CN101741791B - 估测方法及其估测装置 - Google Patents

Abstract

本发明一种估测方法及其估测装置，应用于一正交分频多任务系统的接收器中，用以估测一通道中的载波间干扰能量与噪声能量。本方法包括下列步骤。经由通道接收由两子载波分别承载的两引导信号，此两子载波为相邻，此两引导信号为相差第一相角。并经由通道接收由另两子载波分别承载的另两引导信号，此另两子载波为相邻，此另两引导信号为相差第二相角。于本发明的实施例中，此些相角与载波间干扰能量会具有相关性，而不与噪声干扰能量具有相关性。本方法根据第一相角、第二相角，分别地估测出载波间干扰能量及噪声能量。

Description

估测方法及其估测装置

技术领域

本发明是涉及一种估测方法及其估测装置，且特别是涉及一种应用于正交分频多任务系统估测方法及其估测装置。

背景技术

于通讯领域中，通讯的信号是经由信道(channel)以被传送器传送至接收器。以正交分频多任务(Orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)系统为例，当传送器于信道中传送信号时，信道中的载波间干扰(inter-carrier interference，ICI)能量及噪声能量，将会对所传送的信号产生影响。

此外，对行动(mobile)通讯系统而言，当传送器和接收器的相对运动而使二者之间具有一相对速度时，将会使传送信号的频道产生□普□延展(Doppler Spread)。此时，若此系统为上述的OFDM系统，则□普□延展(Doppler Spread)将会影响上述的ICI能量的大小，其中，相对速度与ICI能量为成正比。于此OFDM系统中，当信道中的ICI能量高于噪声能量时，OFDM系统受到ICI能量的影响较大，便需要利用ICI抑制(mitigation)的机制，来减轻ICI噪声对于系统的影响。

然而，当信道中的噪声能量高于ICI能量时，OFDM系统受到ICI能量的影响便会降低。此时，若再使用ICI抑制的机制，将会使得OFDM系统的效能降低。故知，若能估测出通道中的ICI能量与噪声能量的大小，便能选择性地使用ICI抑制的机制，来提高OFDM系统的效能。因此，如何分别地估测出ICI能量及噪声能量，乃业界所致力的方向之一。

发明内容

本发明涉及于一种估测方法及其估测装置，借助于两对相邻的子载波上各传送相差一个相角的两引导信号，并通过平滑化处理取得各子载波所对应的通道响应值，可使得此些相角与载波间干扰能量会具有相关性，而不与噪声干扰能量具有相关性，而能分别地估测出ICI能量及噪声能量。如此，可以让接收器根据所判断出的ICI能量及噪声能量的大小，来决定是否对ICI进行处理。如此，可使得接收器得以适当地调配系统资源，以增加系统运作的效能。

根据本发明的第一方面，提出一种估测方法，应用于一正交分频多任务系统的接收器中(Orthogonalfrequency division multiplexing，OFDM)，用以估测一通道中的ICI干扰(Inter-Carrier Interference，ICI)能量与噪声能量。本方法包括下列步骤。经由通道接收由第一子载波(subcarrier)及第二子载波分别承载(carry)的第一引导(pilot)信号及第二引导信号，第一子载波与第二子载波为相邻，第一引导信号及第二引导信号为相差第一相角。分别根据第一引导信号及第二引导信号取得第一信道估测值及第二通道估测值，且对第一通道估测值及第二通道估测值进行平滑化处理，以取得第一通道响应值。取得第一信道估测值与第一通道响应值之差的第一期望值。经由通道接收由第三子载波及第四子载波承载的第三引导信号及第四引导信号，第三子载波与第四子载波为相邻，第三引导信号及第四引导信号为相差第二相角。分别根据第三引导信号及第四引导子载波取得第三通道估测值及第四通道估测值，且对第三通道估测值及第四通道估测值进行平滑化处理，以取得第二通道响应值。取得第三信道估测值与第二通道响应值之差的第二期望值。根据第一相角、第二相角、第一期望值及第二期望值，分别地(separately)估测出ICI干扰能量及噪声能量。

