CN101790856A - 无线通信设备和无线接收方法 - Google Patents

Abstract

一种无线通信设备，具有多个天线(11-1至11-M)，并对所述多个天线(11-1至11-M)接收到的信号进行分集组合。所述无线通信设备具有：组合信息计算部件(14)，用于基于所述多个天线(11-1至11-M)的接收功率来计算天线组合幅度和组合权重；组合部件(15)，用于基于所计算的组合权重对所述多个天线(11-1至11-M)接收到的信号进行加权和组合；以及解码处理部件(16)，用于基于所计算的天线组合幅度对组合单元(15)所产生的组合接收信号进行解码。从而甚至在仅使用少量的接收天线的情况下，伴随延迟的输入波的多路衰落的作用可以被降低，以改善所述解码过程的抗衰落特性，因此总是保持稳定的接收状态，同时能够减小硬件的尺寸和成本。

Description

无线通信设备和无线接收方法

相关申请的交叉引用

本申请要求于2007年8月29日提交的编号为2007-223198的日本专利申请的优先权和权益，其全部公开的内容在此以引用的方式并入本文中。

技术领域

本发明涉及一种对使用多个天线接收的信号进行分集组合的无线通信设备和无线接收方法。

背景技术

移动无线通信系统通常使用多个天线，以通过改进基站和移动终端站处的接收性能来提高接收增益。这里，衰落是引起接收性能变差的因素之一。衰落是一种现象，在该现象中，由于两个站之间存在的建筑物、车辆和树等的反射、折射和散射，使得从基站或移动终端站发送的无线电信号变成通过许多路径而到达的多路信号。当出现这种多路衰落时，接收功率在接收天线端波动。因此，采用一种了对策，通过在接收侧准备多个天线以提高接收功率，来减小由多路衰落而造成的影响。

图7是示出了现有无线通信设备的主要部分的示意性配置的功能框图，其这种多路衰落的影响以提高接收增益。无线通信设备设置有多个天线101-1至101-M。天线101-1至101-M接收到的到达信号由相应的接收单元102-1至102-M来进行接收处理和A/D转换。组合单元103对来自这些接收单元102-1至102-M的输出信号进行分集组合，使得组合单元103的组合后的接收功率最大，均衡器104对因此而产生的组合后的接收信号进行均衡，然后解码电路105对该信号进行纠错和解码。

作为一种利用组合电路103对多个接收信号进行组合的方法，已知例如通过使用插入接收信号中的已知信息信号来计算使得基于MMSE(最小均方差)而接收的已知信息信号的相位误差最小化的、针对每个天线的天线权重，基于所计算的天线权重来校正来自每个接收单元的接收信号的相位，以及对所述接收信号进行组合以得到具有充分高的SNR(信噪比)的组合接收信号(例如，参见专利文献1)。

在图7所示的现有无线通信设备中，组合电路103执行主均衡过程以校正每个接收信号的相位，作为对来自接收单元的接收信号进行组合的预处理。然后，均衡器104基于已知信息信号的幅度对组合接收信号执行辅助均衡过程。此外，解码器电路105使用由均衡器104在组合接收信号的辅助均衡中产生的可靠性信息(组合后的功率)来对组合接收信号执行纠错并解码该组合接收信号，然后输出结果。例如，在专利文献2中公开了使用这种可靠性信息的纠错方法。

专利文献1：JP 2003-501971T

专利文献2：WO 2004/082182

发明内容

技术问题

然而，关于上述专利文献1中通过采用MMSE来组合接收信号的方法，当由于多路而具有延迟的到达波被混频时，叠加了相对于主信号具有时间差的干扰波，这导致了接收符号的弥散增大。

因此，不能确保充分的SNR，并且接收性能变差。具体地，在利用诸如QAM(正交幅度调制)等多级调制方案的无线系统中，接收符号的弥散的增加尤其会产生巨大影响并且阻碍正确接收，这可能导致通信中的故障。具体地，当仅使用少量的接收天线时，由于具有延迟的到达波所引起的多路衰落而造成的这种影响变得更大。

