CN1017925B - 电容式测量行程的方法及装置 - Google Patents

Abstract

电容式测量行程的方法和装置属于电容式行程测量的技术领域。它由发送部件上的发送电极与接收部件上接收电极构成电容元件，每条接收电极与发送电极平行，且可与电极垂直的方向上作相对运动。其特征是发送电极所加的振荡电压幅值是受由接收电极来的电流进行反馈控制的；接收电极上对高频电流的整流是由二极管对和电容所组成，它再经整形成为锯齿形电压输出。本发明是一种高精度、高稳定性、测量范围宽的行程测量方法和装置。

Description

本发明属于用于机床或其他仪器设备精密测量的电容式行程测量方法及装置。

类似的行程测量装置有光栅、感应同步器。光栅容易受到污染。感应同步器的工作方式是电流输入，故消耗功率较大;输出是电压，其信号偏小。已知的电容式行程测量装置有专利号为US    3938113及JP    P157807-80，它们的共同点是在发射极上加上矩形高频电压，电极作为电压传递元件及分压元件，它传出的电压直接被送到运算放大器进行放大。这样就要求接收栅对地保持极高阻抗，如阻抗降低则输出电压的波形、幅值都要畸变，直接影响测量精度。要求对地阻抗高还会引起对空气湿度的敏感及屏蔽的困难和容易受外来电场的干扰。同时运算放大器的电性能指标限制了高频电压的振幅及频率，其信噪比及被测物体的最高移动速度也会受到影响。这些都是造成电容式位移测量装置的优越性没能被充分发掘。

本发明的目的是提供一种信噪比大、抗环境影响能力强、安装要求低、精度高、容许被测物体移动速度较高的行程测量的方法和装置。

本发明的工作原理是：

在被称为尺子的发送部件上有为数很多的在长度方向上以间隔周期为P排列着的条状发送电极，发送电极上加有高频电压，以在发送部件上沿其运动方向，将产生以P为周期的高频电场的起伏变化。与发送电极相间地排列着接地的条状电极。接收部件，其上有许多以一定间隔排列着的条状接收电极，接收电极与发送电极基本平行并保持一定间隙，以构成电容测量元件，接收电极比发送电极短，当它们在 条状电极的垂直方向上对发送电极作相对运动，就使接收电极上通过高频电流，此电流通过整流电路整流成直流电流，该直流电流包含着在相对运动中因电容变化而产生的以P为周期的正弦信号。当由至少两个接收电极的不同相位的电流正弦信号，通过放大器电路后，可得到多个在一个以P为2π的空间圆周角上均匀分布的不同相位的电压正弦信号。这些电压正弦信号可通过矩形信号发生电路，而产生多个矩形电压信号，若将此矩形信号分别去控制多个开关，而开关的输入信号仍为电压正弦信号，这样，通过开关可选出各正弦信号的斜边，将此再通过加法器电路，就组成了锯齿形信号。将此锯齿形信号通过输出电路就可得到信号输出，此信号可为数字量，也可为模拟量，但它们均代表了接收电极与发送电极之间相对运动的行程。

本发明还将多个正弦信号通过反馈电路向控制放大器的输入端提供反馈，控制放大器的输出去控制振荡器输出的高频电压的振幅，而该高频电压即为加在发送电极上的电压。通过这一反馈控制系统，可使多个有不同相位角的正弦信号的振幅得到了稳定，从而使由它产生的锯齿信号的稳定度、精确度得到保证。

本发明还考虑到在发送部件上除了第一发送电极外，又安置了与第一发送电极平行的多行附加发送电极及接地电极，且各行具有不同的间隔周期，与之相对地在接收部件上也安置了除了第一接收电极外的与附加发送电极有同样行数的附加接收电极。将通过各附加接收电极的电流整流，使其形成与行数相应的截顶的近似正弦及近似余弦信号，其周期依次为P的2的整数次方倍。将这几个信号与来自第一接收电极的矩形信号共同作用而产生二进制的位置数字 信号，它与从锯齿信号经A/D转換后得到的二进制的位置数字信号，以及与由矩形信号转換的二进制数字信号一起共同构成一个代表行程的二进制数字输出。