根据本发明的第二方面，提出一种估测装置，应用于一OFDM系统的接收器中，用以估测一通道中的ICI能量与噪声能量。估测装置包括一解调单元、一信道估测单元、一平滑化处理单元、一计算单元、及一能量估测单元。解调单元用以经由信道接收由一第一子载波及一第二子载波分别承载的一第一引导信号及一第二引导信号。第一子载波与第二子载波为相邻。第一引导信号及第二引导信号为相差一第一相角。解调单元还经由信道接收由一第三子载波及一第四子载波分别承载的一第三引导信号及一第四引导信号。第三子载波与第四子载波为相邻。第三引导信号及第四引导信号为相差一第二相角。信道估测单元用以分别根据第一引导信号及第二引导信号取得一第一信道估测值及一第二通道估测值，并分别根据第三引导信号及第四引导信号取得一第三信道估测值及一第四通道估测值。平滑化处理单元用以对第一信道估测值及第二通道估测值进行一平滑化处理，以取得一第一通道响应值，且对第三通道估测值及第四通道估测值进行平滑化处理，以取得一第二通道响应值。计算单元用以取得第一信道估测值与第一通道响应值之差的一第一期望值，并取得第三通道估测值与第二通道响应值之差的一第二期望值。能量估测单元用以根据第一相角、第二相角、第一期望值及第二期望值，分别地估测出ICI能量及噪声能量。

本发明的有益效果：本发明及实施例所揭露的估测方式及其估测装置，通过于相邻的两子载波上传送相差一相角的两引导信号，使相差此相角的两引导信号改变信道中的ICI能量。再者，本发明的实施例是借助于两对相邻的子载波上各传送相差一个相角的两引导信号，且利用平滑化处理取得各子载波所对应的通道响应值，能分别地估测出ICI能量及噪声能量。如此，可以让接收器根据所判断出的ICI能量及噪声能量的大小，来决定是否对ICI进行处理。如此，可使得接收器得以适当地调配系统资源，以增加系统运作的效能。

附图说明

图1绘示为正交分频多任务OFDM系统的一例的方块图。

图2绘示依照本发明一实施例的估测方法的流程图。

图3绘示依照本发明一实施例的估测装置的方块图。

图4绘示为图1的传送器承载多个引导信号于对应至不同子载波索引值的多个子载波的一例的示意图。

图5绘示为图1的OFDM系统于进行操作时的等效系统模型的方块图。

图6A绘示为图5的传送器于相邻的子载波Kp及Kp+1上承载引导信号X(kp)及X(Kp+1)、且接收器根据引导信号X(kp)及X(Kp+1)所计算出的通道估测值

及的示意图。

图6B绘示为对图6A的通道估测值及

进行平滑化处理后所得到的通道响应值

及

的示意图。

图6C绘示为图5的传送器所传送的信号X(k)的信号结构图。

图7及图8分别绘示为对图5的等效系统模型进行仿真后所取得的估测结果的一例的示意图。

【主要元件符号说明】

100：OFDM系统

300：估测装置

310：解调单元

320：信道估测单元

330：平滑化处理单元

340：计算单元

350：能量估测单元

CH：通道

BS：传送器

MS：接收器

S210～S250：流程步骤

具体实施方式

为让本发明的上述内容能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。

请参照图1，其绘示为正交分频多任务(Orthogonal frequency divisionmultiplexing，OFDM)系统的一例的方块图。OFDM系统100包括一传送器BS及一接收器MS。接收器MS用以经由一通道CH接收传送器BS所传送的信号。此通道CH用以表示为传送器BS与接收器MS之间的信号传递路径。

于估测的过程中，传送器BS是用以传送子载波(subcarrier)所承载(carry)的引导(pilot)信号，此些引导信号为传送器BS与接收器MS均已知的信号，而此些引导信号是经由信道CH以被传送至接收器MS。如此，在接收器MS接收此些引导信号时，便能依据已知的此些引导信号来估测出信道中干扰信号的干扰能量的大小。因此，本发明实施例所公开的估测方法及估测装置，可应用于上述的OFDM系统100的接收器MS中，用以估测通道CH中的载波间干扰(Inter-Carrier Inteference，ICI)能量与噪声能量。较佳地，本发明能分别地(separately)估测出通道CH中的ICI能量与噪声能量。

请同时参照图2至4。图2绘示依照本发明一实施例的估测方法的流程图。图3绘示依照本发明一实施例的估测装置300的方块图。图4绘示为图1的传送器BS承载多个引导信号于对应至不同子载波索引值的多个子载波的一例的示意图。于图3中，估测装置300用以执行图2的估测方法，以接收传送器BS于子载波上承载的引导信号，来分别地估测出ICI能量与噪声能量。

