意图，其中终端A3810通过较强链路连接到中继站3820，并且终端B 3830通过较弱链路连接到中继站3820。

图41示出了对SISO系统的不同映射的比特错误率的模拟结果。图41a示出了0.5比特/16QAM传输的具有迭代解码的位交错编码调制的“比特错误率”相对于“信噪比”的图4100A。

适合地，图41b示出了2比特/16QAM传输的“比特错误率”相对于“信噪比”的图4100b。

不同编码速率方案和SP方案的组合是可能的(图41a)。

再一次，在这种情况下，用于单纯集合划分的术语“旧的”仅仅意味着该曲线与以前提及的实施例和模拟结果有关。不过，这些曲线也与描述的新概念有关。

另外，图41C示出了双向中继系统4100c的示意图，其中终端A3810通过较强链路连接到中继站3820，并且终端B 3830通过较弱链路连接到中继站3820。

本发明的某些实施例涉及基于异或将包含独立信息的不同速率的两个信号结合到被从中继器广播的一个信号内。可以通过零补入、包括各种集合划分或分层调制的比特到信号空间星座点的特定映射、不同码字速率或上述方法的组合，完成两个信号的结合。

根据本发明的某些其它实施例涉及用于，例如，多输入多输出系统(MIMO)的较高维度信号空间的集合划分映射。

根据本发明的某些实施例涉及用于上述方法的接收器。这些接收器可以是迭代接收器。

根据本发明的某些其它实施例涉及通过中继器进行无线传输的领域。一种适用的系统可以是具有中继器的无线通信系统中的单向通信。中继器可用于覆盖范围和容量扩展。可以使得基于异或的双向中继适合于基于中继器的基站和中继器-终端信道的不相等的信道质量的情况。

描述的概念避免了上行链路和下行链路中的速率受较弱链路的容量的限制。

使用描述的概念可以用相对低的基础设施成本，通过更高的吞吐率和低延迟，产生更高的用户满意度。可以用低成本的中继器扩展覆盖范围。可以实现在节点B-中继器链路和中继器-UE链路的不相等信道质量的情况下，高效地使用频谱。另外，可以为较弱链路的接收器(例如，下行链路传输中的终端)实现复杂度降低。

根据本发明的某些实施例涉及在应用异或方案时，在双向DF中继系统的BRC阶段中传输不对称数据速率的新颖的并且实用的方案。类似于“T.J.Oechtering，C.Schnurr，I.Bj elakovic，and H.Boche，“Broadcast capacity region of two-phase bidirectional relaying，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.54，no.1，pp.454-458，Jan.2008.”和“R.F.Wyrembelski，T.J.Oechtering，I.Bjelakovic，C.Schnurr，and H.Boche，“Capacity of Gaussian MIMO bidirectional broadcastchannels，”in IEEE Int.Symposium on Inf.Theory，Toronto，Canada，July 2008，pp.584-588.”，假设每个接收终端具有关于打算发送给另一个终端的消息的完善知识。即，不考虑MAC阶段的约束，并且假设中继器完美地解码它在MAC阶段中收到的内容。已经示出发射符号星座(信号标记)设计对于性能来说是重要的。考虑使用QAM或PSK调制对经过异或的比特进行调制并且在BRC阶段重新传输这些比特的情况。每个接收终端知道打算发送到另一个终端的比特。基于这种先验信息，弱链路的接收器仅仅需要解码信号星座上的一个子集。因此，可以极大地提高较弱链路终端的BER性能。

根据本发明的某些其它实施例涉及零补入异或。通过给较短的流补入0，两个不对称比特流，即两个不同(块)长度的比特流被转换为等长的两个比特流。使用异或运算组合得到的等长的两个比特流。利用异或操作将所得到的两个等长度的比特流组合起来。这可以扩展对称异或方法实现的信息理论速率区域。在一种实际的方法中，不补入0的站可以利用零补入。如果它知道插入的0的位置，由于存在其自己的比特的作为自我干扰的反向传播，它事先知道应当在那些位置处接收的比特。

