CN101689953A - 确定发送器和接收器之间的载波频率偏移的方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种确定发送器和接收器之间第一频带的第一载波频率偏移以及所述发送器和所述接收器之间第二频带的第二载波频率偏移的方法。所述方法包括确定第一载波频率偏移估计；确定第二载波频率偏移估计；基于所确定的第一载波频率偏移估计确定所述第一频带的、所述发送器和所述接收器之间的第一采样间隔偏移估计；基于所确定的第二载波频率偏移估计确定所述第二频带的、所述发送器和所述接收器之间的第二采样间隔偏移估计。所述方法还包括：基于对所确定的第一采样间隔偏移估计和第二采样间隔偏移估计的平均值计算确定平均采样间隔偏移；和基于所确定的平均采样间隔偏移确定所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移。

Description

确定发送器和接收器之间的载波频率偏移的方法

本申请要求美国临时申请60/883,645(2007年1月5日递交)的优先权，其所有内容通过引用并入本文。

技术领域

本发明的实施方式涉及无线通信领域。例如，本发明的实施方式涉及确定发送器和接收器之间第一频带的第一载波频率偏移和发送器和接收器之间第二频带的第二载波频率偏移的方法，补偿发送器和接收器之间第一频带的第一载波频率偏移和发送器和接收器之间第二频带的第二载波频率偏移的方法，以及补偿发送器和接收器之间的采样间隔偏移、发送器和接收器之间第一频带的第一频率偏移、和发送器和接收器之间第二频带的第二载波频率偏移的方法，以及相应的通信装置。

背景技术

在无线通信中，通常会遇到发送器和接收器之间的载波频率偏移(或者是频率差)的问题。在高速无线通信的情况下，经常使用较高的带宽和较高的载波频率，发送器和接收器间的载波频率偏移对系统性能的影响尤为严重。

这里，“载波频率偏移”指的是接收器接收的信号的载波和接收器生成的用于对接收的信号进行解调的解调信号(来自其本身的时钟晶体振荡器)之间的频率差。

已经有很多已知方法用于解决发送器和接收器间的载波频率偏移的问题。

第一常规方法[1]首先使用发送的导频符合来估计载波频率偏移，然后基于估计的载波频率偏移计算出载波频率偏移的补偿。

更详细地说，对每个OFDM符号，使用嵌入在每个OFDM符号里的4个导频音来估计相位斜坡的角度。然后，通过将OFDM符号乘以相位斜坡的倒数来补偿采样间隔偏移的影响。

第二常规方法[2]是使用最优满足法来估计相角相对于符号时间的变化的斜率。更详细地说，所用的最优满足法是加权最小二乘最佳拟合直线。

第三常规方法[3]是综合估计载波频率偏移和采样间隔偏移。该方法涉及使用特别设计的前导码来估计载波频率偏移，然后首先在时域补偿所述前导码。接着，将补偿后的前导码转换到频域用于估计采样间隔偏移。

然而，所有上述的常规方法都有缺点。例如，使用第一常规方法时，当发送的数据包较大时，该方法会受相位缠绕效应的影响。

在本文中，提供了用于克服发送器和接收器间载波频率偏移问题的新方法。

发明内容

在本发明的一个实施方式中，提供了一种确定发送器和接收器之间第一频带的第一载波频率偏移以及所述发送器和所述接收器之间第二频带的第二载波频率偏移的方法。所述方法包括确定第一载波频率偏移估计；确定第二载波频率偏移估计；基于所确定的第一载波频率偏移估计确定所述第一频带的、所述发送器和所述接收器之间的第一采样间隔偏移估计；基于所确定的第二载波频率偏移估计确定所述第二频带的、所述发送器和所述接收器之间的第二采样间隔偏移估计。所述方法还包括：基于对所确定的第一采样间隔偏移估计和第二采样间隔偏移估计的平均值计算确定平均采样间隔偏移；和基于所确定的平均采样间隔偏移确定所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移。

附图说明

在附图中，对于不同的视图，相同的参考符号指的是相同的部件。附图不必依比例确定，而是旨在说明本发明的原理。在下面的描述中，参考以下附图对本发明的各种实施方式进行了描述，其中：

图1显示了根据本发明的一个实施方式的通信装置；

图2显示了根据本发明的一个实施方式、图1所示的通信系统如何使用频率范围的；

图3显示了根据本发明的一个实施方式、图1所示通信装置使用的前导码结构；

图4显示了说明本发明的一个实施方式的实现的方块图，其中采样间隔补偿是在频域进行的；

图5显示了说明本发明的一个实施方式的实施的方块图，其中采样间隔补偿是在时域进行的；

图6显示了在CM4、53.3Mbps的数据率下估计和补偿载波频率偏移的现有方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较；

图7显示了在第一常规方法中，当OFDM符号的数量大时被测相位的缠绕效应会如何导致梯度估计的显著误差；

图8显示了在CM4、106.7Mbps的数据率模式下估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较；

图9显示了根据本发明的一个实施方式，所观察到的不同数据率模式的采样间隔偏移估计的均方误差(MSE)；

图10显示了在CM2、200Mbps的数据率模式下估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较；

图11显示了在CM1、480Mbps的数据率模式下估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较；

图12显示了在CM4、53.3Mbps的数据率模式下(具有阴影效应)估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明一个实施方式之间的误包率(PER)性能比较；

图13显示了在CM4、106.7Mbps的数据率模式下(具有阴影效应)估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明一个实施方式之间的误包率(PER)性能比较；

图14显示了在CM2、200Mbps的数据率模式下(具有阴影效应)估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明一个实施方式之间的误包率(PER)性能比较；以及

图15显示了在CM1、480Mbps的数据率模式下(具有阴影效应)估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明一个实施方式之间的误包率(PER)性能比较。

具体实施方式

通常，在发送器和接收器中不可能使用相同的时钟晶体振荡器，这就是为什么在发送器和接收器之间存在载波频率偏移的根本原因。

另外，发送器和接收器中的时钟晶体振荡器之间的频率偏移可基于所包含的处理而调整。例如，如果从时钟晶体振荡器生成的信号的频率高于时钟晶体振荡器的振荡频率，则在发送器中和接收器中生成的信号之间的频率偏移会高于发送器中和接收器中的时钟晶体振荡器之间的频率偏移。

