CN101719730A - 一种三相四象限整流器的电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相四象限整流器的电流控制方法，包括以下步骤：采用电压闭环控制和简单的PI电压调节器进行电流幅值控制计算；采用控制整流器交流电流跟踪其给定值进行电流相位控制。本发明的反馈电流总是以预测电流为目标追随预测电流的变化，实际电流能在一个一个开关周期内跟踪上指令电流，而且，由于控制周期固定，器件的开关频率固定。该方法由于采用简单的PI电压调节器对下一个周期的电流进行预测控制，提前一个控制周期得到电流幅值，所以电流的幅值响应极快，没有延迟。本发明的功率因数应大于0.9969，远大于一般四象限变流器的0.97左右。

Description

一种三相四象限整流器的电流控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相四象限整流器的电流控制方法，特别是一种基于两相静止坐标系下预测电流的三相四象限整流器电流控制方法。

背景技术

随着变频器的大量使用，变频器所产生的大量的网侧谐波电流严重污染了工业电网，同时由于变频器无法直接将电机制动产生的能量回馈给电网，导致大量制动能量只能通过制动电阻消耗掉，造成电能的浪费，另外，由于工业电网的电压波动厉害，会导致变频器工作不稳定，变频器输出性能不理想。为了解决这个问题，人们发明了一种三相四象限整流器。三相四象限整流器可以使输入到整流器的电能功率因数接近1，同时还能将变频器回馈的电能以功率因数接近-1的形式回馈给电网，同时三相四象限整流器还可以输出稳定的直流电压供逆变器使用。

三相四象限整流器的一个基本目的是能够提供平稳的、符合逆变器要求的直流电压，而电流控制方法对其性能起着极其重要的作用，其控制方法的好坏直接影响三相四象限整流器的功率因数，也对三相四象限整流器的前端电感的选择产生影响。

三相四象限整流器的电流控制方法主要有间接电流控制法和直接电流控制法两类，间接电流控制法虽然电路简单，但是存在电流动态响应慢、功率因数低、对系统参数敏感的缺点；直接电流控制法虽然克服了间接电流控制法的缺点，但直接电流控制法由于采用电流闭环控制，结构复杂，需要调试的参数很多，与电压外环互相影响，调试难度大。

发明内容

为了克服现有直接电流控制方法的上述缺点，本发明要设计一种结构简单、功率因数高、受系统参数影响小的三相四象限整流器的电流控制方法。

为了实现上述目的，本发明的技术方案如下：一种三相四象限整流器的电流控制方法包括以下步骤：

A、电流幅值控制计算

采用电压闭环控制，将电压传感器采样反馈的当前直流电压值与给定目标电压参考电压进行比较，以其差值输入电压调节器，以电压调节器的输出值作为给定电流幅值；所述的电压调节器采用简单的PI电压调节器，给定电流幅值的计算公式为：

$I_m^{*}=k_p(U_{\mathrm{dc}}^{*}-U_{\mathrm{dc}})+k_I\∫(U_{\mathrm{dc}}^{*}-U_{\mathrm{dc}})\mathrm{dt}---\left(1\right)$

式中，I^* _m为给定电流幅值，U^* _dc为给定目标电压，U_dc为电压传感器采样反馈的当前直流电压值，K_p、K_i分别为比例系数和积分系数；

B、电流相位控制

对于两相静止坐标系下的电流给定值按下式计算：

$i_{\mathrm{s\α}}^{*}=I_m^{*}\cos \mathrm{\θ},$ $i_{\mathrm{s\β}}^{*}=I_m^{*}\sin \mathrm{\θ}---\left(2\right)$

其中：i^* _sα为I^* _m在两相静止坐标系下α轴的分量，i^* _sβ为I^* _m在两相静止坐标系下β轴的分量，θ为交流输入电压的相位角，通过电压传感器对交流输入电压的检测而取得，显然，若能控制整流器交流电流跟踪其给定值，就可以达到功率因数为1的效果；

忽略交流侧电阻，则由整流器电路可得如下方程：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{r\α}}=u_{\mathrm{s\α}}-L_s\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sa}}}{\mathrm{dt}}\\ u_{\mathrm{r\β}}=u_{\mathrm{s\β}}-L_s\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{s\β}}}{\mathrm{dt}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

式中，u_γα和u_γβ分别是电感后端交流电压在两相静止坐标系下α轴的分量和在两相静止坐标系下β轴的分量，式中u_sα和u_sβ分别是电感前端交流电压在在两相静止坐标系下α轴的分量和在两相静止坐标系下β轴的分量，L_s为电感值；