本发明的某些实施例涉及通过使用调制/映射(集合划分)进行的实际扩展。如上所述，使用下面描述的某种标记，可以基于事先已知的比特，改进在零填充之前表现出较短长度的比特流的传输的欧几里得距离。对于MIMO的情况，给出了一种在2×2×2MIMO中继情况下表现出非常好的性能的新种类的集合划分。

根据本发明的某些其它实施例涉及通过使用调制/映射进行的实际扩展。另一个选择是使用类似于分层调制的调制。例如：将4个比特映射到16QAM符号。一个站A不具有关于这4个比特的先验知识，另一个站B事先知道每个16QAM符号的4个比特中的2个比特。B解码：事先不知道的比特给出的16QAM星座的象限。已知的2个比特仅仅给出这个象限中的映射。另外，由于一个象限内的欧几里得距离是已知的，它们可被用于解码度量(例如，已知方差的附加噪声)。

根据本发明的某些实施例涉及通过使用不同编码速率的两个信道编码器进行的实际扩展。在中继器处，由不同编码速率的两个编码器对不对称未编码比特流进行编码。选择速率，从而两个编码比特流具有相同的长度。使用异或运算组合这些流。为了在解码之前取消自我干扰，接收器必须使用与中继器所使用的编码器相同的编码器对其自己的数据消息编码。然后，它们通过对这样编码的数据流和收到的序列进行异或来消除自我干扰。

根据本发明的某些其它实施例涉及通过使用调制/映射(集合划分)和不同编码速率的两个信道编码器的组合进行的实际扩展：对映射的选择依赖于信道码字的类型。例如，在强卷积码的情况下，选择的集合划分(对比图18)示出了好的性能，而对于较弱的卷积码，映射M16a(见，“J.H.F.Schreckenbach，N.Gortz and G.Bauch，“Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulationwith iterative decoding，”in Proc.IEEE Global Comm.Conf.(GLOBECOM)，San Francisco，CA，Dec.1-5，2003.”)更适合。对于强turbo码，标准的格雷映射是一种好的选择。

根据本发明的某些实施例涉及使用集合划分(SP)、两个不同的编码速率或这两者的组合的方案作为优选解决方案。

根据本发明的某些其它实施例涉及这样的方法，其中不同速率的两个信号被使用某种调制方案(集合划分)、不同编码速率的两个信道编码器或其组合映射到一个信号。

根据本发明的某些实施例涉及图45、46和47中所示的用于MIMO情况的集合划分的新方法。

图42示出了按照本发明的实施例的用于提供组合数字信号的方法4200的流程图。组合数字信号包含第一数字输入信号和第二数字输入信号的信息，其中第一数字输入信号的块长度比第二数字输入信号的块长度短。方法4200包括把至少一个填充比特加(4210)到第一数字输入信号的块，以获得调整的第一数字输入信号；组合(4220)调整的第一数字输入信号和第二数字输入信号以获得组合数字信号；以及提供(4230)获得的组合数字信号。

把至少一个填充比特加(4210)到第一数字输入信号的块，使得调整的第一数字输入信号的块长度等于第二数字输入信号的块长度。

图43示出了按照本发明的实施例的用于提供组合数字信号的方法4300的流程图。组合数字信号包含第一数字输入信号和第二数字输入信号的信息，其中第一数字输入信号的块长度比第二数字输入信号的块长度短。方法4300包括：提供(4310)第一编码数字信号；提供(4320)第二编码数字信号；组合(4330)第一编码数字信号和第二编码数字信号以获得组合数字信号；以及提供(4340)获得的组合数字信号。