本发明还考虑到当需要为模拟量输出时，可把上述二进制数字信号用D/A转換成阶梯信号，并与锯齿信号叠加，就可得到代表行程的线性信号输出。

本发明由于发送电极上的输入为电压，功率消耗甚小，且把发送电极与接受电极之间的电容作为电抗元件，并以直流电流作为接收电极的输出信号，从而使接收电极对地阻抗较低及对地电压较小，其电压振幅相当一个二极管正向电压的大小且与发送电报的电压振幅无关，因此就可以在发送电极上施加振幅大、频率高的电压，这样就大大增强了有效信号，接收电极因阻抗及电压都低，因而不易感受外界干扰，屏蔽也易于解决，因此本发明的测量方法和装置可以获得高的信噪比及低的环境影响。并且由于信噪比很高，本发明可不需要专门的滤波器，也容许发送电极与接收电极之间留有较大间隙，这样安装要求就降低了，这对于长行程测量是具有重要经济价值的。本发明当为二进制数字输出时，因这种数字输出有极高的可靠性，且与行程之间有绝对严格的关系，不依赖任何零点的校正，有很重要的现实价值，从测量范围来说，它可从米级一直下延到微米级，也是相当大的。当本发明为线性信号输出，当行程为数毫米以上时，精度可达到某种极限。（此时精度的限定仅是由基准电源与精密电阻的精度所决定的了）

由上述可见，本发明是一种具有高精度、高稳定性、高可靠性能、测量范围宽、不须依赖任何零点校正的行程测量方法和装置。

附图：

图1.发送电极的外形

图2.接收电极的外形

图3.电容式测量行程数字输出的原理图

图4.图3中接收电极输出电流波形

图5.图3中电压波形

图6.将锯齿信号转变为数字输出的输出电路方框图

图7.一行具有多组接收电极的接收部件外形

图8.用多组接收电极消除高次谐波的方案

图9.提供反馈电流的方案之一

图10.图9中反馈电流的波形及与锯齿电压的关系

图11.提供反馈电流的方案之二

图12.使正弦信号从4相分解为8相的方案

图13.八相正弦信号的向量图

图14.产生8相正弦信号的另一种方案

图15.具有多行发送电极的发送部件外形

图16.具有多行接收电极的接收部件外形

图17.从附加发送电极产生二进制位置数字信号的方案

图18.从二进制位置数字信号与锯齿信号共同构成代表行程的二进制数字输出的方案

图19.图17中电压波形图

图20.由位置数字信号与锯齿信号共同构成代表行程的线性输出的方案

图21.线性输出线路中电流及电压波形

实施例的详细说明：

1.在图1中，发送部件（10）上排列着一行共面的、大小相同的条状发送电极（101～108），电极间的间隔周期为P，各电极有一条导电带（11）连接起来。与发送电极相间地排列着接地电极。在发送电极上加高频电压时，在发送部件（10）上沿运动方向将产生以P为周期的高频电场的起伏变化。图2中表示了在接收部分（20）上排列着一行共面的大小相同的条状接收电极（201～208），其数目应为4的整数倍。接收电极的间隔周期P′取为P的 3/4 ，接收电极周期地连接在4条引线（21、22、23、24）上。发送电极与相对应接受电极构成电容测量元件。

在图3中，接收电极的引出线（21、22、23、24）分别接到串联二极管对的中点，二极管对是按导通方向串接的，例如，二极管D₁的阳极接D₂的阴极;二极管D₃的阳极接D₄的阴极;二极管D₁的阴极和D₆的阳极一起接在运算放大器（31）的反向输入端，由电容器C₁滤去高频电流得到电流I₁，它包含随发送电极与接收电极之间的电容量变化以P为周期的正弦形电流;二极管D₃的阴极和D₈的阳极一起接运算放大器（32）的反向输入端，由电容器C₂滤去高频电流得到电流I₂。I₁及I₂经运算放大器（31、32）转变为正弦形电压U₁，U₂，U₂与U₁在空间相角上差 (π)/2 ，从运算放大器（33、34）的输出端同样得到U₃、U₄。U₁、U₂、U₃、U₄是4个幅值相等、相位依次差 (π)/2 的正弦电压。运算放大器的反向输入端在工作时是接近地电位的。很明显，二极管的极性全部颠倒过来也是可以工作的。