而且，在使用采样的情况下，可观察到发送器和接收器中的时钟晶体振荡器之间的频率偏移也会反映到发送器和接收器之间的采样频率偏移中。

示例性地，根据本发明一个实施方式，通过适当组合所有上述观察得到的知识，开发了一种确定发送器和接收器间载波频率偏移的方法。

在一个实施方式中，在时域估计载波频率偏移。然后，根据估计的采样间隔偏移对估计的载波频率偏移进行调整(或者平移)。然后，在全频带中对估计的采样间隔偏移进行平均，这是因为每个频带的采样间隔偏移基本上都是由发送器中和接收器中的时钟晶体振荡器之间的频率差引起的。这样，可以得到对采样间隔偏移更为精确的估计。

在这里，“采样间隔偏移”指的是发送器的采样过程中使用的采样时间间隔(用于生成由将发送的信号所携带的数字数据)和发送的信号的接收器的采样过程中使用的采样时间间隔(用于从发送的信号中恢复数字数据)之差。在上下文中，采样间隔偏移可以看作与采样频率偏移相对应。

接着，通过相应地对估计的采样间隔偏移进行调整，来获得各个频带的载波频率偏移。然后，将各频带的各载波频率偏移用于每个频带的载波频率偏移补偿处理。应该注意，载波频率偏移补偿处理通常在频域进行。

接着，基于估计的采样间隔偏移进行采样间隔偏移补偿处理。应该注意的是，采样间隔偏移补偿处理可在频域(例如，使用频域相位补偿器)或时域(使用低复杂度的最小均方误差(MMSE)内插器)进行。

根据本发明的一个实施方式，提供了确定发送器和接收器间第一频带上的第一载波频率偏移和发送器和接收器间第二频带的第二频率偏移的方法。所提供的方法包括：确定第一载波频率偏移的估计；确定第二载波频率偏移的估计；基于确定的第一载波频率偏移的估计确定第一频带的、发送器和接收器间的第一采样间隔偏移的估计；和基于确定的第二载波频率偏移的估计确定第二频带的、发送器和接收器间的第二采样间隔偏移的估计。所提供的方法还包括：基于对所估计的第一采样间隔偏移和第二采样间隔偏移的平均值的计算来确定平均采样间隔偏移，以及基于所确定的平均采样间隔偏移来确定第一载波频率偏移和第二载波频率偏移。

本发明的实施方式由所附的权利要求形成。

在一个实施方式中，提供的方法包括：为多个频带中的每个频带确定发送器和接收器间的载波频率偏移的估计；基于确定的每个频带的载波频率偏移估计，来确定多个频带中每个频带的、发送器和接收器间的采样间隔偏移的估计。所提供的方法还包括：基于对确定的多个频带中的每个频带的采样间隔偏移的估计的求平均值来确定平均采样间隔偏移，和基于确定的平均采样间隔偏移来确定多个频带中的每个频带的载波频率偏移。

这里，“多个”指的是“三个或三个以上”。例如，多个频带指的是三个或更多的频带。

在该实施方式中，所提供的方法可被扩展来确定多个频带的载波频率偏移。在这种情况下，首先确定多个频带中的每个频带的发送器和接收器间的载波频率偏移的估计。这意味着，如果在多个频带为N个频带，则总共应该有N个载波频率偏移估计(每个频带一个载波频率偏移估计)。

然后，通过对N个载波频率偏移进行平均，确定平均采样间隔偏移。最后，基于平均采样间隔偏移来确定每个频带的载波频率偏移。

在一个实施方式中，通过将确定的平均采样间隔偏移与采样间隔的倒数和第一系数相乘来确定第一载波频率偏移，通过将确定的平均采样间隔偏移与采样间隔的倒数和第二系数相乘来确定第二载波频率偏移。

在另一实施方式中，第一采样间隔偏移的估计是通过将确定的第一载波频率偏移与第一系数的倒数和采样间隔相乘来确定的，第二采样间隔偏移的估计是通过将确定的第二载波频率偏移的估计与第二系数的倒数和采样间隔相乘来确定的。

在一个实施方式中，第一系数和第二系数之比与第一频带的载波频率和第二频带的载波频率之比基本相同。

在另一实施方式中，第一系数和第二系数分别选自从0至255的范围内的数。

在一个实施方式中，平均采样间隔偏移被计算为所确定的每个频带的采样间隔偏移的估计的算数平均。

根据本发明的一个实施方式，提供了用于补偿发送器和接收器间第一频带的第一载波频率偏移和发送器和接收器间第二频带的第二载波频率偏移的方法。所提供的方法包括：确定第一载波频率偏移的估计；确定第二载波频率偏移的估计；基于确定的第一载波频率偏移的估计确定第一频带的第一采样间隔偏移的估计；和基于确定的第二载波频率偏移的估计确定第二频带的第二采样间隔偏移的估计。所提供的方法还包括：基于对所确定的第一采样间隔偏移和第二采样间隔偏移的估计的平均值的计算，来确定平均采样间隔偏移；基于所确定的平均采样间隔偏移来确定第一载波频率偏移和第二载波频率偏移；以及基于所确定的第一载波频率偏移和第二载波频率偏移来补偿第一载波频率偏移和第二载波频率偏移。

在一个实施方式中，补偿第一载波频率偏移和第二载波频率偏移包括：基于所确定的第一载波频率偏移确定第一相位旋转；基于所确定的第二载波频率偏移来确定第二相位旋转；补偿所确定的第一相位旋转；和补偿所确定的第二相位旋转。在另一实施方式中，补偿第一载波频率偏移和第二载波频率偏移还包括：迭代地确定第三系数；基于所确定的第三系数确定残余的第一载波频率偏移；基于所确定的第三系数确定残留的第二载波频率偏移；补偿所确定的残留的第一载波频率偏移和残留的第二载波频率偏移。