此外，由于有必要采用包括逆矩阵计算在内的估计算法以便通过MMSE来获得组合接收信号，所以其涉及到硬件尺寸的增大及其成本的提高。

因此，从上述问题的角度来看，本发明的目的是提供一种无线通信设备和无线接收方法，其能够甚至在使用少量的接收天线时通过减小由具有延迟的到达波而引起的多路衰落的影响来改善解码过程的衰落耐久性，以便恒定地维持稳定的接收条件并实现硬件的尺寸减小和成本降低。

解决问题的方案

为了实现上述目的，根据一方面，本发明的特征在于一种无线通信设备，其具有多个天线，用于对所述多个天线接收到的信号进行分集组合，所述无线通信设备包括：

组合信息计算单元，用于基于所述多个天线的接收功率来计算天线组合幅度和组合权重；

组合单元，用于通过基于由组合信息计算单元所计算的组合权重对所述多个天线接收到的信号进行加权和组合，来产生组合接收信号；以及

解码处理单元，用于基于由组合信息计算单元所计算的天线组合幅度对由组合单元所产生的组合接收信号进行解码。

根据第二方面的本发明的特征在于，在根据第一方面的无线通信设备中，所述组合信息计算单元基于天线组合幅度以及与每个天线相对应的接收功率的幅度来计算每个天线的天线可靠性比作为组合权重。

根据第三方面的本发明的特征在于，在根据第一方面的无线通信设备中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是多级调制的信号。

根据第四方面的本发明的特征在于，在根据第二方面的无线通信设备中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是多级调制的信号。

根据第五方面的本发明的特征在于，在根据第一方面的无线通信设备中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是正交频分复用的信号。

根据第六方面的本发明的特征在于，在根据第二方面的无线通信设备中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是正交频分复用的信号。

根据第七方面的本发明的特征在于，在根据第三方面的无线通信设备中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是正交频分复用的信号。

根据第八方面的本发明的特征在于，在根据第四方面的无线通信设备中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是正交频分复用的信号。

此外，为了实现上述目的，根据第九方面的本发明的特征在于，一种对多个天线接收到的信号进行分集组合的无线接收方法，包括：

组合信息计算步骤，其基于所述多个天线的接收功率来计算天线组合幅度和组合权重；

组合步骤，其通过基于在所述组合信息计算步骤中计算的组合权重对所述多个天线接收到的信号进行加权和组合，来产生组合接收信号；以及

解码处理步骤，其基于在所述组合信息计算步骤中计算的天线组合幅度，对在所述组合步骤中产生的组合接收信号进行解码。

本发明的有利效果

根据本发明，基于多个天线的接收功率来计算天线组合幅度和组合权重，通过基于所计算的组合权重对所述多个天线接收到的信号进行加权和组合来产生组合接收信号，并然后基于所计算的天线组合幅度对所产生的组合接收信号执行解码处理。因此，可以甚至在仅使用少量的接收天线的情况下通过减小由于具有延迟的到达波而引起的多路衰落的影响来改进解码处理的衰落耐久性，并可以持续地维持稳定的接收条件，和减小硬件尺寸与降低硬件成本。

附图说明

图1是根据本发明实施例的无线通信设备的主要部分的示意性配置的功能框图；

图2是例证了OFDM方案中的导频布置以说明图1所示的无线通信设备的示例操作的图；

图3是示出了图1所示的解码电路的示意性配置的功能框图；

图4是示出了由图3所示的归一化处理电路以及符号位置确定电路的校正后的可靠性的产生过程的流程图；

图5是示出了在图4所示的输入滤波过程中用于确定阈值的阈值特性的图示；

图6是对比示出了根据本实施例的无线通信设备以及现有无线通信设备的FER特性的仿真结果的图示；

图7是示出了现有无线通信设备的主要部分的示意性配置的功能框图。

参考标记列表

11-1至11-M天线

12-1至12-M接收单元

13-1至13-M均衡器

14        组合信息计算电路

15        组合电路

16        解码电路

21        符号位置确定电路

22        去打孔(depuncture)