估测装置300包括一解调(demodulate)单元310、一信道估测单元320、一平滑化处理单元330、一计算单元340、及一能量估测单元350。兹以执行估测方法的多个步骤S210～S250的估测装置300为例，将其各组件的功能及操作方式说明如下。

如图4所示，解调单元310用以经由信道CH接收由一子载波Pa及一子载波Pa+1分别承载的一引导信号X(Pa)及一引导信号X(Pa+1)，并经由通道CH接收由一子载波Pb及一子载波Pb+1分别承载的一引导信号X(Pb)及一引导信号X(Pb+1)。此些引导信号X(Pa)、X(Pa+1)、X(Pb+1)、及X(Pb+1)例如由图1的传送器BS分别承载于子载波Pa、Pa+1、Pb、及Pb+1上，并经由通道CH传送至接收器MS。

子载波Pa与子载波Pa+1为相邻，而子载波Pb与子载波Pb+1亦为相邻。上述的二个子载波相邻是指，二个子载波的子载波索引值(subcarrierindex)很接近，或是二个子载波的频率很接近。较佳地，子载波Pa+1与子载波Pa+1的子载波索引值的差值为1，而子载波Pb与子载波Pb+1的子载波索引值的差值为1。举例来说，于Wimax 802.16e的通讯标准中，子载波索引值相差1的两子载波(如子载波Pa及Pa+1)的频率为相差10.94kHz。

再者，相邻的子载波Pa及子载波Pa+1分别承载的引导信号X(Pa)及引导信号X(Pa+1)为相差一第一相角，而相邻的子载波Pb及子载波Pb+1分别承载的引导信号X(Pb)及引导信号X(Pb+1)为相差一第二相角。此些相角与载波间干扰能量会具有相关性，而不与噪声干扰能量具有相关性。兹将此些相角如何与ICI能量具有相关性详细说明如下。

如图3所示，于实作中，此些引导信号X(Pa)、X(Pa+1)、X(Pb+1)、及X(Pb+1)例如被传送器BS利用反向快速傅利叶转换(Inversed FastFourier Transform，IFFT)进行调变之后，才会以时域(time domain)信号S(t)的形式被传送至接收器MS。对应地，解调单元310例如利用快速傅利叶转换(FFT)，来将时域信号S(t)转换为信道估测单元320可使用的频域(frequency domain)信号，例如转换为对应的接收信号R(Pa)、R(Pa+1)、R(Pb)、及R(Pb+1)。

信道估测单元320用以分别根据引导信号X(Pa)及X(Pa+1)取得一通道估测值H(Pa)及一通道估测值H(Pa+1)，并分别根据引导信号X(Pb)及X(Pb+1)取得一通道估测值H(Pb)及一通道估测值H(Pb+1)。平滑化处理单元330用以对信道估测值H(Pa)及H(Pa+1)进行一平滑化处理，以取得一第一通道响应值H1，并对通道估测值H(Pb)及H(Pb+1)进行平滑化处理，以取得一第二通道响应值H2。

计算单元340用以取得信道估测值H(Pa)与第一通道响应值H1之差的一第一期望值E1，并取得通道估测值H(Pb)与第二通道响应值H2之差的一第二期望值E2。计算单元340例如于一特定时段中取得多笔差值(通道估测值H(Pa)与第一通道响应值H1之差)，或是取得一特定数目的多笔差值(通道估测值H(Pa)与第一通道响应值H1之差)，以根据此些差值与其等所对应的机率值，来计算出第一期望值E1。此第一期望值E1包含了通道CH中的ICI能量及噪声能量，相仿地，第二期望值E2亦包含了通道CH中的ICI能量及噪声能量。

于实作中，申请人发现，由于平滑化处理后的第一通道响应值H1为同时与相邻的通道估测值H(Pa)及H(Pa+1)的值相关，因此，在取得通道估测值H(Pa)与第一通道响应值H1之差时，此差值亦会与相邻的两通道估测值H(Pa)及H(Pa+1)相关。进一步地，在对此差值取得第一期望值E1时，此差值在第一期望值E1中，将会反映出ICI能量与第一相角(互为相邻的引导信号X(Pa)及X(Pa+1)相差的相角)之间的关系，而使得第一期望值E1所包含的ICI能量会与第一相角具有相关性。同理，第二期望值E2中的ICI能量亦会与第二相角具有相关性。