根据本发明的一个实施方式，提供了一种用于补偿发送器和接收器间的采样间隔偏移、发送器和接收器间第一频带的第一载波频率偏移、和发送器和接收器间第二频带的第二载波频率偏移的方法。所提供的方法包括：确定第一载波频率偏移的估计；确定第二载波频率偏移的估计；基于所确定的第一载波频率偏移的估计确定第一频带的第一采样间隔偏移的估计；和基于所确定的第二载波频率偏移的估计来确定第二频带的第二采样间隔偏移的估计。所提供的方法还包括：基于对所确定的第一采样间隔偏移和第二采样间隔偏移的估计的平均值的计算来确定平均采样间隔偏移；基于所确定的平均采样间隔偏移来确定第一载波频率偏移和第二载波频率偏移；基于所确定的第一载波频率偏移和第二载波频率偏移来补偿第一载波频率偏移和第二载波频率偏移；基于所确定的平均采样间隔偏移来补偿采样间隔偏移。

在一个实施方式中，补偿第一载波频率偏移和第二载波频率偏移包括：基于所确定的第一载波频率偏移来确定第一相位旋转；基于所确定的第二载波频率偏移来确定第二相位旋转；补偿所确定的第一相位旋转；和补偿所确定的第二相位旋转。在另一实施方式中，补偿第一载波频率偏移和第二载波频率偏移还包括：迭代地确定第三系数；基于所确定的第三系数来确定残留的第一载波频率偏移；基于所确定的第三系数来确定残留的第二载波频率偏移；补偿所确定的残留的第一载波频率偏移和残留的第二载波频率偏移。

在一个实施方式中，补偿采样间隔频率偏移是在被处理过的接收信号根据变换再次被进一步处理之后。在另一个实施方式中，该变换可选自快速傅立叶变换(FFT)、离散傅立叶变换(DFT)、或离散余弦变换(DCT)。

在一个实施方式中，补偿采样间隔偏移是使用频域补偿器来实现的。在另一实施方式中，补偿采样间隔偏移包括：基于所确定的平均采样间隔偏移来确定第三相位旋转；补偿所确定的第三相位旋转。在另一实施方式中，补偿采样间隔偏移还包括：确定残留的采样间隔偏移；补偿所确定的残留的第一载波频率偏移、第二载波频率偏移和残留的采样间隔偏移。

在另一实施方式中，补偿所确定的残留的第一载波频率偏移、第二载波频率偏移和残留的采样间隔偏移包括：基于残留的第一载波频率偏移、所确定的残留的第二载波频率偏移和残留的采样间隔偏移来确定第四相位旋转；补偿所确定的第四相位旋转。

在一个实施方式中，基于残留的第一载波频率偏移、所确定的残留的第二载波频率偏移和残留的采样间隔偏移确定第四相位旋转是使用导频符号、前导码符号或同步符号来进行的。

在一个实施方式中，补偿采样间隔偏移是在被处理过的接收信号根据变换被进一步处理之前进行的。在另一实施方式中，补偿采样间隔偏移是使用时域补偿器来进行的。在另一实施方式中，时域补偿器是有限脉冲响应(FIR)滤波器。

在一个实施方式中，FIR滤波器的系数是基于以下算法之一来确定的：最小均方误差(MMSE)算法，线性内插算法，基于多项式的内插算法，拉格朗日算法，分段多项式内插算法，样条内插算法，三角内插算法和离散傅立叶变换(DFT)内插算法。

根据本发明的一个实施方式，提供了一种通信装置。该通信装置包括：第一确定单元，用于确定发送器和接收器间第一频带的第一载波频率偏移的估计；第二确定单元，用于确定发送器和接收器间第二频带的第二载波频率偏移的估计；第三确定单元，用于基于所确定的第一载波频率偏移的估计来确定第一频带的、发送器和接收器间的第一采样间隔偏移的估计；和第四确定单元，用于基于所确定的第二载波频率偏移的估计来确定第二频带的、发送器和接收器间的第二采样间隔偏移的估计。该通信装置还可包括第五确定单元，用于基于对所确定的第一采样间隔偏移和第二采样间隔偏移的平均值的计算来确定平均采样间隔偏移；和第六确定单元，用于基于所确定的平均采样间隔偏移来确定第一载波频率偏移和第二载波频率偏移。

根据本发明的一个实施方式，提供了一种通信装置。该通信装置包括：第一确定单元，用于确定发送器和接收器间第一频带的第一载波频率偏移的估计；第二确定单元，用于确定发送器和接收器间第二频带的第二载波频率偏移的估计；第三确定单元，用于基于所确定的第一载波频率偏移的估计来确定第一频带的、发送器和接收器间的第一采样间隔偏移的估计；和第四确定单元，用于基于所确定的第二载波频率偏移的估计来确定第二频带的、发送器和接收器间的第二采样间隔偏移的估计。该通信装置还可包括第五确定单元，用于基于对所确定的第一采样间隔偏移和第二采样间隔偏移的估计的平均值的计算来确定平均采样间隔偏移；第六确定单元，用于基于所确定的平均采样间隔偏移来确定第一载波频率偏移和第二载波频率偏移；和补偿单元，用于基于所确定的第一载波频率偏移和第二载波频率偏移来补偿第一载波频率偏移和第二载波频率偏移。

根据本发明的一个实施方式，提供了一种通信装置。该通信装置包括：第一确定单元，用于确定发送器和接收器间第一频带的第一载波频率偏移的估计；第二确定单元，用于确定发送器和接收器间第二频带的第二载波频率偏移的估计；第三确定单元，用于基于所确定的第一载波频率偏移的估计来确定第一频带的、发送器和接收器间的第一采样间隔偏移的估计；和第四确定单元，用于基于所确定的第二载波频率偏移的估计来确定第二频带的、发送器和接收器间的第二采样间隔偏移的估计。该通信装置还可包括第五确定单元，用于基于对所确定的第一采样间隔偏移和第二采样间隔偏移的估计的平均值的计算来确定平均采样间隔偏移；第六确定单元，用于基于所确定的平均采样间隔偏移来确定第一载波频率偏移和第二载波频率偏移；第一补偿单元，用于基于所确定的第一载波频率偏移和第二载波频率偏移来补偿第一载波频率偏移和第二载波频率偏移；和第二补偿单元，用于基于所确定的平均采样间隔偏移来补偿采样间隔偏移。

