CN101719727A - 一种dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种适用于高压输入的中小功率的高频DC-DC变换器。其基本原理是：电容串联接到高压直流的输入，每个电容作为一个高频正激DC-DC变换器的输入，所有高频正激DC-DC变换器的输出共用同一个滤波电感、续流二极管和输出滤波电容；通过采样高频正激DC-DC变换器的输出电压，得到电压反馈，用给定参考电压与该电压反馈比较，经过电压调节运算得到电压环输出，即主输出；然后通过线性比例运算、逻辑处理，得到均分的相位上相互错开的正激DC-DC变换器的驱动信号，实现对主电路的控制。采用本发明，实现了把低压的开关器件用在高压直流输入的场合，拓扑简洁，成本低廉，并且输出具有优良的动、静态性能。

Description

一种DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及一种DC-DC变换器，特别涉及一种适用于高压输入的中小功率的高频DC-DC变换器，属于电力电子领域的高频开关电源方向。

背景技术

高压输入的高频开关电源，解决方法主要有：①开关器件串联；②多电平技术，采用二极管钳位、飞跨电容或H桥级联技术；③原边拓扑串联。方法①的缺点在于无法确保每个开关管同时开通或同时关断。这是由于驱动信号或开关管开关特性差异会造成开关的不同步，使得某些开关管承受过高的电压应力而损坏。方法②采用多电平技术技术，如果采用二极管钳位或飞跨电容，增加了大量的钳位二极管和电容，拓扑复杂，且随着电平增加，控制策略复杂，对于中小容量来说，采用该方法不经济；而采用H桥级联技术，需要提供独立的相等的恒压源，实现困难，且其闭环控制的实时性难以满足。方法③采用变换器原边串联，IEEE Trans.on Industry Application【工业应用期刊】于2006年第四期发表了“Common-Duty-Ratio Control of Input-Series Connected Modular DC-DC Converters With Active Input Voltage and Load-Current Sharing”【采用输入电压控制且实现输入串联模块化直-直变换器的共占空比控制】一文，原边采用单管正激电路串联，开关管电压应力大，且副边必须采用均流措施，控制策略复杂。IEEE Trans.on Industry Electronics【工业电子期刊】于2001年第3期发表了“Modeling，Control，and Design of Input-Series-Output-Parallel-ConnectedConverter for High-Speed-Train Power System”【高速列车电力中的输入串联输出并联变换器的建模，控制和设计】一文，原边采用两个全桥变换器串联，采用交错方式产生两个桥臂占空比，为了实现均压，把分接电容的压差采样以后进行控制，控制策略复杂，采用全桥结构在小功率场合应用不经济，采用三个闭环，还需电压传感器，控制策略复杂。《电源技术应用》2006年第2期发表了【新型的高压输入小功率变流器】一文，采用半桥式DC-DC变换器，开关管电压应力大，需要吸收电路，同时各个模块独立控制，输入电压均压效果差。由于变压器变比的差距，由可能造成某个模块输出功率过大，可靠性低。

通过控制信号既可以控制其导通，又可以控制其关断的电力电子器件被称为全控型器件。目前全控型器件如绝缘栅双极型晶体管(IGBT，Isolated GateBipolar Transistor)，耐压多在3KV以下，并且由于IGBT电流拖尾，其开关频率低，小于40Khz；而金属氧化物半导体场效应管(MOSFET，MetalOxideSemicoductor Field Effect Transistor)耐压多在1.2KV以下，因此当需要小功率高频，高压直流输入如5KV时，传统的DC-DC变换器及其控制方式无法满足需要。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种简单、适用于高压输入的中小功率DC-DC变换器。