正弦电压U₁～U₄输入到矩形信号发生电路（40），输出4个 作为开关信号的矩形电压U₁′、U₂′、U₃′、U₄′。它们的转折点与U₁～U₄的零点相对应。

矩形电压U₁′～U₄′送入开关电路（50）的4个控制端，使4个开关（K₁～K₄）各在半周期的间隔内导通，控制端的矩形电压与被控制端的正弦电压在空间相角上差 (π)/2 ，即U₁′控制U₂，U₂′控制U₃以此类推，这样在开关电路的公共输出端经过加法器电路（55）综合得到锯齿电压U_A。锯齿的每个斜边占据的宽度为空间相角 (π)/2 、或 (P)/4 ，然后再通过输出电路（60）去产生代表行程的信号。图4、图5表示了各个电流与电压的波形及相位关系。

2.图6表示了输出电路（60）的一种将锯齿信号转变为代表行程的数字信号的方案，此方案由比较器（61）、加减脉冲发生器（62）、第一计数器（63）、第二计数器（64）、数-模转換器D/A（65）、锯齿信号脉冲发生器（66）和显示器（67）所组成。比较器（61）接受锯齿信号发生器（55）的锯齿信号U_A（见图3），并与反馈信号U_B比较，U_B由第一计数器（63）中的数字信号通过D/A转換器的转变为模拟信号，若U_A＞U_B，则加减脉冲发生器发出根据时钟频率的加计数脉冲，若U_A＜U_B，则加减脉冲发生器发出根据时钟频率的减计数脉冲，并使第一、第二计数器同时计数，其中第一计数器进行累计，并通过D/A转換器产生反馈信号U_B，第二计数器保留信号，以记下总行程，并输出代表行程的数字信号，此信号可由显示器（67）直接显示。锯齿信号脉冲发生器（66），它将锯齿信号上跳沿或下跳沿转变为脉冲，此脉冲在锯齿信号的一个锯齿结束时产生，它将此脉冲输入至第一计数器（63）， 以对累计中清零或置数用。在上达第二计数器输出的数字信号，也可以送到其他数据处理器中。

3.在接收部分（20）上，如将接收电极分成两个数目相同的组，如图7中电极（201～208）及（209～216）。两组间的同顺序号电极的距离d为P的整数倍加 (P)/6 或其距离全部为P的整数倍减 (P)/6 ，如图8电极（209～216）按电极（201～208）同样顺序接在引线（25～28）上，引线（25～28）按引线（21～24）同样的方法通过二极管整流接入放大电路（30）的运算放大器输入端，使每一个放大器的输入端流入两个空间相角差为 (π)/3 的两个振幅相同正弦电流，这样就可以消除由于电极几何尺寸因素及整流二极管的非线性造成的三次谐波而使正弦形电压输出趋于精确。原则上还可以通过进一步分组来消除更高次的谐波。

4.由正弦信号的斜边构成的锯齿信号U_A理论上是非线性的，相当于正弦曲线中Sin（- (π)/4 ）到Sin（ (π)/4 ）的线段。此外锯齿电压的幅值稳定也就是正弦信号的幅值稳定也至关重要，一个适用的解决方案是引进一个反馈信号，该反馈信号与4个正弦信号的振幅有关，而且在锯齿信号顶端出现时反馈信号偏小，总增益提高，从而使锯齿信号形状精确。这种反馈的存在也可以消除绝大部份能引起锯齿信号幅值变化的其他影响。图9、图10提供反馈电流的两种方案，他们都是由第一整流电路i₁₁及第二整流电路i₁₂提供的，由此两电流相加的和i₁₃作为反馈电流，再与恒定电流Is相比较，以控制控制放大器（70）的输出，该输出再控制振荡器（73）的高频振荡电压

的振幅，此振荡电压即是被加以发送电极上的电 压。由这一特殊的电流反馈，使锯齿信号的非线性得到了校正，校正后在锯齿每一段的峰值（75、76）、零点（77）、半峰值（78、79）5点恰好处在一条直线上，从而提高了锯齿信号U_A的线性度和稳定性。