在一个实施方式中，该通信装置可以是，但不局限于，无线通信装置，高速无线通信装置，正交频分复用(OFDM)通信装置，多个频带(MB)OFDM通信装置，超宽带(UWB)通信装置，WiMedia通信装置或者蓝牙通信装置。

本文所描述的用于确定发送器和接收器间第一频带的第一载波频率偏移和发送器和接收器间第二频带的第二载波频率偏移的方法的实施方式对用于补偿发送器和接收器间第一频带的第一载波频率偏移和发送器和接收器间第二频带的第二载波频率偏移的方法、用于补偿发送器和接收器间的采样间隔偏移以及发送器和接收器间第一频带的第一载波频率偏移和发送器和接收器间第二频带的第二载波频率偏移的方法、以及各通信装置都是类似地有效的，反之亦然。

图1显示了根据本发明一个实施方式的通信装置100。

该通信装置100包括发送器101和接收器103。发送器101包括发送数据源105，基带处理块(TX)107和射频(RF)处理块(TX)109。接收器101包括RF处理块(RX)113，基带处理块(RX)115和接收数据块117。

在发送器101侧，发送数据源105生成的数据首先经基带处理块(TX)107处理。基带处理块(TX)107可以包括，但不局限于，例如，信道编码器，交织器，数据扰频器，码扩频器和调制器。在通过信道111发送之前，处理的数据由RB处理块(TX)109处理。RF处理块(TX)109可以包括，但不局限于，例如，混频器，上变频器，滤波器，放大器和天线系统。

发送的信号通过信道111到达接收器103侧作为接收信号。在信道111中，发送的信号可能会受到劣化，例如，附加的白高斯噪声(AWGN)，衰落，阴影，反射以及折射。

在接收器103侧，接收的信号首先经RF处理块(RX)113处理，然后是基带处理块(RX)115，以便获取为接收数据块117发送的数据。RF处理块(RX)113可以包括，但不局限于，例如，天线系统，混频器，下变频器，滤波器和均衡器。基带处理块(RX)115可以包括，但不局限于，例如，解调器，码解扩器，数据解扰器，解交织器和信道译码器。

应该注意，可见，发送器上的每个块都在接收器上具有相对应的块。例如，发送器101上的RF处理块(TX)109与接收器103上的RF处理块(RX)113相对应。

另外，通信装置100可以表示，例如，超宽带(UWB)通信装置(其基于多频带(MB)OFDM通信技术工作)。在下面的描述中，示例性地使用超宽带(UWB)通信装置为例来讨论本发明的实施方式。

图2显示了根据本发明的一个实施方式，图1所示的通信装置100所使用的频带的说明。

图2显示了3个频带，第一频带201从3168MHz到3696MHz，第二频带203从3696MHz到4224MHz，第三频带205从4224MHz到4752MHz。

如上所述，超宽带(UWB)通信装置是基于多频带(MB)OFDM技术，在图2中，超宽带(UWB)通信装置可为3-频带OFDM通信装置。

图2还显示了发送周期207为937.5纳秒(ns)，由3个OFDM符号发送周期209(每个312.5ns)组成。每个OFDM符号发送周期207包括循环前缀211(60.6ns)和保护间隔213(9.5ns)。

发送周期207中的3个符号发送周期209的安排是根据在超宽带(UWB)系统中使用的前导码结构来确定的。使用的前导码结构的例子如图3所示。

图3显示了根据本发明的一个实施方式，图1所示的通信装置100所使用的前导码结构的示例。

一般的，前导码结构300被设计用于例如辅助接收器侧算法执行具体功能，例如，同步、载波频率偏移估计和信道估计。对基于OFDM的系统，前导码结构通常由两部分组成，时域部分和频域部分。时域部分包括包同步序列301和帧同步序列303，而频域部分包括信道估计序列305。

包同步序列301可用于，例如，包检测和获取、载波频率粗估计和符号定时粗估计。帧同步序列303例如可用于帧同步和用于在前导码发送周期内同步相关的接收器算法。信道估计序列305可用于，例如，信道估计。

可以看到，包同步序列301，帧同步序列303和信道估计序列305分别由21个OFDM符号，3个OFDM符号和6个OFDM符号构成的。而且，可以看到，前导码结构300需要9.375微秒(μs)的发送周期，这是图2所示的发送周期207的10倍。

应该注意，图3所示的前导码结构是用于时间频率编码(TFC)2，其用于确定图2所示的“跳频”序列(其中，第一OFDM符号在第三频带205发送，第二OFDM符号是在第二频带203发送，第三OFDM符号是在第一频带201发送)。

图4显示了说明本发明的一个实施方式的实现的方块图400，其中采样间隔补偿是在频域实现的。

从发送器401发送的信号通过无线信道403到达接收器405(作为接收信号)。为了说明通过无线信道403时所受到的信号劣化，接收的信号可被认为是包括附加的白高斯噪声(AWGN)407。

接收器405包括本地振荡器单元409，低通滤波器(LPF)和模数(A/D)转换器单元411，载波频率偏移(CFO)处理块413，采样间隔偏移(SIO)处理块415，快速傅立叶变换(FFT)单元417，均衡器419，相位补偿块421和基带处理块423。

此外，载波频率偏移(CFO)处理块413包括载波频率偏移(CFO)估计器单元425和载波频率偏移(CFO)相位补偿器单元427。类似于载波频率偏移(CFO)处理块413，采样间隔偏移(SIO)处理块415包括采样间隔偏移(SIO)估计器单元429和采样间隔偏移(SIO)相位补偿器单元431。

另外，相位补偿块421包括加法和相位提取器单元433，残留相位平均单元435和数据相位补偿器单元437。基带处理块423包括功能单元，例如，交织器和维特比译码器。

从接收信号如何在接收器405中被处理的角度来看，首先，本地振荡器单元409生成并提供载波时钟信号(频率为f_c)以执行对接收信号的下变频。在由低通滤波器和模数转换单元411处理后，部分前导码例如被用于同步和自动增益控制(AGC)。