再者，上述的计算单元340亦可取得信道估测值H(Pa+1)与第一通道响应值H1之差的期望值，来作为第一期望值E1，且亦可取得通道估测值H(Pb+1)与第二通道响应值H2之差的期望值，来作为第二期望值E2。如此，第一及第二期望值E1及E2中的ICI能量亦会分别与第一相角及第二相角具有相关性。

由此可知，第一期望值E1包含了通道CH中的ICI能量及噪声能量，且此ICI能量会相关于第一相角，而第二期望值E2亦会包含通道CH中的ICI能量及噪声能量，且此ICI能量会相关于第一相角。因此，能量估测单元350便能根据第一相角、第二相角、第一期望值E1及第二期望值E2，分别地估测出ICI能量及噪声能量。

兹以具体的一实作例子，将此些相角如何与ICI能量相关、且与噪声能量不相关详细说明如下。请参照图5，其绘示为图1的OFDM系统100于进行操作时的等效系统模型500的方块图。于此等效系统模型500中，传送器BS用以将信号X(k)承载于第k个子载波上，并经由通道CH传送至接收器MS，其中k是用以表示为某一子载波索引值。于传送信号X(k)的过程中，传送器BS与接收器MS之间具有一相对速度，此相对速度的大小将会影响ICI信号(未绘示于图5中)的大小。

此等效系统模型500还接收了加成性高斯白噪声(additive whitegaussian noise，AWGN)信号W(k)、以及来自另一传送器BS2的同频道干扰(Co-Channel interference，CCI)信号C(k)。产生CCI的原因在于，传送器BS2于经由另一信道CH2传送信号至另一接收器(未绘示)时，此传送器BS2与传送器BS为共享部分的传送器BS用以承载引导信号X(k)的子载波，而互相干扰。因此，此等效系统模型500是以AWGN信号W(k)的能量及CCI信号C(k)的能量的总和表示为噪声能量。

兹将如何取得ICI能量与噪声能量的公式推导如下。以第k个子载波为例，承载于第k个子载波的接收信号R(k)为：

R(k)＝X(k)H_avg(k)+I(k)+W(k)+C(k)

其中，R(k)表示为接收器MS于第k个子载波上所接收的接收信号，X(k)表示为传送器BS于第k个子载波上所传送的信号；Havg(k)表示为第k个子载波于信道CH1中的平均响应值；I(k)表示为对应第k个子载波的ICI信号；W(k)表示为对应第k个子载波的AWGN信号；而C(k)表示为对应第k个子载波的CCI信号。

请参照图6A，其绘示为图5的传送器BS于相邻的子载波kp及kp+1上承载引导信号X(kp)及X(kp+1)、且接收器MS根据引导信号X(kp)及X(kp+1)所计算出的通道估测值

及的示意图。于图6A中，是假设第k个子载波为用以传送引导信号X(kp)的第kp个子载波，并假设通道估测值

是利用最小平方通道估测法(least square channelestimator)以被取得：

$\hat{H}\left(\mathrm{kp}\right)=R\left(\mathrm{kp}\right)/X\left(\mathrm{kp}\right)=H_{\mathrm{avg}}\left(\mathrm{kp}\right)+\hat{I}\stackrel{}{}\left(\mathrm{kp}\right)+\hat{W}\left(\mathrm{kp}\right)+\hat{C}\left(\mathrm{kp}\right)$

其中，

表示为第kp个子载波的通道估测值；R(kp)与X(kp)分别表示对应第kp个子载波的接收信号R(kp)与引导信号X(kp)；Havg(kp)表示为第kp个子载波于信道CH1中的平均响应值；