本发明的目的是通过下述技术方案实现的。

本发明的一种DC-DC变换器的基本原理是：电容串联接到高压直流的输入，每个电容作为一个高频正激DC-DC变换器的输入，所有高频正激DC-DC变换器的输出共用同一个滤波电感、续流二极管和输出滤波电容；通过采样高频正激DC-DC变换器的输出电压，得到电压反馈，用给定参考电压与该电压反馈比较，经过电压调节运算得到电压环输出，即主输出；然后主输出通过线性比例运算，不同的线性比例运算输出分别与同一个锯齿载波相比较，得到不同占空比的脉冲宽度调制(PWM，Pulse Width Modulation)脉冲输出；这些不同占空比的PWM脉冲，通过逻辑处理，得到均分的相位上相互错开的每个正激DC/DC变换器的驱动信号，实现对主电路的控制。

本发明的一种DC-DC变换器包括DC-DC变换器主电路及其控制电路。

所述DC-DC变换器主电路由串联的多级双管正激DC-DC变换器构成，其串联数目根据输入电压的大小来确定，每个双管正激DC-DC变换器的输入接入相同的分压电容，每个分压电容并联相同的电阻，以实现静态均压功能；同时每个电容作为双管正激DC-DC变换器开关管关断时的钳位电容，以实现双管正激DC-DC变换器的磁复位；每个双管正激DC-DC变换器副边的同名端接快恢复整流二极管；所述的快恢复整流二极管的阴极接在一起，然后接L、C滤波回路；L、C滤波回路中的二极管为续流二极管；所有双管正激DC-DC变换器共用一个滤波电感和一个续流二极管。

所述的控制电路包括主占空比生成调节电路、占空比分裂电路，占空比组合电路构成。所述主占空比生成电路是将输出电压经过采样和给定参考电压相比较，通过补偿运算以后，得到主输出，该主输出与锯齿波相比较，生成PWM脉冲，考虑到双管正激DC-DC变换器的磁恢复，最大占空比为0.5；所述占空比分裂电路是将主输出依次乘以一个K/n，其中n为串联的双管正激DC-DC变换器的数量，K＜＝n-1，K＞＝1，将相乘以后的结果依次与锯齿波相比较，得到PWM脉冲输出；所述占空比组合电路就是把主占空比生成调节电路的输出和占空比分裂电路的输出进行逻辑组合。

有益效果

采用本发明方法可以实现把低压的开关器件用在高压直流输入的场合，拓扑简洁，成本低廉；并且可以实现对高频正激DC-DC变换器的均衡控制，输出具有优良的动、静态性能。

附图说明

图1为本发明具体实施方式中的一种DC-DC变换器的主电路图；

图2为本发明具体实施方式中的一种DC-DC变换器的控制电路图；

图3为本发明具体实施方式中的占空比等分撕裂以后生成的脉冲示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明。

一种直流-直流变换器包括：基于双管正激DC/DC变换器组合的DC-DC变换器主电路和控制电路。

DC-DC变换器主电路如图1所示，由n个串联模块组成，包括n个容量相等的高频无极性电容C₁～C_n、n个均压电阻R₁～R_n、1个高压直流输入V_in、2n个MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)S_1a～S_na及S_1b～S_nb、2n个二极管D_1a～D_na及D_r1～D_rn、n个高频变压器T₁～T_n、1个滤波电感L、1个输出滤波电容C、1个负载电阻R_o；其中n为正整数；其连接关系为：

n个容量相等的高频无极性电容C₁～C_n依次串联，每个高频无极性电容并接一个均压电阻分别是R₁～R_n，串联以后的高频无极性电容和高压直流输入V_in并联，串联以后的n个高频无极性电容相当于把高压直流母线均匀分成n份，每个高频无极性电容的输出接双管正激DC/DC变换器的输入端。第1个模块的组成为：均压电阻R₁和高频无极性电容C₁并联，其中R₁、C₁的一端接输入电压V_in的正极，R₁、C₁的另一端接均压电阻R₂和C₂的一端。其中MOSFET S_1a的源极接二极管D_1a的阴极，同时S_1a的源极接至高频变压器T₁的一端。二极管D_1b的阳极接MOSFET S_1b的漏极，该点同时接至高频变压器T₁的另一端。高频变压器T₁副边的同名端，图中黑点所示，接二极管D_r1阳级，二极管D_r1的阴极接二极管D的阴极，该点接至滤波电感L的一端，L的另一端接输出滤波电容C和输出电阻R_o的一端，该端为输出电压V_o的正端，滤波电容C和负载电阻R_o并联，它们的另一端接至二极管D和高频变压器T₁副边的另一端。