现在转到载波频率偏移(CFO)估计器单元425，对于超宽带(UWB)系统，通常使用6个OFDM符号(每个频带2个OFDM符号)进行载波频率偏移估计。根据本发明的一个实施方式，可使用常规方法估计载波频率偏移，例如，基于前导码中的包同步序列来估计自相关函数。

应该注意，为了使用基于前导码中的包同步序列来估计自相关函数的方法获得精确的载波频率偏移估计，在一个实施方式中，符号时钟首先被同步。本文中，在一个实施方式中，在载波频率偏移估计之前进行符号时钟恢复。

示例性地，基于前导码中的包同步序列估计自相关函数的方法可如下进行。

令每个频带的载波频率偏移估计中使用的OFDM符号的数量为N_FOE。那么，在频带m(m＝1，2，3)中的载波频率偏移估计为：

$\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{cm}}=\frac{1}{2\mathrm{\πT}}\·\frac{1}{495}\arg \left\{\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{FOE}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i,n}^{*}{r}_{i+1,n}\right\},m=\mathrm{1,2,3}---\left(1\right)$

其中，r_i，n表示在频带m中接收的第i个OFDM符号中的第n个接收的采样，T为采样间隔。注意，自相关函数指的是式(1)中的项

本文中，应该指出的是，从式(1)中的值127可知，仅考虑了长度为128的时域同步序列(而未考虑附加的“零采样”和保护间隔)。

另外，还需要指出的是，式(1)中的值495指的是采样数量，其将时间频率编码(TFC)1的相同频带中的当前时钟同步序列和前一个时钟同步序列分开。

另外，式(1)中还需要指出的是，应该对每个频带获得载波频率偏移的估计。

下一步处理在采样间隔偏移(SIO)估计器单元429中执行。相应于每个频带的采样间隔偏移估计对估计的载波频率偏移(从载波频率偏移(CFO)估计器单元425获得)进行调整(或平移)。然后获得每个频带的估计采样间隔偏移的平均。这么做是鉴于每个频带的估计采样间隔偏移都是由发送器401中的和接收器405中的时钟晶体振荡器之间的相同的频率偏移引起的。

接着，将平均的采样间隔偏移反馈到载波频率偏移(CFO)估计器单元425。然后通过相应地对平均采样间隔偏移进行调整来获得每个频带的各自的载波频率偏移。

然后，对用于信道估计的前导码部分和数据，使用每个频带的载波频率偏移来进行每个频带的载波频率偏移补偿。该处理步骤在载波频率偏移(CFO)相位补偿器单元427中进行。

平均采样间隔偏移(从采样间隔偏移(SIO)估计器单元429获得)还被采样间隔偏移(SIO)相位补偿器单元431使用，以执行对用于信道估计的前导码部分和数据的采样间隔偏移补偿(在频域内)。

注意，需要指出的是，补偿采样间隔偏移的常规方法需要在频域估计采样间隔偏移。通常，需要附加的处理单元或者电路来实现；其中一些可能具有复杂的电路。

然而，如上所述，不同于常规方法，在本发明的实施方式中，频域中的采样间隔偏移估计是通过对估计的载波频率偏移进行调整然后对调整的结果进行平均来获得的。在本文中，无需附加的复杂处理单元或电路。这样，可降低接收器405的复杂程度。

现在转到相位补偿块421，在采样间隔偏移补偿(在采样间隔偏移(SIO)相位补偿器单元431中进行)后，使用基于在每个OFDM符号内的预定子载波中发送的导频信号，可以估计和补偿残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移。

用于估计和补偿残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移的例子如下。

残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移引起接收的信号采样的相位旋转。该相位旋转随时间而增加。为了能够在接收器405中使用相干检测算法(其通常可提供较好的性能)，对该相位旋转进行跟踪和补偿。由于导频信号是在每个OFDM符号中的预定的子载波中发送的，因此这些导频信号可用于跟踪和补偿所述的相位旋转。

如果对于第i个OFDM符号在导频子载波k上的发送信号，接收信号和估计的信道响应分别是x_k，i、y_k，i和

那么，第i个OFDM符号的相位旋转的估计

为

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_i=\arg \{{\hat{h}}_k^{*}*y_{k,i}/x_{k,i}\},k=\±5,\±15,\±25,\±35,\±45,\±55---\left(2\right)$

估计的相位旋转可用于补偿当前OFDM符号的相位旋转。

现在转到残留相位平均单元435，类似于对估计的采样间隔偏移的平均(在采样间隔偏移(SIO)估计器单元429中执行)，估计的残留载波频率偏移和估计的残留采样间隔偏移也可以平均。这是因为基于上述讨论可知，残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移是在频带间互相关的。

最后，在数据相位补偿单元437中补偿了残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移以及在基带处理块423中进一步处理后，得到接收的数据。

一般的，超宽带(UWB)系统中每个子载波上的载波频率偏移和采样间隔偏移的影响可用数学公式表示如下。

首先，时域基带接收信号可写为：

$r\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\underset{k=-\frac{N}{2}}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{i,k}{H}_k{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k}{\mathrm{NT}}(t-\mathrm{iMT})}+\mathrm{\η}\left(t\right)---\left(3\right)$

其中，a_i，k是在第i个OFDM符号的第k个子载波上发送的符号，H_k是第k个子载波的频域信道响应，T是发送器的采样间隔，N是快速傅立叶逆变换(IFFT)采样的数量，M·T是包括零前缀持续时间在内的OFDM符号的总持续时间，η(t)是附加白高斯噪声(AWGN)。

令T′为接收器405的采样间隔以使T′＝T+ΔT。应该指出的是，采样间隔偏移ΔT可以是正数或者负数，这取决于接收器405的采样时钟信号的频率与发送器401的采用时钟信号的频率相比是更高还是更低。

考虑采样间隔偏移和载波频率偏移Δf_c，第i个接收到的符号的快速傅立叶变换(FFT)窗中的N个采样可写为：

$r_{i,n}=r\left((\mathrm{iM}+n)T^{\′}\right)e^{j2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δ}{f}_c(\mathrm{iM}+n)T^{\′}}+{\mathrm{\η}}_{i,n}$