当开关频率足够高时，式(3)可写为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{r\α}}=u_{\mathrm{s\α}}-\frac{L_s}{T_{\mathrm{PWM}}}[i_{\mathrm{s\α}}(t_k+1)-i_{\mathrm{s\α}}\left(t_k\right)]\\ u_{\mathrm{r\β}}=u_{\mathrm{s\β}}-\frac{L_s}{T_{\mathrm{PWN}}}[i_{\mathrm{s\β}}(t_k+1)-i_{\mathrm{s\β}}\left(t_k\right)]\end{array}\right.---\left(4\right)$

式中T_PWM为四象限整流器的控制周期，i_sα(t_k+1)、i_sα(t_k)为相邻两个周期的交流电流值在两相静止坐标系下α轴的分量，i_sβ(t_k+1)、i_sβ(t_k)为相邻两个周期的交流电流值在两相静止坐标系下β轴的分量；

如果在一个周期内跟踪给定电流i^* _sα和i^* _sβ，即有

$i_{\mathrm{s\α}}\left(t_{k+1}\right)=i_{\mathrm{s\α}}^{*}\left(t_{k+1}\right),i_{\mathrm{s\β}}\left(t_{k+1}\right)=i_{\mathrm{s\β}}^{*}\left(t_{k+1}\right)---\left(5\right)$

代入(4)式可得用于PWM生成的指令电压矢量为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{r\α}}^{*}=u_{\mathrm{s\α}}-\frac{L_s}{T_{\mathrm{PWM}}}[i_{\mathrm{s\α}}^{*}\left(t_{k+1}\right)-i_{\mathrm{s\α}}\left(t_k\right)]\\ u_{\mathrm{r\β}}^{*}=u_{\mathrm{s\β}}-\frac{L_s}{T_{\mathrm{PWM}}}[i_{\mathrm{s\φ}}^{*}\left(t_{k+1}\right)-i_{\mathrm{s\β}}\left(t_k\right)]\end{array}\right.---\left(6\right)$

式中i^* _sα(t_k+1)、i^* _sβ(t_k+1)为预测电流，i_sα(t_k)、i_sβ(t_k)为通过电流传感器得到的反馈电流在静止坐标系下的电流值。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1、由于本发明采用两相静止坐标系下的预测电流控制方法，通过式(6)可知，反馈电流总是以预测电流为目标追随预测电流的变化。通过交流电流控制的计算，得到一个能够实现所需交流电流矢量的指令电压矢量后，采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)来控制整流器的开关器件；实际电流能在一个一个开关周期内跟踪上指令电流，而且，由于控制周期固定，器件的开关频率固定。

2、由于本发明对下一个控制周期的输入电流幅值进行预测计算，该计算是通过采样反馈的直流电压与给定参考电压比较，进行PI电压调节器控制得到，即用式(1)计算得到。该方法由于采用简单的PI电压调节器对下一个周期的电流进行预测控制，提前一个控制周期得到电流幅值，所以电流的幅值响应极快，没有延迟。

3、由于本发明对电流相位的控制，是通过跟踪电网电压的相位的方法，即在本控制周期通过电压传感器和计算取得输入电压的相位，让电流相位在下一个控制周期内跟上电压相位，这样电压和电流的相位最多相差一个控制周期，由于四象限整流器的输入电压时工频50Hz，所以1秒内电压的相位变化为360度^*50Hz＝18000度，如果四象限的开关频率＞4000，那么两个相邻控制周期内，电压的相位差＜18000度/4000＝4.5度。这样电压和电流的相位差最大只有4.5度，根据功率因数公式，此时的三相四象限功率因数应大于cos4.5＝0.9969。该功率因数远大于一般四象限变流器的0.97左右。

4、通过(2)式可知，本发明仅采用静止坐标变换，不需要象其他四象限整流器还需要进行旋转坐标变换和旋转坐标反变换，结构简单。

5、电感L_S是三相四象限整流器电流控制中非常重要的参数，其选择对三相四象限系统影响很大，由于本系统采用的是预测电流控制，由式(3)、(4)、(5)可知，当电感值选的略大时，预测电流减小一点即可，当电感值选的小一点时，预测电流增大一点即可，预测电流值由PI电压调节器结果得来，可自行调整，因此本发明对系统参数尤其电感值不敏感。

6、由于本发明仅采用一个PI电压调节器闭环控制，控制参数少，极易调整出系统的最佳参数组。

附图说明

本发明共有附图2张，其中：

图1是三相四象限整流器电流控制方法框图。

图2是PI电压调节器算法框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行进一步的说明。一种三相四象限整流器的电流控制方法包括以下步骤：

A、电流幅值控制计算

如图2所示，图中U^* _dc为给定目标电压，即三相四象限整流器需要输出的直流电压，U_dc为电压传感器采样反馈的当前电压值。通过对U^* _dc和U_dc差值的PI调节就可以得到给定电流幅值I^* _m，具体计算公式见式(1)。