MOSFETS_1a的漏极接二极管D_1b的阴极，该点接到高频无极性电容C₁的高电位侧，即输入电源电压V_in的正极。二极管D_1a的阳极接MOSFET D_1b的源极，同时二极管D_1a的阳极接到高频无极性电容C₁的低电位侧。

同样对于第2个模块，R₂和C₂并联，为该模块的输入，MOSFETS_2a的源极接二极管D_2a的阴极，S_2a的源极同时接至高频变压器T₂的一端，二极管D_2b的阳极接MOSFET S_2b的漏极，二极管D_2b的阳极同时接至高频变压器T₂的另一端。MOSFETS_2a的漏极接二极管D_2b的阴极，S_2a的漏极同时接到高频无极性电容C₂的高电位侧，即高频无极性电容C₁的低电位侧。二极管D_2a的阳极接MOSFETS_2b的源极，该点接到高频无极性电容C₂的低电位侧，高频变压器T₂的副边同名端接二极管D_r2的阳极，D_r2的阴极接至D_r1和D的阴极，高频变压器T₂的另一端接至输出电压V_o的负端。

同理，串联第3个模块至第n-1个模块；

对于第n个串联模块，R_n和C_n并联，为该模块的输入，MOSFETS_na的源极接二极管D_na的阴极，S_na的源极同时接至高频变压器T_n的一端，二极管D_nb的阳极接MOSFET S_nb的漏极，S_nb的漏极同时接至高频变压器T_n的另一端。MOSFETS_na的漏极接二极管D_nb的阴极，S_na的漏极同时接到高频无极性电容C_n的高电位侧，即高频无极性电容C_n-1的低电位侧。二极管D_na的阳极接MOSFETS_nb的源极，该点同时接到高频无极性电容C_n的低电位侧以及输入电压V_in的负端。高频变压器T_n的副边同名端接二极管D_rn的阳极，D_rn的阴极接至D_r1和D的阴极，变压器T_n的另一端接至输出电压V_o的负端。

所述DC-DC变换器的控制电路如图2所示，包括主占空比生成调节电，占空比分裂电路，占空比组合电路；所述DC-DC变换器的控制电路包括1个电压给定Vref；(6n-3)个电阻，分别为：R0a～R(n-1)a、R0b～R(n-1)b、R0c～R(n-1)c、R1d～R(n-1)d、R1e～R(n-1)e、R1f～R(n-1)f；n个运算放大器N0A～N(n-1)A；载波Ca；n个比较器M0A～M(n-1)A；其连接关系为：