所述的第一整流电路是由m个独立电路构成，每个独立电路包含一个电阻与一个开关，每个独立电路的一端分别接在m个正弦信号的输出端上，另一端接在公共端;所述的第二个整流电路是由m个半波整流电路与一个公共电阻构成，每个半波整流电路的一端分别接在m个正弦信号的输出端上，另一端接公共电阻。第一整流电路的公共端与第二整流电路的公共电阻的另一端接在控制放大器输入端，由此二电路组成的反馈电流与输入端输入的恒定电流再相比较。图9示出了一种提供反馈电流的方案，其中第一整流电路（71）由4个并联的独立整流电路构成，每个独立整流电路由一个电阻与一个二极管串联，其一端接在U₁～U₄的输出端，另一端接在控制放大器（70）的输入端（74），向控制放大器（70）提供4相半波电流之和i₁₁。第二整流电路（72）由4个二极管D₁₃～D₁₆与一个电阻R₅构成，二极管D₁₃～D₁₆的一端接U₁～U₄的输出端，另一端与一个电阻R₅连接。电阻R₅的另一端接控制放大器（70）的输入端（74）提供4相半被整流电流i₁₂，所有二极管的方向适应于使i₁₁与i₁₂具有相同的流向，电阻的阻值配置应使i₁₁与i₁₂具有相同的峰值，此时i₁₁与i₁₂之和就成了8相半波整流电流i₁₃（示于图10）电流的最低幅值在锯齿信号的峰值与零点处。电流i₁₃作为控制放大器（70）的反馈电流，它与输入端输入的恒定给定电流Is相比较。控制放大器（70）的输出端 控制振荡器（73）的高频振荡电压 的振幅。在图10中的i₁₁～i₁₃曲线是未实现反馈控制前的波形，实现后i₁₃就成为与Is相等、流向相同的平直波形。

5.图11是提供反馈电流的另一种方案，其第一整流电路（81）中用4个模拟门K₅～K₈代替4个二极管D₉～D₁₂，每个模拟门的导通时间正好使每个正弦信号同方向的半周通过。在第二整流电路（82）中，有4个运算放大器构成包络线检出器，图11中的两个整流电路与图9中两个整流电路的功能相同，但它可以消除二极管产生的误差，所以可获得更精确的反馈电流。

6.为了进一步提高锯齿信号的线性，还可以把正弦信号再加以分相，图12，13中表示了用向量相加的方法，使4个正弦信号成为8个振幅相等，并依次有相位差为 (π)/4 的正弦信号（U₁～U₈）。用实施例1中同样的方法通过8个模拟开关形成一个锯齿信号Uc，Uc在一个周期P内有8个锯齿段，每个锯齿段占据从- (π)/8 ～ (π)/8 一段。在未经反馈校正前Uc的原始线性比U_A的原始线性要好5倍。在一个周期内采用8个锯齿段后，实施例4及5中所述的取得反馈电流的方法仍然适用，只要把原来的4个整流电路相应地改为8个整流电路，其效果同样可以达到在锯齿的每一段中的峰值、零点、半峰值5点恰好处在一条直线上。

7.接收电极的另一些结构形式是采用不同于实施例1的间隔周期，例如取P′为 5/4 P。当有8条输出引线（91～98）时（见图14），P′亦可取为 5/8 P或 7/8 P。例如在图14中间隔周期P′＝ 5/8 P，整流电路亦可采取不同于实施例1而将一半二极管 接地，另一半接到运算放大器的反向输入端得到4个空间相位差为 (π)/4 的4个正弦信号U₁、U₂、U₅、U₆，再通过反相器得到U₃、U₄、U₇、U₈。

8.图15所示的发送部件（10）上有四行共面附加发送电极122、132、142、152及之相间的接地电极121、131、141、151，此四行附加发送电极与发送电极形状相似亦加有高频电压并平行排列，而间隔周期不同，依次为前一行的二倍，即电极（122）的间隔周期P₁＝2P，电极（132）的间隔周期P₂＝2P₁，电极（142）的间隔周期P₃＝2P₂，电极（152）的间隔周期P₄＝2P₃。图16所示为一个有附加接收电极的接收部件（20），附加接收电极成对出现，且至少有一对，它与发送电极同行数，且与之各个分别耦合，其中心距为与之相耦合的附加发送电极的间隔周期的整数倍加或减 1/4 个间隔周期，并可以以该间隔周期的整数倍为周期重复出现，如P₁′＝ 1/4 P₁及P₁₁＝P₁。附加发送电极的行数实际是随着行程的增加而增加，

$\mathrm{行数＝}\frac{l_g\frac{\mathrm{行程}}{P}}{l_g{}^2}$

图17示出了将附加接收电极得到的信号变为代表行程的最大位为全行程，最小位为P的二进制数字的线路。电极（221）通过整形电路（83）中一对二极管先将得到的高频电流转換为直流电流，再经运算放大器放大得到电压U₁₁，同样可以从电极（222）得到电压U₁₂，U₁₁和U₁₂是近似的一对截顶的正弦和余弦电压，U₁₁及U₁₂和矩形电压U₁′及U₃′共同经第一门电路（84）产 生信号U₂₁及U₂₂，其逻辑关系为：