23        对数似然比产生电路

24        去交织器

25        迭代解码处理电路

26        归一化处理电路

具体实施方式

现在将参考附图来描述本发明的优选实施例。

图1是示出了根据本发明实施例的无线通信设备的主要部分的示意性配置的功能框图。该无线通信设备设置有多个天线11-1至11-M、与天线11-1至11-M相对应的接收单元12-1至12-M和均衡器13-1至13-M、组合信息计算单元14、组合电路15、以及解码电路16。

天线11-1至11-M接收到的到达信号由相应的接收单元12-1至12-M来进行接收处理和A/D转换，并然后被输出。分别将来自接收单元12-1至12-M的输出信号提供给均衡器13-1至13-M。

天线11-1至11-M接收到的到达信号的幅度和相位由于无线电空间中的多路环境的影响而发生变化。根据本实施例的无线通信设备设置有与接收单元12-1至12-M相对应的均衡器13-1至13-M。因此，无线通信设备使用诸如训练序列或插入到达信号中的导频符号之类的已知信号来针对每个接收路径独立地执行信道估计和均衡补偿以补偿到达信号的幅度和相位的变化，以及在均衡补偿之后产生每个天线的可靠性信息(接收功率)以及每个天线的接收信号。

均衡器13-1至13-M将所产生的可靠性信息提供给组合信息计算电路14，并在均衡补偿之后将接收信号提供给组合电路15。基于各个天线的输入可靠性信息，组合信息计算电路14计算天线组合幅度，并然后将所述天线组合幅度提供给解码电路16，以及基于所计算的天线组合幅度和各个天线的可靠性信息来计算针对各个天线的天线可靠性比作为组合权重，并然后将其提供给组合电路15。

组合电路15通过基于来自组合信息计算电路14的各个天线的天线可靠性比(组合权重)在均衡补偿之后对来自均衡器13-1至13-M的接收信号进行加权和组合，来产生组合接收信号，并将组合接收信号提供给解码电路16。解码电路16基于来自组合信息计算电路14的天线组合幅度，对来自组合电路15的组合接收信号进行纠错和解码。

以下是对于采用OFDM(正交频分复用)方案作为通信方法来执行的多载波调制系统的无线通信的情况的更详细描述。

图2是示例性示出OFDM方案中的导频布置的图。在该实例中，在具有在频率轴(f)的方向上的14个符号(即，14个子载波)并且具有在时间轴(t)的方向上的4个符号的14×4个符号中，分别在具有子载波标记1、13的OFDM符号标记2、4中以及在具有子载波标记5、9的OFDM符号标记1、3中分派导频。

在根据本实施例的无线通信设备中，首先由均衡器13-1至13-M来估计导频的信道特性，然后将所估计的信道特性内插在时间轴方向上的数据符号中，同时使用所内插的信道特性以及频率轴方向上导频的信道特性，将所述信道特性内插在频率轴方向上的数据符号中。

因此，均衡器13-1至13-M首先提取导频并使用以下表达式(1)来估计(计算)所提取的导频的传输信道特性。

$H_{f,t}\left(a\right)=\frac{C_{f,t}\left(a\right)}{A_{f,t}\left(a\right)}...\left(1\right)$