以第一编码速率根据第一数字输入信号提供第一编码数字信号，以第二编码速率根据第二数字输入信号提供第二编码数字信号。

第一编码速率和第二编码速率的比被这样选择，使得第一编码数字信号的块长度等于第二编码数字信号的块长度。

图44a示出了按照本发明的实施例的用于根据组合数字信号提供分离数字信号的方法4400的流程图。组合数字信号包含已知数字信号和未知数字信号的信息，其中组合数字信号的块包括与未知数字信号的要被解码的比特关联的比特，以及与未知数字信号的填充比特关联的比特。方法4400包括：确定(4410)组合数字信号的块的与未知数字信号的要被解码的比特关联的比特；从组合数字信号分离(4420)未知数字信号的要被解码的比特，以获得分离数字信号；以及提供(4430)获得的分离数字信号。

根据位有效性信息确定组合数字信号的块的与未知数字信号的要被解码的比特关联的比特。此外，根据已知数字信号从组合数字信号分离未知数字信号的要被解码的比特。

图44b示出了按照本发明的一个实施例的根据组合数字信号提供分离数字信号的方法4450的流程图。组合数字信号包含已知数字信号和未知数字信号的信息，其中已知数字信号的块长度比组合数字信号的块长度短。该方法包括把至少一个填充比特加(4460)到已知数字信号的块，以获得调整的已知数字信号；从组合数字信号分离4470未知数字信号；以及提供4480分离数字信号。

把至少一个填充比特加(4460)到已知数字信号的块，以获得调整的已知数字信号，使得调整的已知数字信号的块长度等于组合数字信号的块长度。

根据已知数字信号从组合数字信号分离未知数字信号，以获得分离数字信号。

按照本发明的一些实施例涉及一种用于提供组合数字信号的设备，包括第一比特交错器和第二比特交错器，其中第一比特交错器被配置用于交错第一数字输入信号，其中第二比特交错器被配置用于交错第二数字输入信号，其中第一编码器、第二编码器、第一比特交错器和第二比特交错器被配置用于根据比特交错代码调制来编码和交错第一未编码的数字输入信号和第二未编码的数字输入信号。

按照本发明的另一些另外的实施例涉及一种无线通信系统，包括中继站、第一终端和第二终端。

中继站包括用于提供组合数字信号的设备，其中中继站被配置用于向第一终端和第二终端传输组合数字信号。

第一终端被配置用于向中继站传输包含第一数字输入信号的信息的第一传输信号。

第二终端包括用于提供分离数字信号的设备，其中分离数字信号相应于第一数字输入信号，第二终端被配置用于向中继站传输包含第二数字输入信号的信息的第二传输信号，并被配置用于接收来自中继站的组合数字信号。

按照本发明的一些实施例涉及一种无线通信系统，其中中继站包括映射装置，其中根据欧几里得距离、第一终端的结果比特错误率以及第二终端的结果比特错误率选择映射星座。

按照本发明的一些其他实施例涉及一种无线通信系统，其中所述无线通信系统是单输入单输出系统或者多输入多输出系统。

按照本发明的一些实施例涉及一种为多输入多输出系统提供调制信号的设备，其中映射装置被配置为使用图45、46或47所示的映射星座之一。

本发明的一些实施例涉及一种用于根据组合数字信号提供分离数字信号的设备，其中在从组合数字信号分离出分离数字信号时不考虑填充比特。

本发明的一些其它的实施例涉及一种用于根据组合数字信号提供分离数字信号的设备，其中根据填充比特减少分离数字信号的比特错误率。

本发明的一些其它实施例涉及一种用于提供组合数字信号的设备，其中比特添加器被配置用于把相同的填充比特加到第一数字输入信号的多个块。

本发明的一些实施例涉及一种用于提供组合数字信号的设备，包括第一编码器和第二编码器，其中第一编码器根据第一未编码数字输入信号提供第一数字输入信号，第二编码器根据第二未编码数字输入信号提供第二数字输入信号。