表示为对应第kp个子载波的ICI信号的估测值；

表示为对应第kp个子载波的AWGN信号的估测值；而

表示为对应第kp个子载波的CCI信号的估测值。

相仿地，承载引导信号X(kp+1)的第kp+1个子载波的通道估测值 $\hat{H}(\mathrm{kp}+1)$ 亦可被取得，故知：

$\hat{H}(\mathrm{kp}+1)=R(\mathrm{kp}+1)/X(\mathrm{kp}+1)=H_{\mathrm{avg}}(\mathrm{kp}+1)+\hat{I}\stackrel{}{}(\mathrm{kp}+1)+\hat{W}(\mathrm{kp}+1)+\hat{C}(\mathrm{kp}+1)$ 其中，第kp+1个子载波所对应的各参数的标号是以相仿于上述的第kp个子载波所对应的各参数的标号，故不于此重述。再者，于本发明的实施例中，用以传送引导信号X(kp)及X(kp+1)的引导信号X(kp)及X(kp+1)为相差一相角，亦即：

phase{X(kp)/X(kp+1)}＝θ

其中，phase{·}表示为取得相角之意。

请参照图6B，其绘示为对图6A的通道估测值及

进行平滑化处理后所得到的通道响应值

及的示意图。于图6A中，假设对通道估测值

及

进行的平滑化处理为离散傅利叶转换(Discrete Fourier Transform，DFT)插补(interpolation)处理，则通道响应值

的计算公式可化简如下：

然后，定义通道估测值与通道响应值

的差为：

$\mathrm{\ΔH}\left(\mathrm{kp}\right)=\hat{H}\left(\mathrm{kp}\right)-\tilde{H}\left(\mathrm{kp}\right).$ 如此，由上述的及

的两公式可推知：

$\mathrm{\ΔH}\left(\mathrm{kp}\right)=\frac{1}{2}[\hat{I}\left(\mathrm{kp}\right)-\hat{I}(\mathrm{kp}+1)]+\frac{1}{2}[\hat{W}\left(\mathrm{kp}\right)-\hat{W}(\mathrm{kp}+1)]+\frac{1}{2}[\hat{C}\left(\mathrm{kp}\right)-\hat{C}(\mathrm{kp}+1)]$

接着，假设CCI信号的大小于不同子载波中是不具相关性的(independent)。如此，可依据以下的公式来取得ΔH(kp)的期望值：

${\tilde{P}}_{\mathrm{ICI}}=\frac{1}{4}E\left[{|I\left(k_p\right)-I(k_p+1)|}^2\right]$

其中，E[|ΔH(k_p)|²]表示为ΔH(kp)的期望值；

表示为ICI能量的估测值；P_N+P_CCI表示为AWGN信号W(kp)的能量及CCI信号C(kp)的能量的总和，亦即为噪声能量。

经由数学推导及概算后，可得以下的公式：

其中，P_ICI表示为ICI能量；α表示为通道长度对DFT大小的比值；β为常数3/π2。请参照图6C，其绘示为图5的传送器所传送的信号X(k)的信号结构图。于本例中，信号X(k)的信号结构包括循环前缀(cyclic prefix)CP及字符(symbol)SB，上述的通道长度是设为循环前缀CP的长度，而DFT大小则设为字符DB的长度，故知，上述的α表示为循环前缀CP的长度对字符SB的大小的比值。然，通道长度与DFT大小可视情况调整的。兹将上述期望值的公式整理如下：

于公式(1)中，期望值包含了ICI能量(P_ICI)及噪声能量(P_N+P_CCI)，且由公式(1)中可得知，ICI能量是相关于相角(θ)，而噪声能量并不相关于相角。故知，若相角被改变，则表示ICI能量将会受到变化的此相角所影响，而对应地改变。相反地，此被改变的相角并不会影响噪声能量。由此可知，当两子载波所分别承载的两引导信号相差一相角时，此相角将会相关于ICI能量、但不相关于噪声能量。

因此，于本发明的实施例中，是利用两个不同的相角，来取得两个如公式(1)中的关系式，并利用解联立方程式的方式，来分别地计算出ICI能量与噪声能量。

举例来说，请同时参照前述的图3及4。于图4所绘示的例中，由于相邻的子载波Pa及Pa+1分别承载的引导信号X(Pa)及X(Pa+1)相差第一相角，且相邻的子载波Pb及Pb+1分别承载的引导信号X(Pb)及X(Pb+1)为相差第二相角，根据公式(1)可推知，第一期望值E1、第一相角、ICI能量、及噪声能量会符合一第一关系式。第二期望值E2、第二相角、ICI能量、及噪声能量会符合一第二关系式。亦即，第一关系式及第二关系式可分别由以下公式所实现：