其中，n＝0，1，...，N-1。

从式(4)可知，项A对应于因采样间隔偏移引起的相位失真，项B对应于因载波频率偏移引起的相位失真，项C对应于因载波频率偏移和采样间隔偏移的综合影响引起的相位失真。

在典型的OFDM系统中，前导码被用于估计载波频率偏移Δf_c。同样，一种用于多频带(MB)OFDM系统(包括超宽带(UWB)系统)的方法也是使用前导码来估计每个频带的载波频率偏移Δf_c。已经结合式(1)讨论了这种方法的一个例子。

使用这样的方法，令获得的每个频带的载波频率偏移Δf_c的估计分别为

和

由于每个频带的载波频率不同，因此每个频带的载波频率偏移也不同。然而，如上所述，可观察到采样间隔偏移，ΔT，几乎对所有频带是一个常数，这是因为采样间隔偏移ΔT，是由发送器401中的和接收器405中的时钟晶体振荡器之间的频率偏移引起的。量

可记作δ，通常被测量为以百万分率(ppm)为单位。例如，在提出的超宽带(UWB)系统中，量δ通常被指定为δ≤40ppm。

载波频率偏移和采样间隔偏移之间的关系如下：

$\mathrm{\Δ}{f}_{c1}=\frac{-\mathrm{\δ}}{1+\mathrm{\δ}}{f}_{c1},\mathrm{\Δ}{f}_{c2}=\frac{-\mathrm{\δ}}{1+\mathrm{\δ}}{f}_{c2},\mathrm{\Δ}{f}_{c3}=\frac{-\mathrm{\δ}}{1+\mathrm{\δ}}{f}_{c3}---\left(5\right)$

或者，等价地，

$\mathrm{\Δ}{f}_{c1}=\frac{-\mathrm{\ΔT}}{T+\mathrm{\ΔT}}{f}_{c1},\mathrm{\Δ}{f}_{c2}=\frac{-\mathrm{\ΔT}}{T+\mathrm{\ΔT}}{f}_{c2},\mathrm{\Δ}{f}_{c3}=\frac{-\mathrm{\ΔT}}{T+\mathrm{\ΔT}}{f}_{c3}---\left(6\right)$

其中，Δf_c1，Δf_c2，Δf_c3分别是第一频带(1)，第二频带(2)和第三频带(3)的载波频率偏移，f_c1，f_c2，f_c3分别是第一频带(1)，第二频带(2)和第三频带(3)的载波频率。

使用上文结合式(1)所讨论的常规方法，使用式(5)或(6)可获得每个频带的、估计的载波频率偏移

和

由于用于所有频带的ΔT几乎是常量，因此载波频率偏移Δf_c和采样间隔偏移ΔT可如下获得。第一频带的采样间隔偏移估计

和第二频带的采样间隔偏移估计

及第三频带的采样间隔偏移估计

可如下获得：

$\mathrm{\Δ}{\tilde{T}}_1=\frac{-\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_{c1}}{f_{c1}+\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_{c1}}T,\mathrm{\Δ}{\tilde{T}}_2=\frac{-\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_{c2}}{f_{c2}+\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_{c2}}T,\mathrm{\Δ}{\tilde{T}}_3=\frac{-\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_{c3}}{f_{c3}+\mathrm{\Δ}{\tilde{f}}_{c3}}T---\left(7\right)$

需要指出的是，从实现的角度来说，式(7)可能不容易实现。另外，由于 $\mathrm{\&Delta;}{\tilde{f}}_c<<f_c$ 并且 $\mathrm{\&Delta;}\hat{T}<<T,$ 因此式(7)可简化如下

$\mathrm{\&Delta;}{\tilde{T}}_1\&ap;\frac{-\mathrm{\&Delta;}{\tilde{f}}_{c1}}{f_{c_1}}T,\mathrm{\&Delta;}{\tilde{T}}_2\&ap;\frac{-\mathrm{\&Delta;}{\tilde{f}}_{c2}}{f_{c_2}}T,\mathrm{\&Delta;}{\tilde{T}}_3\&ap;\frac{-\mathrm{\&Delta;}{\tilde{f}}_{c3}}{f_{c_3}}T---\left(8\right)$

注意，后面将给出的仿真结果可表明，这样简化的结果导致的性能损失实际上可以忽略不计。

而且，已知为了降低硬件实现的复杂度，需要尽可能避免较大值或非整数值的乘法或除法。这样，系数α₁…α₃可用于替换

这样的简化导致简单的硬件设计，如下所示。

$\mathrm{\&Delta;}{\tilde{T}}_1\&ap;\frac{-\mathrm{\&Delta;}{\tilde{f}}_{c1}}{{\mathrm{\&alpha;}}_1}T,\mathrm{\&Delta;}{\tilde{T}}_2\&ap;\frac{-\mathrm{\&Delta;}{\tilde{f}}_{c2}}{{\mathrm{\&alpha;}}_2}T,\mathrm{\&Delta;}{\tilde{T}}_3\&ap;\frac{-\mathrm{\&Delta;}{\tilde{f}}_{c3}}{{\mathrm{\&alpha;}}_3}T---\left(9\right)$

一般地，系数α₁…α₃可选择为和

近似为同样的数量级。更详细地说，第一系数α₁、第二系数α₂和第三系数α₃之间的比(α₁∶α₂∶α₃)可选择为和第一频带的载波频率f_c1、第二频带的载波频率f_c2和第三频带的载波频率f_c3之间的比(f_c1∶f_c2∶f_c3)近似相同。

在一个实施方式中，第一系数α₁、第二系数α₂和第三系数α₃之间的比(α₁∶α₂∶α₃)可选为13∶15∶17。注意，这些数字是基于图2所示频带中所使用的各载波频率选择的。