(0＜a＜N_A)

f：存在导频的子载波标记

t：存在导频的OFDM符号标记

a：天线标记

N_A：天线的数目

使用以下表达式(2)来计算上述表达式(1)中的频率响应信息C_f，t(a)和A_f，t(a)。

$\left\{\begin{array}{c}{C}_{f,t}\left(a\right)=x_{f,t}\left(a\right)r^{*}f,t\\ A_{f,t}\left(a\right)=x_{f,t}\left(a\right)x^{*}f,t\left(a\right)\end{array}\right....\left(2\right)$

x_f，t：天线a处的(f，t)处的复输入信号。

r_f，t：在(f，t)处的参考信号

*：复共轭

在如上所述估计了各个导频的信道特性之后，均衡器13-1至13-M通过以下表达式(3)，使用时间轴方向上顺序地布置的导频的信道特性，来对时间轴方向上的数据符号的信道特性执行线性内插。

${\mathrm{Hd}}_{f,m}\left(a\right)=(1-\frac{m}{N_T})H_{f,t-1}\left(a\right)+\frac{m}{N_T}{H}_{f,t}\left(a\right)...\left(3\right)$

(t-1＜m＜t)

N_T：相邻导频之间的OFDM符号间隔

此后，均衡器13-1至13-M通过以下表达式(4)，使用在时间轴方向上估计的导频的信道特性以及在数据符号中内插的信道特性，来对频率轴方向上的数据符号的信道特性执行线性内插。

频率递增线性内插

${\mathrm{Hd}}_{n,t}\left(a\right)=(1-\frac{n}{N_F})H_{f-1,t}\left(a\right)+\frac{n}{N_F}{H}_{f,t}\left(a\right)...\left(4\right)$

(f-1＜n＜f)

N_F：相邻导频之间的子载波间隔。

在如上所述估计了各个数据符号的信道特性之后，均衡器13-1至13-M使用通过以下表达式(5)的估计结果对数据符号的接收信号执行信道均衡，并将接收信号提供给组合电路15。

$y_{f,t}\left(a\right)=x_{f,t}\left(a\right)\·H_{f,t}^{*}\left(a\right)...\left(5\right)$

此外，均衡器13-1至13-M使用以下表达式(6)针对相应天线的各个符号来计算作为可靠性信息的接收功率，并将结果提供给组合信息计算电路14。

${\mathrm{Env}}_{f,t}\left(a\right)={\mathrm{HI}}_{f,t}^2\left(a\right)+{\mathrm{HQ}}_{f,t}^2\left(a\right)...\left(6\right)$

HI_f，t(a)：在天线a的(f，t)处的信道特性的I分量

HQ_f，t(a)：在天线a的(f，t)处的信道特性的Q分量

基于来自均衡器13-1至13-M的各个天线的可靠性信息(接收功率)，组合信息计算电路14使用以下表达式(7)来计算天线组合幅度，并将所计算的天线组合幅度提供给解码电路16。组合信息计算电路14通过以下表达式(8)，基于所计算的天线组合幅度和每个天线的接收功率的幅度，来计算针对每个天线的作为组合权重的天线可靠性比，并在将针对每个天线的所计算的天线可靠性比提供给组合电路15。

$\mathrm{TotalAmp}=\underset{a=0}{\overset{N_A}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{{\mathrm{Env}}_{f,t}\left(a\right)}...\left(7\right)$

${\mathrm{RateEnv}}_{f,t}\left(a\right)=\frac{1}{\mathrm{TotalAmp}\·\sqrt{{\mathrm{Env}}_{f,t}\left(a\right)}}...\left(8\right)$

组合电路15，使用上述表达式(8)所示的、来自组合信息计算电路14的相应天线的天线可靠性比，在上述表达式(5)所示的均衡补偿之后对来自均衡器13-1至13-M的接收信号进行加权，并通过以下表达式(9)对这些接收信号进行分集组合，以产生组合接收信号，然后组合电路15将所产生的组合接收信号提供给解码电路16。

$y_{f,t}=\underset{a=0}{\overset{N_A}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{f,t}\left(a\right)\·H_{f,t}^{*}\left(a\right)\·\mathrm{RateE}{\mathrm{nv}}_{f,t}\left(a\right)...\left(9\right)$