$E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}={\mathrm{\θ}}_1}=\frac{1}{2}{P}_{\mathrm{ICI}}[1-2\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-{\mathrm{\θ}}_1)+\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-2{\mathrm{\θ}}_1)]+\frac{1}{2}(P_N+P_{\mathrm{CCI}})$

$E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}={\mathrm{\θ}}_2}=\frac{1}{2}{P}_{\mathrm{ICI}}[1-2\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-{\mathrm{\θ}}_1)+\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-2{\mathrm{\θ}}_1)]+\frac{1}{2}(P_N+P_{\mathrm{CCI}})$

其中，

表示为第一期望值E1，其为对应子载波Pa；表示为第二期望值E2，其为对应子载波Pb；P_ICI表示为ICI能量；P_N+P_CCI表示为噪声能量；θ₁表示为第一相角；θ₂表示为第二相角。

于上述的第一关系式及第二关系式中，具有两个未知数，即ICI能量(P_ICI)及噪声能量(P_N+P_CCI)，因此，人们可利用求解联立方程式的方式，从两关系式中分别地求解出ICI能量及噪声能量的数值。

更进一步来说，假设第一相角设定为π弪度，而第二相角可设定为0弪度。如此，在利用求解联立方程式的方式，来对上述两关系式进行数学推导的后，ICI能量及噪声能量为可分别由以下的公式所取得：

$P_{\mathrm{ICI}}=\frac{E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}=\mathrm{\π}}-E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}=0}}{2\mathrm{\β}\cos \left(\mathrm{\α\π}\right)}---\left(2\right)$

$P_N+P_{\mathrm{ICI}}\≈E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(P_a\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}=\mathrm{\π}}+E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(P_b\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}=0}-P_{\mathrm{ICI}}[1+\mathrm{\β}\cos \left(\mathrm{\α\π}\right)]---\left(3\right)$

其中，E[|ΔH(k_p)|²]_θ＝π表示为第一相角为π弪度时的第一期望值E1；E[|ΔH(k_p)|²]_θ＝0表示为第二相角为0弪度时的第二期望值E2。

请参照图7及8，其分别绘示为对图5的等效系统模型500进行仿真后所取得的估测结果的一例的示意图。如图7及8所示，纵轴表示估测错误值，线段L1表示为ICI能量的平均错误值，线段L2表示为噪声能量的平均错误值，线段L3表示为ICI能量的最大错误值，线段L4表示为噪声能量的最大错误值。

于图7中，是将传送器BS与接收器MS之间的相对速度固定为300公里/小时(300km/h)，来对图5的等效系统模型500进行ICI能量及噪声能量的估测。由于速度固定为300公里/小时，故知ICI能量已设定约为-22dB。横轴表示噪声能量。于此模拟结果中，如虚线的范围所示，当噪声能量及ICI能量的最大错误值小于4dB时(即线段L3及线段L4所对应的估测错误值小于4dB时)，横轴范围表示为可量测的噪声能量的范围，此范围约为从15dB至26dB的范围。再者，于10dB至34dB的范围之间，噪声能量及ICI能量的平均错误值均为小于4dB(即线段L1及线段L2所对应的估测错误值均小于4dB)。

于图8中，是将等效系统模型500的噪声能量固定为22dB，来对图6的仿真电路图进行ICI能量及噪声能量的估测。横轴表示ICI能量。于此模拟结果中，如虚线的范围所示，当噪声能量及ICI能量的最大错误值小于4dB时(即线段L3及线段L4所对应的估测错误值小于4dB时)，横轴范围表示为可量测的ICI能量的范围，此范围约为从16dB至28dB的范围。再者，于10dB至34dB的范围之间，噪声能量及ICI能量的平均错误值均为约小于2dB(即线段L1及线段L2所对应的估测错误值均小于2dB)。

