CN101728608A - 中波同轴适配器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种中波同轴适配器，包括同轴谐振腔，所述同轴谐振腔内设双调谐回路，由发射机发射的中波信号输出经过90°相移电路和同轴谐振腔内的双调谐回路输出至天线。本发明由于采用了上述技术方案，使天线与发射机处于完全隔离状态，利用同轴谐振腔及集总参数理论组成锐截止带通滤波器，再将同轴谐振腔输出经过90°相移电路，使带通滤波器的阻带呈低阻特性，以减少旁频干扰，再次进行阻抗匹配，这样就起到良好的防雷作用，上下边带对称性好，进而可以大大节约资源，降低成本。

Description

中波同轴适配器

技术领域

本发明涉及一种中波同轴适配器。

背景技术

随着科技的飞速发展，中波广播的频道资源越来越短缺。且由于中波广播发射台的天线占地面积很大，若一个频率用一副天线，就会使天线的利用率降低，且使天线占地面积扩大。因为一个发射台一般都有多个频率同时播音。还有一个原因，由于中波天线都很高，所以遭到雷击的危害也最大。随着无线数字化的发展，中波发射数字化也势在必行。数字化广播对发射天线的要求很高，若天线带宽不够，且上下边带不对称性加大，都会使数字信号产生丢失及错码，影响播音质量。

图1所示为传统双工中波发射天线的调配网络，其中网络的两端分别连接到发射机，f1、f2分别对应不同的发射频率，发射机发射的中波信号经该调配网络调配后输出至天线2，底加载电路4一般由对地电感或电容，或电感电容并联电路组成，我们知道，中波发射天线的阻抗随频率变化很大，且其中一路阻塞网络的视在功率非常大，由于阻塞网络的加入，使匹配网络的视在功率也加大，因此为使分支点的阻抗对两路信号均等，全部网络的视在功率降低，需在天线底部加底加载电路，使双工中波发射天线调配网络的两路阻抗的实部接近，虚部正负相反，绝对值相近。其存在以下缺陷：所用元器件多，结构复杂；整个元器件放在一个完全屏蔽的调配室内，互耦现象严重，造成电路的不稳定因素增大；整个网络都由电感、电容直接连接，防雷效果差；由于所用元器件都为电容、电感，所以对无线的边带阻抗有很大影响，使无线带宽变窄，发射机工作不稳定。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种中波同轴适配器，有效的改善整个系统的传输带宽性能。

为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：中波同轴适配器，包括同轴谐振腔，所述同轴谐振腔内设双调谐回路，由发射机发射的中波信号输出经过90°相移电路和同轴谐振腔内的双调谐回路输出至天线。

所述双调谐回路包括两个耦合的电感线圈。

所述90°相移电路设于90°相移电路腔内，起屏蔽作用。

所述同轴谐振腔与天线之间还包括多工阻塞电路，中波信号经同轴谐振腔内的双调谐回路，再经过多工阻塞电路输出至天线，能使天线工作在多工状态。

所述多工阻塞电路设于多工阻塞腔内，起屏蔽作用。

所述同轴谐振腔、90°相移电路腔、多工阻塞腔为一体结构，以使其结构紧凑。

本发明由于采用了上述技术方案，使天线与发射机处于完全隔离状态，利用同轴谐振腔及集总参数理论组成锐截止带通滤波器，再将同轴谐振腔输出经过90°相移电路，使带通滤波器的阻带呈低阻特性，以减少旁频干扰，再次进行阻抗匹配，这样就起到良好的防雷作用，上下边带对称性好，进而可以大大节约资源，降低成本。

附图说明

图1为现有技术中波天线调配网络的原理图。

图2为本发明中波同轴适配器的原理图。

图3为双端短路谐振腔等效电路的原理图。

图4为同轴谐振腔的电磁场分布图。

图5为双调谐回路的原理图。

图6为双调谐回路等效电路的原理图。

图7为最大平坦特性曲线。

图8为带通滤波器幅频特性曲线。

图9为本发明中波同轴适配器的结构示意图。

图10为本发明中波同轴适配器的应用系统示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步描述。

图2所示为本发明中波同轴适配器，包括同轴谐振腔3，所述同轴谐振腔3内设双调谐回路，由发射机1发射的中波信号输出经过90°相移电路和同轴谐振腔3内的双调谐回路输出至天线2。所述双调谐回路包括两个耦合的电感线圈。