电压给定Vref通过电阻R0a接到运算放大器N0A的反相端；Vof是DC/DC输出电压Vo的采样，该电压通过电阻R0c接到运算放大器N0A的同相端；R0b和C0串联分别接到运算放大器N0A的反相端和输出端，构成比例积分运算；运算放大器N0A的输出OA和载波Ca进行比较，其中载波Ca接比较器M0A的反相端，运算放大器N0A的输出OA接比较器M0A的同相端，比较器M0A的输出为OT0，该占空比就是所要求撕裂的对象；运算放大器N0A的输出OA接电阻R1a，电阻R1a另一端接运算放大器N1A的反相端2，电阻R1b接在N1A的反相端2上，R1b的另一端接至N1A的输出端1，电阻R1c一端接到运算放大器N1A的同相端3脚，另一端接到地；其中R1a＝R1b，R1c值等于R1a和R1b并联的值，运算放大器N1A的输出端1脚为OA1a，该信号接电阻R1d的一端，电阻R1d的另一端接运算放大器N1B的反相端6，电阻R1e的一端也接至该引脚，电阻R1e的另一端接到运算放大器N1的输出端7脚，电阻R1f的一端接运算放大器N1B的同相端5，电阻R1f的另一端接地；电阻之间的关系为：通过一个反向比例电路，运算放大器N1B的输出端7脚为OA1b，信号OA1b接比较器M1A的同相端5，比较器M1A的反相端4接载波Ca，比较器M1A的输出端2脚的信号为OT1，OT1经过驱动隔离得到信号S1，两者在相位上是完全同相的，该信号作为串联模块1的驱动；同样，运算放大器NOA的输出OA接电阻R2a，电阻R2a另一端接运算放大器N2A的反相端2，电阻R2b接在N2A的反相端2上，R2b的另一端接至N2A的输出端1，电阻R2c一端接到运算放大器N2A的同相端3脚，另一端接到地；其中R2a＝R2b，R2c值等于R2a和R2b并联的值，运算放大器N2A的输出端1脚为OA2a，该信号接电阻R2d的一端，电阻R2d的另一端接运算放大器N2B的反相端6，电阻R2e的一端也接至该引脚，电阻R2e的另一端接到运算放大器N2B的输出端7脚，电阻R2f的一端接运算放大器N2B的同相端5，电阻R2f的另一端接地；电阻之间的关系为：通过一个反向比例电路，运算放大器N2B的输出端7脚为OA2b，信号OA2b接比较器M2A的同相端5，其反相端4接载波Ca，比较器M2A的输出端2脚的信号为OT2，OT2与OT1的信号异或，得到信号K1，信号K1通过驱动以后得到S2；对于模块3的驱动，运算放大器NOA的输出OA接电阻R3a，电阻R3a另一端接运算放大器N3A的反相端2，电阻R3b接在N3A的反相端2上，R3b的另一端接至N3A的输出端1，电阻R3c一端接到运算放大器N3A的同相端3脚，另一端接到地；其中R3a＝R3b，R3c值等于R3a和R3b并联的值，运算放大器N3A的输出端1脚为OA3a，该信号接电阻R3d的一端，电阻R3d的另一端接运算放大器N3B的反相端6，电阻R3e的一端也接至该引脚，电阻R3e的另一端接到运算放大器N3B的输出端7脚，电阻R3f的一端接运算放大器N3B的同相端5，电阻R3f的另一端接地；电阻之间的关系为：通过一个反向比例电路，运算放大器N3B的输出端7脚为OA3b，信号OA3b接比较器M3A的同相端5，其反相端4接载波Ca，比较器M3A的输出端2脚的信号为OT3，OT3与OT2的信号异或，得到信号K2，信号K2通过驱动以后得到S3；对于第(n-1)个模块的驱动，其驱动信号产生如下：运算放大器NOA的输出OA接电阻R(n-1)a，电阻R(n-1)a另一端接运算放大器N(n-1)A的反相端2，电阻R(n-1)b接在运算放大器N(n-1)A的反相端2上，R(n-1)b的另一端接至运算放大器N(n-1)A的输出端1，电阻R(n-1)c一端接到运算放大器N(n-1)A的同相端3脚，另一端接到地；其中Rna＝Rnb，R3c值等于R3a和R3b并联的值，运算放大器N(n-1)A的输出端1脚为OA(n-1)a，该信号接电阻R(n-1)d的一端，电阻R(n-1)d的另一端接运算放大器N(n-1)B的反相端6，电阻R(n-1)e的一端也接至该引脚，电阻R(n-1)e的另一端接到运算放大器N(n-1)B的输出端7脚，电阻R(n-1)f的一端接运算放大器N(n-1)B的同相端5，电阻R(n-1)f的另一端接地；电阻之间的关系为：通过一个反向比例电路，运算放大器N(n-1)B的输出端7脚为OA(n-1)b，信号OA(n-1)b接比较器M(n-1)A的同相端5，其反相端4接载波Ca，比较器M(n-1)A的输出端2脚的信号为OT(n-1)，OT(n-1)与OT(n-2)的信号异或，得到信号K(n-2)，信号K(n-2)过驱动隔离放大以后得到S(n-1)；对于第n个模块的驱动，OT(n-1)与OT0的信号异或，得到信号K(n-1)，信号K(n-1)过驱动隔离放大以后得到Sn。