由图7及8可知，依照本发明实施例所公开的估测方法及其估测装置，来分别对ICI能量及噪声能量进行估测时，将能够准确地估测出ICI能量及噪声能量。

于本发明上述的实施例中，上述图4的第一、第二、第三及第四引导信号X(Pa)、X(Pa+1)、X(Pb)、及X(Pb+1)均包含于同一字符(symbol)中。然亦不限于此，亦可使得第一及第二引导信号X(Pa)及X(Pa+1)包含于一字符中，而第三及第四引导信号X(Pb)及X(Pb+1)包含于另一字符中。再者，上述的平滑化处理是以DFT插补处理为例做说明，然亦不限于此。于实际应用中，平滑化处理包括DFT插补处理、最小平方(Least Square)差补处理、或最小均方差(Minimum Mean Square Error，MMSE)差补处理。只要能于两对相邻的子载波上各传送相差一个相角的两引导信号，并通过平滑化处理取得各子载波所对应的通道响应值，用以分别地(separately)估测出ICI能量及噪声能量，皆在本发明的范围内。

综上所述，虽然本发明已以一较佳实施例公开如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围当视后附的权利要求范围所界定的为准。

Claims (14)

1.一种估测方法，应用于一正交分频多任务系统的接收器中，用以估测一通道中的载波间干扰能量与噪声能量，该方法包括：

经由该通道接收由一第一子载波及一第二子载波分别承载的一第一引导信号及一第二引导信号，该第一子载波与该第二子载波为相邻，该第一引导信号及该第二引导信号相差一第一相角，并分别根据该第一引导信号及该第二引导信号取得一第一通道估测值及一第二通道估测值，且对该第一通道估测值及该第二通道估测值进行一平滑化处理，以取得一第一通道响应值；

取得该第一通道估测值与该第一通道响应值之差的一第一期望值；

经由该通道接收由一第三子载波及一第四子载波分别承载的一第三引导信号及一第四引导信号，该第三子载波与该第四子载波为相邻，该第三引导信号及该第四引导信号相差一第二相角，并分别根据该第三引导信号及该第四引导信号取得一第三通道估测值及一第四道通道估测值，且对该第三通道估测值及该第四通道估测值进行该平滑化处理，以取得一第二通道响应值；

取得该第三通道估测值与该第二通道响应值之差的一第二期望值；以及

根据该第一相角、该第二相角、该第一期望值及第二期望值，分别地估测出该ICI干扰能量及该噪声能量。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第一、该第二、该第三及该第四引导信号均包含于同一字符中。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第一及该第二引导信号包含于一字符中，而该第三及该第四引导信号包含于另一字符中。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该平滑化处理包括一离散傅利叶转换插补处理，该第一期望值、该第一相角、该ICI能量、及该噪声能量为符合一第一关系式，该第二期望值、该第二相角、该ICI能量、及该噪声能量为符合一第二关系式，该第一及该第二关系式分别由以下公式所实现：

$E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}={\mathrm{\θ}}_1}=\frac{1}{2}{P}_{\mathrm{ICI}}[1-2\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-{\mathrm{\θ}}_1)+\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-2{\mathrm{\θ}}_1)]+\frac{1}{2}(P_N+P_{\mathrm{CCI}});$ 以及

$E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}={\mathrm{\θ}}_2}=\frac{1}{2}{P}_{\mathrm{ICI}}[1-2\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-{\mathrm{\θ}}_2)+\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-2{\mathrm{\θ}}_2)]+\frac{1}{2}(P_N+P_{\mathrm{ICI}});$

其中：

表示为该第一期望值；

表示为该第二期望值；

k_p表示为子载波；

P_ICI表示为该ICI能量；

P_N+P_CCI表示为该噪声能量；

θ₁表示为该第一相角；

θ₂表示为该第二相角；

α表示为通道长度对DFT大小的比值；及

β为3/π2。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，若该第一相角为π弪度，且该第二相角为0弪度，则该ICI能量及该噪声能量分别由以下公式所取得：

$P_{\mathrm{ICI}}=\frac{E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}=\mathrm{\π}}-E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}=0}}{2\mathrm{\β}\cos \left(\mathrm{\α\π}\right)};$ 以及

P_N+P_ICI≈E[|ΔH(k_p)|²]_θ＝π+E[|ΔH(k_p)|²]_θ＝0-P_ICI[1+βcos(απ)]；

其中：

E[|ΔH(k_p)|²]_θ＝π表示为该第一相角为π弪度时的该第一期望值；及

E[|ΔH(k_p)|²]_θ＝0表示为该第二相角为0弪度时的该第二期望值。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第一子载波与该第二子载波的子载波索引值的差值为1，该第三子载波与该第四子载波的子载波索引值的差值为1。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该平滑化处理包括一DFT插补处理、一最小平方差补处理、或一最小均方差差补处理。