双端短路的同轴谐振腔与其内部的集总参数器件若谐振起来，其损耗在中波传播带宽内很小，可以略去不计，所以有助于提高传输效率，其等效电路如图3所示，其中 $G=\frac{n}{2}{y}_0\mathrm{\α\λ}+G_{\mathrm{oc}}$

G_oc为开路辐射电导，λ是谐振波长

$Z=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{0}c}={\mathrm{\ω}}_{0}L=\frac{\mathrm{n\π}{y}_0}{2}$

$y_{\mathrm{\λ}}=g+j\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{\ω}}{{\mathrm{\ω}}_0}-\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{\mathrm{\ω}})$

$Q=\frac{1}{\mathrm{GZ}}$

n＝1、2、3……

其中，Z是并联谐振器的电抗斜率参数，x是谐振器输入的电抗分量，y₀是谐振器的特性导纳，y_λ是谐振器单位波长的特性导纳，α是衰减常数，Q是品质因数。

同轴谐振腔利用特性阻抗为50Ω；75Ω；150Ω；230Ω分别设计其大小，以加强同轴腔内两线圈的耦合度，使两电感线圈处于临界耦合状态，使同轴谐振腔内部处于本频谐振状态，则腔体内电磁场处于TEM状态，且调直线圈抽头使双调谐回路的阻抗与发射机的输出阻抗相匹配。同轴谐振腔内电磁场的分布如图4所示。由于双调谐回路的阻抗特性呈并联特性，而天线的阻抗特性呈串联特性，两网络相串后，有频率补偿作用。

天线的输入阻抗是一个复数阻抗，要使发射机与天线达到完全的匹配状态，就需要一个与天线产生谐振的匹配网络，而传统的调配网络为简单的单调整网络，其振幅特性的平坦部分比较窄，相位随频率的变化比较大，而发射机输出要求，特别是数字发射机对负载的要求比较严格，不但要求在通带内振幅特性平坦且要求相位变化要慢，为了改善发射机指标，就必须考虑调配网络的设计。为了节约资源，天线一般工作在多工状态，那么我们用带通来限定各个通道的范围也是很有必要的。为此，综合考虑，我们设定了同轴腔式双调谐回路变阻抗带通滤波器，双调谐回路在负载阻抗一定时，带宽较宽，如图5和图6。

设 $x=\frac{(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_0)}{{\mathrm{\ω}}_0};$ $d_2=\frac{1}{Q_2};$ $k=\frac{M}{\sqrt{L_1{L}_2}}$

其中ω₀为中心角频率；Q₂为次级电路的品质因数：

$Q_2=\frac{\mathrm{\ω}{L}_2}{\mathrm{Rg}}=\frac{1}{\mathrm{\ω}{C}_2\mathrm{Rg}}$

运用 ${{\mathrm{\ω}}_0}^2=\frac{1}{L_1{C}_1}=\frac{1}{L_2{C}_2}$ 的关系和 $\frac{\mathrm{\ω}}{{\mathrm{\ω}}_0}=1$ 的条件得(a)式：

$D={\mathrm{\ω}}_0\sqrt{C_1{C}_2}\frac{1}{d_{2}k}[-4x^2+k^{2}j+j2x{d}_2]---\left(a\right)$

$\left|D\right|=\frac{k}{d_2}{[\frac{16}{k^2}{x}^4+4(\frac{{d_2}^2}{k^2}-2)x^2+k^2]}^{\frac{1}{2}}---\left(b\right)$