图3给出了采用图2的控制电路以后的一些原理波形，其中OT0～OTn分别是图2中运算放大器M0A～M(n-1)A的输出，S1～Sn分别是模块1到模块n的驱动信号。

本发明输出为高压直流，具体双管正激模块的串联数目要根据输入电压的值和开关管的耐压来确定。本发明可用在高压直流输入中小功率的DC-DC场合，如电力系统中直接高压取电的场合。

Claims (3)

1.一种CD-CD变换器，其特征在于：包括DC-DC变换器主电路及其控制电路；

所述DC-DC变换器主电路由串联的多级双管正激DC-DC变换器构成，每个双管正激DC-DC变换器的输入接入相同的分压电容，每个分压电容并联相同的电阻；同时每个电容作为双管正激DC-DC变换器开关管关断时的钳位电容，以实现双管正激DC-DC变换器的磁复位；每个双管正激DC-DC变换器副边的同名端接快恢复整流二极管；所述的快恢复整流二极管的阴极接在一起，然后接L、C滤波回路；L、C滤波回路中的二极管为续流二极管；所有双管正激DC-DC变换器共用一个滤波电感和一个续流二极管；

所述的控制电路包括主占空比生成调节电路、占空比分裂电路，占空比组合电路构成；所述主占空比生成电路是将输出电压经过采样和给定参考电压相比较，通过补偿运算以后，得到主输出，该主输出与锯齿波相比较，生成PWM脉冲；所述占空比分裂电路是将主输出依次乘以一个K/n，其中n为串联的双管正激DC-DC变换器的数量，K＜＝n-1，K＞＝1，将相乘以后的结果依次与锯齿波相比较，得到PWM脉冲输出；所述占空比组合电路就是把主占空比生成调节电路的输出和占空比分裂电路的输出进行逻辑组合。

2.根据权利要求1所述的一种CD-CD变换器，其特征在于：DC-DC变换器主电路是基于双管正激DC/DC变换器组合的DC-DC变换器主电路；由n个串联模块组成，包括n个容量相等的高频无极性电容C₁～C_n、n个均压电阻R₁～R_n、1个高压直流输入V_in、2n个MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)S_1a～S_na及S_1b～S_nb、2n个二极管D_1a～D_na及D_r1～D_rn、n个高频变压器T₁～T_n、1个滤波电感L、1个输出滤波电容C、1个负载电阻R_o、1个输出电压V_o；其中n为正整数；其连接关系为：

n个容量相等的高频无极性电容C₁～C_n依次串联，每个高频无极性电容并接一个均压电阻分别是R₁～R_n，串联以后的高频无极性电容和高压直流输入V_in并联，串联以后的n个高频无极性电容相当于把高压直流母线均匀分成n份，每个高频无极性电容的输出接双管正激DC/DC变换器的输入端；第1个模块的组成为：均压电阻R₁和高频无极性电容C₁并联，其中R₁、C₁的一端接输入电压V_in的正极，R₁、C₁的另一端接均压电阻R₂和C₂的一端；其中MOSFETS_1a的源极接二极管D_1a的阴极，同时S_1a的源极接至高频变压器T₁的一端；二极管D_1b的阳极接MOSFET S_1b的漏极，该点同时接至高频变压器T₁的另一端；高频变压器T₁副边的同名端，图中黑点所示，接二极管D_r1阳级，二极管D_r1的阴极接二极管D的阴极，该点接至滤波电感L的一端，L的另一端接输出滤波电容C和输出电阻R_o的一端，该端为输出电压V_o的正端，滤波电容C和负载电阻R_o并联，它们的另一端接至二极管D和高频变压器T₁副边的另一端；