8.一种估测装置，应用于一OFDM系统的接收器中，用以估测一通道中的ICI能量与噪声能量，其特征在于，该估测装置包括：

一解调单元，用以经由该通道接收由一第一子载波及一第二子载波分别承载的一第一引导信号及一第二引导信号，该第一子载波与该第二子载波为相邻，该第一引导信号及该第二引导信号相差一第一相角，该解调单元还经由该通道接收由一第三子载波及一第四子载波分别承载的一第三引导信号及一第四引导信号，该第三子载波与该第四子载波为相邻，该第三引导信号及该第四引导信号为相差一第二相角；

一信道估测单元，用以分别根据该第一引导信号及该第二引导信号取得一第一通道估测值及一第二通道估测值，并分别根据该第三引导信号及该第四引导信号取得一第三通道估测值及一第四通道估测值；

一平滑化处理单元，用以对该第一通道估测值及该第二通道估测值进行一平滑化处理，以取得一第一通道响应值，且对该第三通道估测值及该第四通道估测值进行该平滑化处理，以取得一第二通道响应值；

一计算单元，用以取得该第一通道估测值与该第一通道响应值之差的一第一期望值，并取得该第三通道估测值与该第二通道响应值之差的一第二期望值；以及

一能量估测单元，用以根据该第一相角、该第二相角、该第一期望值及该第二期望值，分别地估测出该ICI能量及该噪声能量。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，该第一、该第二、该第三及该第四引导信号均包含于同一字符中。

10.如权利要求8所述的装置，其特征在于，该第一及该第二引导信号包含于一字符中，而该第三及该第四引导信号包含于另一字符中。

11.如权利要求8所述的装置，其特征在于，该平滑化处理包括DFT插补处理，该第一期望值、该第一相角、该ICI能量、及该噪声能量为符合一第一关系式，该第二期望值、该第二相角、该ICI能量、及该噪声能量为符合一第二关系式，该第一及该第二关系式为分别满足以下的公式：

$E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}={\mathrm{\θ}}_1}=\frac{1}{2}{P}_{\mathrm{ICI}}[1-2\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-{\mathrm{\θ}}_1)+\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-2{\mathrm{\θ}}_1)]+\frac{1}{2}(P_N+P_{\mathrm{CCI}});$ 以

及 $E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}={\mathrm{\θ}}_2}=\frac{1}{2}{P}_{\mathrm{ICI}}[1-2\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-{\mathrm{\θ}}_2)+\mathrm{\β}\cos (\mathrm{\α\π}-2{\mathrm{\θ}}_2)]+\frac{1}{2}(P_N+P_{\mathrm{ICI}});$

其中：

表示为该第一期望值；

表示为该第二期望值；

k_p表示为子载波；

P_ICI表示为该ICI能量；

P_N+P_CCI表示为该噪声能量；

θ₁表示为该第一相角；

θ₂表示为该第二相角；

α表示为通道长度对DFT大小的比值；及

β为3/π2。

12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，若该第一相角为π弪度，且该第二相角为0弪度，则该ICI能量及该噪声能量分别由以下公式所取得：

$P_{\mathrm{ICI}}=\frac{E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}=\mathrm{\π}}-E{\left[{\left|\mathrm{\ΔH}\left(k_p\right)\right|}^2\right]}_{\mathrm{\θ}=0}}{2\mathrm{\β}\cos \left(\mathrm{\α\π}\right)};$ 以及

P_N+P_ICI≈E[|ΔH(k_p)|²]_θ＝π+E[|ΔH(k_p)|²]_θ＝0-P_ICI[1+βcos(απ)]；

其中：

E[|ΔH(k_p)|²]_θ＝π表示为该第一相角为π弪度时的该第一期望值；及

E[|ΔH(k_p)|²]_θ＝0表示为该第二相角为0弪度时的该第二期望值。

13.如权利要求8所述的装置，其特征在于，该第一子载波与该第二子载波的子载波索引值的差值为1，该第三子载波与该第四子载波的子载波索引值的差值为1。

14.如权利要求8所述的装置，其特征在于，该平滑化处理包括一DFT插补处理、一最小平方差补处理、或一最小均方差差补处理。

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