本发明的一些其它实施例涉及一种用于提供组合数字信号的设备，其中第一编码器包括第一编码速率，第二编码器包括第二编码速率，第一编码速率和第二编码速率不相等。

上述实施例的大部分说明了在中继站和移动站之间的较弱链路和在中继站与基站之间的较强链路，不过也可以是其它的情况。

在本说明书中，具有相同或相似功能特性的物体和功能单元部分地使用相同的标号。

特别是，应当指出，根据状态，本发明的方案也可以用软件来实现。本发明的实施可以凭借数字存储介质，特别是软盘或CD，它们具有电子可读的控制信号，能够和可编程计算机系统协同操作，使得执行相应的方法。这样，一般地说，本发明还是一种计算机程序产品，具有存储在机器可读的载体上的程序代码，当该计算机程序产品在计算机上运行时，则执行本发明的方法。换句话说，本发明也可以作为具有程序代码的计算机程序被实现，当该计算机程序产品在计算机上运行时，则执行本发明的方法。

Claims (15)

1.一种用于提供组合数字信号(122)的设备(100)，其中所述组合数字信号(122)含有第一数字输入信号(102)和第二数字输入信号(104)的信息，其中所述第一数字输入信号(102)的块长度比所述第二数字输入信号(104)的块长度短，该设备(100)包括：

比特添加器(110)，被配置成将至少一个填充比特添加到所述第一数字输入信号(102)的块，以获得调整的第一数字输入信号(112)，使得调整的第一数字输入信号(112)的块长度等于所述第二数字输入信号(104)的块长度；以及

组合器(120)，被配置成组合所述调整的第一数字输入信号(112)和所述第二数字输入信号(104)，以获得并提供组合数字信号(122)。

2.如权利要求1所述的用于提供组合数字信号的设备，其中所述组合器(120)被配置成根据异或函数组合所述调整的第一数字输入信号(112)的比特和所述第二数字输入信号(104)的比特。

3.如权利要求1到2之一所述的用于提供组合数字信号的设备，其中所述比特添加器(110)被配置成添加填充比特，其中所述填充比特的值总是0。

4.如权利要求1到3之一所述的用于提供组合数字信号的设备，包括第一编码器和第二编码器，其中所述第一编码器根据第一未编码数字输入信号提供所述第一数字输入信号(102)，其中所述第二编码器根据第二未编码数字输入信号提供所述第二数字输入信号(104)，其中所述第一编码器包括第一编码速率，并且所述第二编码器包括第二编码速率，其中所述第一编码速率和所述第二编码速率不相等。

5.一种利用如权利要求1到4之一所述的用于提供组合数字信号的设备提供调制信号的设备(900a)，包括映射装置(910)，被配置成根据选择的映射星座来产生组合数字信号(122)的块的复符号，以获得并提供调制信号。

6.如权利要求5所述的用于提供调制信号的设备，其中所述映射装置(910)被配置成根据选择的映射星座产生复符号，其中所述映射星座是根据所述映射星座的比特序列之间的欧几里得距离而被选择的，其中所述比特序列在与填充比特的比特位置相等的比特位置处包括相同的比特值。

7.一种用于提供组合数字信号(122)的设备(500)，其中所述组合数字信号(122)含有第一数字输入信号(102)和第二数字输入信号(104)的信息，其中所述第一数字输入信号(102)的块长度比所述第二数字输入信号(104)的块长度短，该设备(500)包括：

第一编码器(510)，包括第一编码速率并被配置成根据所述第一数字输入信号(102)提供第一编码数字信号(512)；

第二编码器(520)，包括第二编码速率并被配置成根据所述第二数字输入信号(104)提供第二编码数字信号(522)，其中选择所述第一编码速率和所述第二编码速率的比率，使得所述第一编码数字信号(512)的块长度等于所述第二编码数字信号(522)的块长度；以及

组合器(120)，被配置用于组合所述第一编码数字信号(512)和所述第二编码数字信号(522)，以获得并提供组合数字信号(122)。

8.一种用于根据组合数字信号(602)提供分离数字信号(622)的设备(600)，其中所述组合数字信号(602)含有已知数字信号(604)和未知数字信号的信息，其中所述组合数字信号(602)的块包括与未知数字信号的要被解码的比特关联的比特和与所述未知数字信号的填充比特关联的比特，该设备(600)包括：