式中 $k={\mathrm{\ω}}_0\sqrt{C_1{C}_2}$

我们需要最大平坦特性，由(b)式可知：

$k=\frac{1}{\sqrt{2}{Q}_2}$

同时，初次级都调谐在工作频率f₀上时，初级输入电阻：

$R_1=\frac{{\mathrm{\ω}}^2{M}^2}{\mathrm{Rg}}=\mathrm{\ω}{L}_1{k}^2{Q}_2$

$k=\frac{1}{\sqrt{Q_1{Q}_2}}$

最大平坦特性电路的衰减特性|D|如图7，根据(a)(b)式，可得最大平坦时，

$\left|D\right|=\frac{k}{d_2}{[\frac{16}{k^2}{x}^4+k^2]}^{\frac{1}{2}}$

在中心频率处(x＝0)

${\left|D\right|}_0=\frac{\mathrm{kk}}{d_2}$

若用P表示相对衰减，则有

$P=\frac{\left|D\right|}{{\left|D\right|}_0}=\frac{1}{k_1}\sqrt{\frac{16}{k^2}{x}^4+k^2}$

则可得相对频偏x与耦合系数k的关系如下：

$k=\frac{2x}{{(p^2-1)}^{\frac{1}{4}}}=\frac{2}{{(p^2-1)}^{\frac{1}{4}}}\frac{f_1}{f_0}$

利用上述公式可得，初次级的品质因数Q₁Q₂与输入电阻RC的表示式：

$Q_1=\frac{{(p^2-1)}^{\frac{1}{4}}}{2}\frac{f_0}{f_1}$

$Q_2=\frac{{(p^2-1)}^{\frac{1}{4}}}{8^{\frac{1}{2}}}\frac{f_0}{f_1}$

$\mathrm{RC}=Q_1\frac{1}{\mathrm{\ω}{c}_1}$

根据上述以上公式就能确定电路的各种参量。

利用同轴谐振腔及集总参数理论组成锐截止带通滤波器，使带通滤波器的可通带在VSWR≤1.2时，25KHz≤Δf≤30KHz。如图8所示为带通滤波器幅频特性曲线。再将同轴谐振腔输出经过90°相移电路，使带通滤波器的阻带呈低阻特性，以减少旁频干扰，再次进行阻抗匹配，以补偿阻抗匹配作用，达到多级接地防雷的目的。

图9所示为本发明中波同轴适配器一个实施例的结构，由三个矩形腔体组成，一个腔体为同轴谐振腔3，作阻抗调配及带通滤波作用，一个腔体为90°相移电路腔4，一个为多工阻塞腔5。所述90°相移电路设于90°相移电路腔4内，其中由电感L1中间有一抽头抽出连接电容C1，即图9所示的电感L1相当于图2所示的电感L1和L2。所述同轴谐振腔3与天线2之间还包括多工阻塞电路，中波信号经同轴谐振腔3内的双调谐回路，再经过多工阻塞电路输出至天线2。所述多工阻塞电路设于多工阻塞腔5内。所述同轴谐振腔3、90°相移电路腔4、多工阻塞腔5为一体结构。

图10为本发明中波同轴适配器的应用系统。其中1为不同频率的发射机，2为天线，3为本发明中波同轴适配器，4为防雷放电球。

Claims (6)

1.中波同轴适配器，其特征在于：包括同轴谐振腔(3)，所述同轴谐振腔(3)内设双调谐回路，由发射机(1)发射的中波信号输出经过90°相移电路和同轴谐振腔(3)内的双调谐回路输出至天线(2)。

2.根据权利要求1所述中波同轴适配器，其特征在于：所述双调谐回路包括两个耦合的电感线圈。

3.根据权利要求1所述中波同轴适配器，其特征在于：所述90°相移电路设于90°相移电路腔(4)内。

4.根据权利要求1所述中波同轴适配器，其特征在于：所述同轴谐振腔(3)与天线(2)之间还包括多工阻塞电路，中波信号经同轴谐振腔(3)内的双调谐回路，再经过多工阻塞电路输出至天线(2)。

5.根据权利要求4所述中波同轴适配器，其特征在于：所述多工阻塞电路设于多工阻塞腔(5)内。

6.根据权利要求5所述中波同轴适配器，其特征在于：所述90°相移电路设于90°相移电路腔(4)内，所述同轴谐振腔(3)、90°相移电路腔(4)、多工阻塞腔(5)为一体结构。

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