图3是示出了解码电路16的示意性配置的功能框图。解码电路16构成turbo解码电路，并且设置有符号位置确定电路21、去打孔22、对数似然比产生电路23、去交织器24、以及迭代解码处理电路25。在本实施例的无线通信设备中，符号位置确定电路21基于来自组合信息计算电路14的天线组合幅度(S(i)＝TotalAmp)来校正对于组合接收信号y(i)的符号位置的软判决所采取的可靠性，从而改进解码过程的衰落持续时间。

为此，为解码电路16提供归一化处理电路26，使得归一化处理电路26输入从组合电路15输出的组合接收信号y(i)以及从组合信息计算电路14输出的天线组合幅度S(i)，产生归一化可靠性S’(i)(所述归一化可靠性S’(i)通过符号位置确定电路21用来产生校正后的可靠性)，以及将归一化可靠性S’(i)提供给符号位置确定电路21。

图4是示出了由归一化处理电路26和符号位置确定电路21所校正后的可靠性的产生过程。在图4中，步骤S41至S43由归一化处理电路26来执行，而步骤S44至S46由符号位置确定电路21来执行。

当从组合信息计算电路14输入天线组合幅度S(i)时，归一化处理电路26首先执行输入滤波过程并确定阈值SI(i)(步骤S41)。例如，基于图5所示的阈值特性，由输入的天线组合幅度S(i)来确定阈值Sl(i)。

然后，归一化处理电路26计算从组合电路15输入的组合接收信号y(i)的平均值σy(i)，以及计算阈值Sl(i)的平均阈值σSl(i)(步骤S42)。接下来，归一化处理电路26校正阈值Sl(i)，使得所计算的平均值σy(i)和平均阈值σSl(i)变成彼此近似相等，产生归一化可靠性S’(i)(步骤S43)，并随即将其提供给符号位置确定电路21。

另一方面，符号位置确定电路21基于从组合电路15输入的组合接收信号y(i)来计算可靠性Sx(i)(步骤S44)，以及基于所计算的可靠性Sx(i)和从归一化处理电路26提供的归一化可靠性S’(i)，通过表达式Ss(i)＝S’(i)×Sx(i)来产生校正后的可靠性Ss(i)(步骤S45)。然后，符号位置确定电路21采用所产生的校正后的可靠性Ss(i)对信息位和奇偶检验位的可靠性进行软判决，并将判决结果(软输出)提供给去打孔22。

此后，采用与现有turbo解码电路相同的方式，去打孔22插入丢失位并针对可靠性执行软判决。此外，对数似然比产生电路23执行重新归一化和似然比产生过程，并将结果提供给迭代解码处理电路25，以及提供给去交织器24以对其进行去交织，并然后提供给迭代解码处理电路25。从而，解码电路16解码并输出组合接收信号。

图6对比示出了：在产生组合接收信号并且根据本实施例的无线通信设备对所述组合接收信号执行解码处理时，帧误差(FER)特性的仿真结果；以及在产生组合接收信号并且由图7所示的现有无线通信设备借助MMSE对所述组合接收信号执行解码处理时，帧误差(FER)特性的仿真结果。在图6(a)中示出了在根据本实施例的无线通信设备的情况下的仿真结果，而在图6(b)中示出了在现有无线通信设备情况下的仿真结果。作为仿真条件，使用两个接收天线，将由ITU-RM.1225定义的Vehicular-A用作延迟模型。该延迟模型的延迟时间是大约2.4微秒，在该点的车辆(Vehicular)速度是120(km/h)。OFDM方案用作通信方法，仿真在调制方案QPSK(正交相移键控)、16QAM和64QAM下的FER特性。分别将QPSK、16QAM和64QAM的编码率设置为1/2、3/4和5/6。