B、电流相位控制

如图1所示，电流的相位控制首先要得到输入电压的相位角θ，先通过电压传感器，测得三相四象限的输入电压U_sa、U_sb、U_sc并由此得到三相输入电压的相位角θ，根据式(2)得到两相静止坐标系下的电流给定值i^* _sα和i^* _sβ，同时根据相位角θ对三相输入电压进行静止坐标系下的变换得到u_sα和u_sβ，然后根据(4)、(5)、(6)式的计算，即可得到能够使反馈电压追随预测电压的指令电压矢量，从而实现三相四象限的脉冲调制控制来控制变流器开关器件的控制。

Claims (1)

1.一种三相四象限整流器的电流控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

A、电流幅值控制计算

采用电压闭环控制，将电压传感器采样反馈的当前直流电压值与给定目标电压参考电压进行比较，以其差值输入电压调节器，以电压调节器的输出值作为给定电流幅值；所述的电压调节器采用简单的PI电压调节器，给定电流幅值的计算公式为：

$I_m^{*}=k_p(U_{\mathrm{dc}}^{*}-U_{\mathrm{dc}})+k_I\∫(U_{\mathrm{dc}}^{*}-U_{\mathrm{dc}})\mathrm{dt}---\left(1\right)$

式中，I^* _m为给定电流幅值，U^* _dc为给定目标电压，U_dc为电压传感器采样反馈的当前直流电压值，K_p、K_i分别为比例系数和积分系数；

B、电流相位控制

对于两相静止坐标系下的电流给定值按下式计算：

$i_{\mathrm{s\α}}^{*}=I_m^{*}\cos \mathrm{\θ},$ $i_{\mathrm{s\β}}^{*}=I_m^{*}\sin \mathrm{\θ}---\left(2\right)$

其中：i^* _sα为I^* _m在两相静止坐标系下α轴的分量，i^* _sβ为I^* _m在两相静止坐标系下β轴的分量，θ为交流输入电压的相位角，通过电压传感器对交流输入电压的检测而取得，显然，若能控制整流器交流电流跟踪其给定值，就可以达到功率因数为1的效果；

忽略交流侧电阻，则由整流器电路可得如下方程：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{r\α}}=u_{\mathrm{s\α}}-L_s\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{s\α}}}{\mathrm{dt}}\\ u_{\mathrm{r\β}}=u_{\mathrm{s\β}}-L_s\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{s\β}}}{\mathrm{dt}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

式中，u_γα和u_γβ分别是电感后端交流电压在两相静止坐标系下α轴的分量和在两相静止坐标系下β轴的分量，式中u_sα和u_sβ分别是电感前端交流电压在在两相静止坐标系下α轴的分量和在两相静止坐标系下β轴的分量，L_s为电感值；

当开关频率足够高时，式(3)可写为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{r\α}}=u_{\mathrm{s\α}}-\frac{L_s}{T_{\mathrm{PWM}}}[i_{\mathrm{s\α}}\left(t_{k+1}\right)-i_{\mathrm{s\α}}\left(t_k\right)]\\ u_{\mathrm{r\β}}=u_{\mathrm{s\β}}-\frac{L_s}{T_{\mathrm{PWM}}}[i_{\mathrm{s\β}}\left(t_{k+1}\right)-i_{\mathrm{s\β}}\left(t_k\right)]\end{array}\right.---\left(4\right)$

式中T_PWM为四象限整流器的控制周期，i_sα(t_k+1)、i_sα(t_k)为相邻两个周期的交流电流值在两相静止坐标系下α轴的分量，i_sβ(t_k+1)、i_sβ(t_k)为相邻两个周期的交流电流值在两相静止坐标系下β轴的分量；

如果在一个周期内跟踪给定电流i^* _sα和i^* _sβ，即有

$i_{\mathrm{s\α}}\left(t_{k+1}\right)=i_{\mathrm{s\α}}^{*}\left(t_{k+1}\right),$ $i_{\mathrm{s\β}}\left(t_{k+1}\right)=i_{\mathrm{s\β}}^{*}\left(t_{k+1}\right)$

代入(4)式可得用于PWM生成的指令电压矢量为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{r\α}}^{*}=u_{\mathrm{s\α}}-\frac{L_s}{T_{\mathrm{PWM}}}[I_{\mathrm{s\α}}^{*}\left(t_{k+1}\right)-i_{\mathrm{s\α}}\left(t_k\right)]\\ u_{\mathrm{r\β}}^{*}=u_{\mathrm{s\β}}-\frac{L_s}{T_{\mathrm{PWM}}}[i_{\mathrm{s\φ}}^{*}\left(t_{k+1}\right)-i_{\mathrm{s\β}}\left(t_k\right)]\end{array}\right.---\left(6\right)$

式中i^* _sα(t_k+1)、i^* _sβ(t_k+1)为预测电流，i_sα(t_k)、i_sβ(t_k)为通过电流传感器得到的反馈电流在静止坐标系下的电流值。

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