U₂₁＝U₁₁·U₃′+U₁₂·U₁′ U₂₂＝ U₂₁

其余几个输出是

U₂₃＝U₁₃·U₂₂+U₁₄·U₂₁U₂₄＝ U₂₃

U₂₅＝U₁₅·U₂₄+U₁₆·U₂₃U₂₆＝ U₂₅

U₂₇＝U₁₇·U₂₆+U₁₈·U₂₅

当需要的位置信号是二进制数字量时就把锯齿电压U_A经A/D转換变为二进制数字，与作为数字量的U₁′、U₂₁、U₂₃、U₂₅、U₂₇一起存放在寄存器（86）的D₀～D₇及D₉～D₁₃中（图18）。U₁′的周期等于P，脉冲宽度为 1/2 P，而一个间隔周期P中可能有4个或8个锯齿，中间就缺少一位或两位。缺位的数字可以由U₁′、U₂′、U₃′、U₄′经第二门电路（85）得到。当一个周期P内有4个锯齿时，D₈位上的信号U₂₀为：

U₂₀＝U₁′·U₂′+U₃′·U₄′

用以上所述的方法可以在寄存器（86）中得到高可靠性的代表行程的二进制数字量。

9.当需要测量的行程是以模拟量输出时，可以反过来将由整形电路、第一门电路、第二门电路得来的二进制数字信号U₂₀、U₁′、U₂₁、U₂₃、U₂₅、U₂₇经D/A转換变为阶梯电流i₂₀（示于图21），并与由第一接收电极整形来的锯齿信号U_A所产生的锯齿电流i₂₁相加，i₂₀的阶梯高度与i₂₁的锯齿高度相等。这样总电流i₂₂将是与行程成比例的线性电流，再经运算放大器（89）以电压U_L输出（图20）。

Claims (7)

1、一种电容式测量行程的方法，由称为尺子的长的发送部件其上有按长度方向上以间隔周期为P排列着的多根条状发送电极及相间的条状接地电极和比发送电极短、且与发送电极基本平行并保持一定间隙、并与发送电极相间地排列着的接收电极组成的接收部件构成一电容测量元件，在发送电极上加以高频电压，使发送部件上沿其运动方向产生以P为周期的高频电场，将接收电极在条状电极的垂直方向上对发送电极作相对运动，接收电极上就产生高频电流，此高频电流通过二极管对和电容组成的整流电路整流成直流电流，将其不同相位的直流电流中包含着的在相对运动中因电容变化而产生的以P为周期的不同相位的电流正弦信号，通过放大电路放大，得到多个一个以P为2π的空间圆周角上均匀分布的不同相位的电压正弦信号，再经信号处理电路处理得到一与行程变化有关的锯齿形信号，然后再经输出电路使其输出一个与接收电极相对发送电极运动的行程直接有关的数字量或模拟量。

2、电容式测量行程装置由一电容测量元件，一测量电路所组成，

电容测量元件由两部分构成：一个是长的发送部件，其上按长度方向以一定周期排列着多根条状加有高频电压的发送电极及相间的条状接地电极;另一个是短的接收部件，其上有以一定周期排列的条状接收电极;接收部件与发送部件之间保持一个间隙，并保持发送与接收电极平行，以及在与电极垂直方向上作相对运动;

本发明的特征在于：

发送部件（10）上的第一发送电极（101～108）具有间隔周期P，接收部件（20）上与第一发送电极构成传感元件的第一接收电极（201～208），且每一组与n根引线相接，所有间隔为P的整数倍数的电极接在同一根引线上，与不同引线相接的接收电极之间各错开2π/n空间相位角，P相应于空间相位角2π;

第一接收电极的每根引线与测量电路中起整流作用的按导通方向相同串接的二极管对的中点相接，每个二极管与相隔相位角为π的接收电极相接的二极管的异名极相接，一方面通过电容接地，另方面接至放大电路（30）中的m个运算放大器（31、32）之一的输入端，产生m相正弦信号U1～U4的m个运算放大器的输出端分别接在矩形信号发生电路（40）的输入端和开关电路（50）的输入端，矩形信号发生电路输出端输出m个与正弦信号同相位的矩形信号U′1～U′4接在开关电路（50）的控制端，开关电路的输出接加法器电路（55），加法器（55）输出端输出锯齿宽度为P/m的锯齿信号UA，输出至输出电路（60），输出电路（60）的输出即为本装置行程的信号输出;