从图6可以看出，当在图6(b)所示的现有无线通信设备中执行16QAM/64QAM的多级调制时，FER特性显著变差，并且甚至在输入CINR(载波与干扰加噪声之比)值变得更大时FER值也不减小，这防止得到等于或小于10^-2的FER值，在所述FER值条件下，可以得到稳定的接收条件。然而，在根据图6(a)所示的本实施例的无线通信设备中，输入CINR值对于16QAM是大约20dB，而输入CINR值对于64QAM是大约30dB。每种情况都能够使得可以得到等于或小于10^-2的FER值，因此可以持续地维持稳定的接收条件。

此外，为了在现有无线通信设备中通过QPSK得到等于或小于10^-2的FER值，需要大约15dB的输入CINR值，而在根据本实施例的无线通信设备中仅需要大约10dB的CINR值。

如上所述，关于根据本实施例的无线通信设备，基于与多个天线11-1至11-M中的每个天线相对应的接收功率，即，包络信息，组合信息计算电路14计算每个天线的作为组合权重的天线可靠性比。然后，基于所计算的各个天线可靠性比，组合电路15对相应天线11-1至11-M的接收信号进行加权并对这些接收信号进行分集组合。关于所产生的组合接收信号，解码电路16确定符号位置，并利用由组合信息计算电路14计算的天线组合幅度来执行解码处理。从而，甚至在仅使用少量天线时，或者在采用多级调制方案作为调制方法时，也可以通过减小由于延迟的到达波而导致的多路衰落的影响来改进解码过程的衰落耐久性，从而持续地维持稳定的接收条件。此外，由于不需要采用包括诸如MMSE之类的逆矩阵计算在内的估计算法，所以能够减小硬件的尺寸并降低硬件的成本。

应当理解，本发明不限于上述实施例，而是可以以各种方式来修改和改变。例如，本发明不仅可广泛用于使用诸如OFDM调制方案之类的多载波调制系统的无线通信设备，而且还可以应用于对多个天线的接收信号进行分集组合的无线通信设备。此外，例如，如图7所示，甚至在通过MMSE来获得组合接收信号的情况下，也可以对来自均衡器104的可靠性进行校正并通过将天线组合幅度提供给解码电路105来对其执行解码处理。因此，可以改进解码过程的衰落耐久性。

Claims (9)

1.一种无线通信设备，其具有多个天线，并用于对所述多个天线接收到的信号进行分集组合，所述无线通信设备包括：

组合信息计算单元，用于基于所述多个天线的接收功率来计算天线组合幅度和组合权重；

组合单元，用于通过基于组合信息计算单元所计算的组合权重对所述多个天线接收到的信号进行加权和组合，来产生组合接收信号；以及

解码处理单元，用于基于由组合信息计算单元所计算的天线组合幅度对由组合单元所产生的组合接收信号进行解码。

2.根据权利要求1所述的无线通信设备，其中，所述组合信息计算单元基于所述天线组合幅度以及与每个天线相对应的接收功率的幅度来计算每个天线的天线可靠性比，作为组合权重。

3.根据权利要求1所述的无线通信设备，其中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是多级调制的信号。

4.根据权利要求2所述的无线通信设备，其中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是多级调制的信号。

5.根据权利要求1所述的无线通信设备，其中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是正交频分复用的信号。

6.根据权利要求2所述的无线通信设备，其中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是正交频分复用的信号。

7.根据权利要求3所述的无线通信设备，其中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是正交频分复用的信号。

8.根据权利要求4所述的无线通信设备，其中，将由所述组合单元来组合的、由所述多个天线接收的信号是正交频分复用的信号。

9.一种对多个天线接收到的信号进行分集组合的无线接收方法，包括：

组合信息计算步骤，其用于基于所述多个天线的接收功率来计算天线组合幅度和组合权重；

组合步骤，其用于通过基于在组合信息计算步骤中计算的组合权重对所述多个天线接收到的信号进行加权和组合，来产生组合接收信号；以及

解码处理步骤，其用于基于在组合信息计算步骤中计算的天线组合幅度，对在组合步骤中产生的组合接收信号进行解码。

Images