比特确定器(610)，被配置成根据比特有效性信息确定所述组合数字信号(602)的块的与所述未知数字信号的要被解码的比特关联的比特；以及

分离器(620)，被配置成根据所述已知数字信号(604)从所述组合数字信号(602)分离所述未知数字信号的要被解码的比特，以获得并提供所述分离数字信号(622)。

9.如权利要求8所述的用于提供分离的未知数字信号的设备，其中所述比特有效性信息由存储单元存储并提供，或者所述组合数字信号(602)包含所述比特有效性信息。

10.一种用于根据组合数字信号(602)提供分离数字信号(622)的设备(650)，其中所述组合数字信号(602)含有已知数字信号(604)和未知数字信号的信息，其中所述已知数字信号(604)的块长度比所述组合数字信号(602)的块长度短，该设备(650)包括：

比特添加器(110)，被配置成将至少一个填充比特添加到所述已知数字信号(604)的块，以获得调整的已知数字信号(612)，使得该调整的已知数字信号(612)的块长度等于所述组合数字信号的块长度；以及

分离器(620)，被配置成根据所述已知数字信号(604)从所述组合数字信号(602)分离所述未知数字信号，以获得并提供分离数字信号(622)。

11.一种用于提供组合数字信号的方法(4200)，其中所述组合数字信号包含第一数字输入信号和第二数字输入信号的信息，其中所述第一数字输入信号的块长度比所述第二数字输入信号的块长度短；该方法(4200)包括：

把至少一个填充比特添加(4210)到所述第一数字输入信号的块，以获得调整的第一数字输入信号，使得该调整的第一数字输入信号的块长度等于所述第二数字输入信号的块长度；

组合(4220)所述调整的第一数字输入信号和所述第二数字输入信号，以获得组合数字信号；以及

提供(4230)所获得的组合数字信号。

12.一种用于提供组合数字信号的方法(4300)，其中所述组合数字信号包含第一数字输入信号和第二数字输入信号的信息，其中所述第一数字输入信号的块长度比所述第二数字输入信号的块长度短；该方法(4300)包括：

根据所述第一数字输入信号提供(4310)具有第一编码速率的第一编码数字信号；

根据所述第二数字输入信号提供(4320)具有第二编码速率的第二编码数字信号，

其中选择所述第一编码速率和所述第二编码速率的比率，使得所述第一编码数字信号的块长度等于所述第二编码数字信号的块长度；

组合(4330)所述第一编码数字信号和所述第二编码数字信号，以获得组合数字信号；以及

提供(4340)所获得的组合数字信号。

13.一种用于根据组合数字信号提供分离数字信号的方法(4400)，其中所述组合数字信号包含已知数字信号和未知数字信号的信息，其中所述组合数字信号的块包括与所述未知数字信号的要被解码的比特关联的比特以及与所述未知数字信号的填充比特关联的比特，该方法(4400)包括：

根据比特有效性信息确定(4410)所述组合数字信号的块的与所述未知数字信号的要被解码的比特关联的比特；

根据所述已知数字信号从所述组合数字信号分离(4420)所述未知数字信号的要被解码的比特；以及

提供(4430)所获得的分离数字信号。

14.一种用于根据组合数字信号提供分离数字信号的方法(4450)，其中所述组合数字信号包含已知数字信号和未知数字信号的信息，其中所述已知数字信号的块长度比所述组合数字信号的块长度短，该方法(4450)包括：

把至少一个填充比特添加(4460)到所述已知数字输入信号的块，以获得调整的已知数字信号，使得所述调整的已知数字信号的块长度等于所述组合数字信号的块长度；

根据所述已知数字信号从所述组合数字信号分离(4470)所述未知数字信号，以获得分离数字信号；以及

提供(4480)所获得的分离数字信号。

15.一种具有程序代码的计算机程序，当所述计算机程序在计算机或微型控制器上运行时，用于执行根据权利要求11到14之一所述的方法。

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