MOSFETS_1a的漏极接二极管D_1b的阴极，该点接到高频无极性电容C₁的高电位侧，即输入电源电压V_in的正极；二极管D_1a的阳极接MOSFET D_1b的源极，同时二极管D_1a的阳极接到高频无极性电容C₁的低电位侧；

同样对于第2个模块，R₂和C₂并联，为该模块的输入，MOSFETS_2a的源极接二极管D_2a的阴极，S_2a的源极同时接至高频变压器T₂的一端，二极管D_2b的阳极接MOSFETS_2b的漏极，二极管D_2b的阳极同时接至高频变压器T₂的另一端；MOSFETS_2a的漏极接二极管D_2b的阴极，S_2a的漏极同时接到高频无极性电容C₂的高电位侧，即高频无极性电容C₁的低电位侧；二极管D_2a的阳极接MOSFETS_2b的源极，该点接到高频无极性电容C₂的低电位侧，高频变压器T₂的副边同名端接二极管D_r2的阳极，D_r2的阴极接至D_r1和D的阴极，高频变压器T₂的另一端接至输出电压V_o的负端；

同理，串联第3个模块至第(n-1)个模块；

对于第n个串联模块，R_n和C_n并联，为该模块的输入，MOSFETS_na的源极接二极管D_na的阴极，S_na的源极同时接至高频变压器T_n的一端，二极管D_nb的阳极接MOSFETS_nb的漏极，S_nb的漏极同时接至高频变压器T_n的另一端；MOSFETS_na的漏极接二极管D_nb的阴极，S_na的漏极同时接到高频无极性电容C_n的高电位侧，即高频无极性电容C_n-1的低电位侧；二极管D_na的阳极接MOSFET S_nb的源极，该点同时接到高频无极性电容C_n的低电位侧以及输入电压V_in的负端；高频变压器T_n的副边同名端接二极管D_rn的阳极，D_rn的阴极接至D_r1和D的阴极，变压器T_n的另一端接至输出电压V_o的负端。

3.根据权利要求1或2所述的一种CD-CD变换器，其特征在于：DC-DC变换器主电路的控制电路包括主占空比生成调节电路、占空比分裂电路，占空比组合电路构成；所述DC-DC变换器的控制电路包括1个电压给定Vref；(6n-3)个电阻，分别为：R0a～R(n-1)a、R0b～R(n-1)b、R0c～R(n-1)c、R1d～R(n-1)d、R1e～R(n-1)e、R1f～R(n-1)f；(2n-1)个运算放大器N0A～N(n-1)A及N1B～N(n-1)B；载波Ca；n个比较器M0A～M(n-1)A；其连接关系为：