发送电极上所加的高频电压为振荡器（73）的输出电压，该振荡器受一反馈系统控制，该反馈系统有一控制放大器（70），该控制放大器（70）响应于与上述m个正弦信号振幅有关的反馈电流，控制放大器（70）的输出控制振荡器（73）输出电压的振幅。

3、按权利要求2所述的测量行程的装置，其特征在于所述的接收部件的第一接收电极是有两组相同的接收电极构成，两组的同顺序号电极通过二极管整流电路接在同一运算放大器输入端，两组间同顺序号的接收电极的空间相角差为π/3。

4、按权利要求2所述的测量行程的装置，其特征在于所述测量电路中的输出电路是一个计数式数字行程测量电路，它由比较器（61）、加减脉冲发生器（62）、第一、二计数器（63）～（64）、数-模转换器D/A（65）、锯齿信号脉冲发生器（66）、显示器（67）所组成，比较器的输入端其一与加法器（55）输出的锯齿信号UA相接，其二与反馈信号UB相接，比较器的输出为“加”或“减”的二个电平信号输至加减脉冲发生器（62），而脉冲发生器（62）产生的“加”或“减”脉冲输至第一计数器（63）和第二计数器（64），其中第二计数器（64）输出的数字信号即代表行程，由显示器（67）直接显示，第一计数器（63）一方面进行累计计数，另方面通过D/A转换器输出的模拟信号作为反馈信号UB送到比较器（61）中，锯齿信号脉冲发生器（66）将锯齿信号上跳沿或下跳沿转变为脉冲输至第一计数器。

5、按权利要求2所述的测量行程的装置，其特征在于所述的发送部件其发送电极有与第一发送电极相似的加有高频电压、且与第一发送电极平行排列的第二、第三……多行共面发送电极，其电极间隔周期依次为前一行的二倍;其所述的接收部件其接收电极有与发送电极同行数的、且与之各个分别耦合的第二、第三……接收电极，各行至少有一对接收电极，每对接收电极的中心距约为与之相耦合的附加发送电极的周期的整数倍加或减1/4个间隔周期，各行成对的附加接收电极周期以发送电极的周期的整数倍重复出现;所述的测量电路中的输出电路为一二进制数字输出电路，其信号整形电路（83）先将每行附加接收电极得到的高频电流位置信号通过一对二极管整流为直流电流，再经运算放大器放大得到近似截顶的正弦和余弦信号U11、U12，然后由第一门电路将此正弦及余弦信号（U11～U18）转换为最大位为半行程、最小位为P的二进制数字并输至寄存器86的高位顺序寄存处，输出电路的第二门电路将由第一接收电极整形来的矩形信号（U′1～U′4）转换为最低位等于矩形电位的宽度、最高值为1/2  P的二进制数示（U20、U′1），并输入到寄存器（86）的高位顺序寄存处，输出电路的A/D转换器（87），将第一接收电极整形来的锯齿信号转换为二进制数字，并将此二进制数字输至寄存器（86）的低位顺序寄存处，最后寄存器（86）输出代表行程的二进制数字量。

6、按权利要求5所述的测量行程的装置，其特征在于输出电路中将由整形电路、第一门电路、第二门电路得来的二进制数字信号经数/模转换器转换为阶梯电流i20，并与由第一接收电极整形来的锯齿信号所产生的锯齿电流i21用加法器相加，此两相加的总电流则为与行程成比例的线性电流，它再经运算放大器以模拟量电压输出。

7、按权利要求2、3、4、5所述的测量行程的装置，其特征在于所述的控制发送电极上所加高频电压幅值的反馈系统的反馈电流是由第一整流电路71及第二整流电路72提供的。

所述的第一整流电路71由m个独立电路构成，每个独立电路包含一个电阻与一个开关，每个独立电路的一端分别接在m个正弦信号的输出端上，另一端接公共端。

所述的第二整流电路72由m个半波整流电路与一个公共电阻构成，每个半波整流电路的一端分别接在m个正弦信号的输出端上，另一端接公共电阻。

第一整流电路的公共端与第二整流电路的公共电阻的另一端一起接在控制放大器70输入端74，恒定电流I_S亦输入至放大器70与反馈电流相比较。

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