注意，需要指出的是，式(9)不是直接使用的。然而，用于从式(8)获取式(9)的简化可用于对每个频带的采样间隔偏移进行平均，如下所示。

通过对所有三个频带的采样间隔偏移估计，即

和

求平均，可得到平均采样间隔偏移

其中，N_B是频带的数量。

使用应用于式(9)的相同简化，式(10)可简化为

接着，每个频带的载波频率偏移可如下获得

$\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_{c1}=\frac{\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{T+\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{f}_{c1},\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_{c2}=\frac{\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{T+\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{f}_{c2},\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_{c3}=\frac{\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{T+\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{f}_{c3}---\left(12\right)$

需要指出的是，由于

是在全频带平均的结果，因此可获得对采样间隔偏移的更为精确的估计。类似的，由于更精确的采样间隔偏移估计，每个频带的各载波频率偏移

和

也能更精确的估计。

同样，使用式(9)同样的简化，式(12)可化为：

$\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_{c1}=\frac{\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{T}\&times;{\mathrm{\&alpha;}}_1,\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_{c2}=\frac{\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{T}\&times;{\mathrm{\&alpha;}}_2,\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_{c3}=\frac{\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{T}\&times;{\mathrm{\&alpha;}}_3---\left(13\right)$

注意，需要指出的是，上述步骤中还可应用另一种简化，该简化使用归一化采样间隔偏移

其中i＝1，...，3。

在时域补偿了载波频率偏移之后，在时域的接收信号可写为

其中，项D对应于由于残留载波频率偏移f_r导致的相位失真，其中 $f_r=\mathrm{\&Delta;}{f}_c-\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_c,$ 项E对应于由于残留载波频率偏移和采样间隔频率偏移综合影响导致的相位失真。如在结合式(4)所提到的那样，项A相应于由于采样间隔偏移导致的相位失真。

有两种方法来实现采样间隔偏移补偿器，频域补偿器或者时域补偿器。由于方块图400也说明了采样间隔偏移的频域补偿器的实施，因此在此讨论频域补偿器。时域补偿器将在下文结合图5进行讨论。

如果使用采样间隔偏移的频域相位补偿，那么，将接收的时域采样r′_i，n通过FFT单元417。在FFT单元417之后，第i个OFDM符号的第k个子载波上的接收信号可描述为

$R_{i,k}=\underset{n=-\frac{N}{2}}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r^{\&prime;}}_{i,n}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{nk}}{N}}$

$=\underset{n=-\frac{N}{2}}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=-\frac{N}{2}}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{i,m}{H}_m\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{mn}}{N}}\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{m}{N}\frac{\mathrm{\&Delta;T}}{T}(\mathrm{iM}+n)}\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;}{f}_r(T+\mathrm{\&Delta;T})\&CenterDot;(\mathrm{iM}+n)}\&CenterDot;e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{nk}}{N}}+{\mathrm{\&eta;}}_{i,k}^{\&prime;}---\left(15\right)$

$=A_{i,k}\&CenterDot;I_{k,k}+\underset{\underset{m\&NotEqual;k}{m=-\frac{N}{2}}}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{A}_{i,m}\&CenterDot;I_{m,k}+{\mathrm{\&eta;}}_{i,k}^{\&prime;}$

其中：

$I_{m,k}=\underset{n=-\frac{N}{2}}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{mn}}{N}}{e}^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{m}{N}\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&Delta;T}}{T}n}{e}^{j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;f_r(T+\mathrm{\&Delta;T})\&CenterDot;n}$

$=\frac{\sin \left(\mathrm{\&pi;}(m\frac{T+\mathrm{\&Delta;T}}{T}-k+f_{r}N(T+\mathrm{\&Delta;T}))\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}(m\frac{T+\mathrm{\&Delta;T}}{T}-k+f_{r}N(T+\mathrm{\&Delta;T}))\right)}{e}^{\mathrm{j\&pi;}\frac{N-1}{N}(m\frac{T+\mathrm{\&Delta;T}}{T}-k+f_{r}N(T+\mathrm{\&Delta;T}))}---\left(16\right)$

$A_{i,m}=a_{i,m}{H}_m{e}^{j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{im}[\frac{m}{N}\frac{\mathrm{\&Delta;T}}{T}+f_r(T+\mathrm{\&Delta;T})]}---\left(17\right)$

η′_i，k是频域中的附加白高斯噪声(AWGN)。如果a_i，m假定为独立同分布(i.i.d.)的随机变量，则式(15)的第二项

(表示载波间干扰(ICI))可简单地看作附加白高斯噪声(AWGN)。

另外，由于ΔT＜＜1且f_rNT′＝0  ，还可假定I_m，m＝1。

因此，残留载波频率偏移和采样间隔偏移的综合影响可考虑为相位旋转，这取决于子载波索引k和OFDM符号索引i。在存在采样间隔偏移和残留载波频率偏移的情况下在频域接收到的数据可逼近为

其中，V_i，k是附加白高斯噪声(AWGN)，项F相应于由于采样间隔偏移导致的相位失真，项G相应于由于残留频率偏移和采样间隔偏移的综合影响导致的相位失真。

在使用平均采样间隔偏移

补偿采样间隔偏移之后，频域接收信号可写为

其中，ΔT_r是残留采样间隔偏移由 $\mathrm{\&Delta;}{T}_r=\mathrm{\&Delta;T}-\mathrm{\&Delta;}\hat{T}$ 给出，项U相应于-由于残留采样间隔偏移导致的相位失真。

注意，项V和式(18)中的项G相同，因为采样间隔偏移补偿不影响该项。这意味着项V中的：ΔT没有被补偿，因为它已经是相位信息的一部分了。

在补偿了采样间隔偏移之后，每个OFDM符号的导频中的相位失真仅由于残留采样间隔偏移和残留载波频率偏移导致。因此，项U和V中的相位失真可使用基于每个OFDM符号中的导频符合的现有相位补偿算法来实现。上文已结合式(2)描述了这样的常规相位补偿算法的例子。

应该指出的是，获得的每个频带的载波频率偏移也是相关的。而且，在室内环境中，例如，当多普勒频移可忽略时，还有理由假定发送器401和接收器405间的载波频率偏移主要是由于发送器401和接收器405的时钟晶体振荡器之间的频率差导致的。因此，一个频带和另一个频带的残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移也是相关的。