电压给定Vref通过电阻R0a接到运算放大器N0A的反相端；Vof是DC/DC输出电压Vo的采样，该电压通过电阻R0c接到运算放大器N0A的同相端；R0b和C0串联分别接到运算放大器N0A的反相端和输出端，构成比例积分运算；运算放大器N0A的输出OA和载波Ca进行比较，其中载波Ca接比较器M0A的反相端，运算放大器N0A的输出OA接比较器M0A的同相端，比较器M0A的输出为OT0，该占空比就是所要求撕裂的对象；运算放大器N0A的输出OA接电阻R1a，电阻R1a另一端接运算放大器N1A的反相端2，电阻R1b接在N1A的反相端2上，R1b的另一端接至N1A的输出端1，电阻R1c一端接到运算放大器N1A的同相端3脚，另一端接到地；其中R1a＝R1b，R1c值等于R1a和R1b并联的值，运算放大器N1A的输出端1脚为OA1a，该信号接电阻R1d的一端，电阻R1d的另一端接运算放大器N1B的反相端6，电阻R1e的一端也接至该引脚，电阻R1e的另一端接到运算放大器N1的输出端7脚，电阻R1f的一端接运算放大器N1B的同相端5，电阻R1f的另一端接地；电阻之间的关系为：通过一个反向比例电路，运算放大器N1B的输出端7脚为OA1b，信号OA1b接比较器M1A的同相端5，比较器M1A的反相端4接载波Ca，比较器M1A的输出端2脚的信号为OT1，OT1经过驱动隔离得到信号S1，两者在相位上是完全同相的，该信号作为串联模块1的驱动；同样，运算放大器NOA的输出OA接电阻R2a，电阻R2a另一端接运算放大器N2A的反相端2，电阻R2b接在N2A的反相端2上，R2b的另一端接至N2A的输出端1，电阻R2c一端接到运算放大器N2A的同相端3脚，另一端接到地；其中R2a＝R2b，R2c值等于R2a和R2b并联的值，运算放大器N2A的输出端1脚为OA2a，该信号接电阻R2d的一端，电阻R2d的另一端接运算放大器N2B的反相端6，电阻R2e的一端也接至该引脚，电阻R2e的另一端接到运算放大器N2B的输出端7脚，电阻R2f的一端接运算放大器N2B的同相端5，电阻R2f的另一端接地；电阻之间的关系为：通过一个反向比例电路，运算放大器N2B的输出端7脚为OA2b，信号OA2b接比较器M2A的同相端5，其反相端4接载波Ca，比较器M2A的输出端2脚的信号为OT2，OT2与OT1的信号异或，得到信号K1，信号K1通过驱动以后得到S2；对于模块3的驱动，运算放大器NOA的输出OA接电阻R3a，电阻R3a另一端接运算放大器N3A的反相端2，电阻R3b接在N3A的反相端2上，R3b的另一端接至N3A的输出端1，电阻R3c一端接到运算放大器N3A的同相端3脚，另一端接到地；其中R3a＝R3b，R3c值等于R3a和R3b并联的值，运算放大器N3A的输出端1脚为OA3a，该信号接电阻R3d的一端，电阻R3d的另一端接运算放大器N3B的反相端6，电阻R3e的一端也接至该引脚，电阻R3e的另一端接到运算放大器N3B的输出端7脚，电阻R3f的一端接运算放大器N3B的同相端5，电阻R3f的另一端接地；电阻之间的关系为：通过一个反向比例电路，运算放大器N3B的输出端7脚为OA3b，信号OA3b接比较器M3A的同相端5，其反相端4接载波Ca，比较器M3A的输出端2脚的信号为OT3，OT3与OT2的信号异或，得到信号K2，信号K2通过驱动以后得到S3；对于第(n-1)个模块的驱动，其驱动信号产生如下：运算放大器NOA的输出OA接电阻R(n-1)a，电阻R(n-1)a另一端接运算放大器N(n-1)A的反相端2，电阻R(n-1)b接在运算放大器N(n-1)A的反相端2上，R(n-1)b的另一端接至运算放大器N(n-1)A的输出端1，电阻R(n-1)c一端接到运算放大器N(n-1)A的同相端3脚，另一端接到地；其中Rna＝Rnb，R3c值等于R3a和R3b并联的值，运算放大器N(n-1)A的输出端1脚为OA(n-1)a，该信号接电阻R(n-1)d的一端，电阻R(n-1)d的另一端接运算放大器N(n-1)B的反相端6，电阻R(n-1)e的一端也接至该引脚，电阻R(n-1)e的另一端接到运算放大器N(n-1)B的输出端7脚，电阻R(n-1)f的一端接运算放大器N(n-1)B的同相端5，电阻R(n-1)f的另一端接地；电阻之间的关系为：通过一个反向比例电路，运算放大器N(n-1)B的输出端7脚为OA(n-1)b，信号OA(n-1)b接比较器M(n-1)A的同相端5，其反相端4接载波Ca，比较器M(n-1)A的输出端2脚的信号为OT(n-1)，OT(n-1)与OT(n-2)的信号异或，得到信号K(n-2)，信号K(n-2)过驱动隔离放大以后得到S(n-1)；对于第n个模块的驱动，OT(n-1)与OT0的信号异或，得到信号K(n-1)，信号K(n-1)过驱动隔离放大以后得到Sn。

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