需要指出的是，在常规方法中，残留相位失真被认为是随机的，且独立于不同的频带。这样，相位补偿也是对每个频带进行的。

在本发明的实施方式中，使用了全频带的载波频率偏移估计和采样间隔偏移估计的平均。这样，可使用新的方法估计和补偿由于残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移导致的相位失真，如下所示。

首先，每个频带的各残留载波频率偏移可由下式给出：

$f_{r1}=\mathrm{\&Delta;}{f}_{c1}-\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_{c1},f_{r2}=\mathrm{\&Delta;}{f}_{c2}-\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_{c2},f_{r3}=\mathrm{\&Delta;}{f}_{c3}-\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_{c3}---\left(20\right)$

其中，f_r1，f_r2，f_r3分别是第一频带(1)的残留频率偏移，第二频带(2)的残留频率偏移和第三频带(3)的残留频率偏移。式(20)可被重写为：

$f_{r1}=(\frac{\mathrm{\&Delta;T}}{T}-\frac{\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{T})f_{c1},f_{r2}=(\frac{\mathrm{\&Delta;T}}{T}-\frac{\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{T})f_{c2},f_{r3}=(\frac{\mathrm{\&Delta;T}}{T}-\frac{\mathrm{\&Delta;}\hat{T}}{T})f_{c3}---\left(21\right)$

从式(19)，项U中的相位

和项V中的相位

之比可写为

其中，Z是取决于子载波的索引的变量。典型的，Z在0至15％范围内变化。

由于

和

都是由残留载波频率偏移和采样间隔偏移引起的，因此

和

的绝对值都相对较小。这样，在后续的简化中，

可忽略。因此，第i个OFDM符号的残留相位θ可写为：

${\mathrm{\&theta;}}_i=i\&CenterDot;\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;f_{c_j}---\left(22\right)$

其中，γ＝(2πMΔT_r(1+δ))，j＝mod(i/3)+1，j代表频带的索引，j＝1，2，3。

是相应的频带的载波频率。

需要指出的是，γ是独立于频带索引和OFDM符号索引的值。这样，可从所有频带的先前的OFDM符号来计算γ的估计的加权平均，然后用于补偿残留相位θ。换句话说，为了获得更为精确的估计，γ可迭代地更新，因为接收到的OFDM符号的数量也增加了。

本文中，令

代表从

得到的第i个OFDM符号的γ的估计(例如，可使用前面结合式(2)讨论的常规方法来估计)。加权平均

可由下式给出

${\stackrel{\&OverBar;}{\widehat{\mathrm{\&gamma;}}}}_i=\frac{\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}\&CenterDot;{\widehat{\mathrm{\&gamma;}}}_{\mathrm{\&upsi;}}}{\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}}$

$=\left(\frac{i\&CenterDot;{\widehat{\mathrm{\&gamma;}}}_i+\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}\&CenterDot;{\widehat{\mathrm{\&gamma;}}}_{\mathrm{\&upsi;}}}{\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}}\right)\left(\frac{\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}}{\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}}\right)---\left(23\right)$

$=\left(\frac{\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}}{\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}}\right)\left(\frac{\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}\&CenterDot;{\widehat{\mathrm{\&gamma;}}}_{\mathrm{\&upsi;}}}{\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}}\right)+\left(\frac{1}{\underset{\mathrm{\&upsi;}=1}{\overset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&upsi;}}\right)i\&CenterDot;{\widehat{\mathrm{\&gamma;}}}_i$

$=\frac{1}{i+1}{\stackrel{\&OverBar;}{\widehat{\mathrm{\&gamma;}}}}_{i-1}+\frac{2}{i(i+1)}{\widehat{\mathrm{\&gamma;}}}_i$

其中，

j＝mod(i/3)+1。

注，可看出，式(22)表示式(23)中的迭代更新估计，其初值为

图5显示了说明本发明的一个实施方式的实现的方块图500，其中采样间隔补偿是在时域进行的。

可以看出，方块图500具有大量方块和单元和示于图4的方块图400相同。这样，用于这些方块和单元的标号的最右侧两个数字相同。例如，载波频率偏移(CFO)处理块在图4中标记为425，在图5中标记为525。

与方块图400相比，方块图500不包括相位补偿块(421)和样间隔偏移(SIO)相位补偿器单元(431)。替代地，方块图500具有最小均方误差(MMSE)内插器单元539。本文中，最小均方误差(MMSE)内插器单元539用于补偿平均采样间隔偏移。

另外，可以看出，与方块图400相比，方块图500中某些块和单元的安排是不同的。在方块图500中，估计和补偿载波频率偏移和平均采样间隔偏移的整个过程是在快速傅立叶变换(FFT)单元之前执行的。同样，采样间隔补偿被认为是在时域中进行的。

注，应该指出的是，一般可用任何时域补偿器替代最小均方误差(MMSE)内插器单元539。换句话说，最小均方误差(MMSE)内插器单元539在这里简单地用作时域补偿器的示例。

在一个实施方式中，时域补偿器可以是有限脉冲响应(FIR)滤波器。在另一实施方式中，FIR滤波器的系数是基于选自以下算法的一种算法来确定的，这些算法包括最小均方误差(MMSE)算法，线性内插算法，基于多项式的内插算法，拉格朗日算法，分段多项式内插算法，样条内插算法，三角内插算法和离散傅立叶变换(DFT)内插算法。

综上所述，最小均方误差(MMSE)内插器单元只是采用最小均方误差(MMSE)算法确定FIR滤波器系数的FIR滤波器。为了说明，下面对方块图500的讨论将使用最小均方误差(MMSE)内插器单元539来描述。

更详细地说，在最小均方误差(MMSE)内插器单元539中，接收到的时域采样r′_i，m通过数字有限脉冲响应(FIR)滤波器。然后，基于将理想滤波器的脉冲响应和(近似)内插信号之间的均方误差最小化的规则，计算数字内插。这意味着数字内插器只是设计来从不正确的采样数据中插入正确的采样值的可变NFIR抽头滤波器。

为了限制可变数字内插器的复杂度，数字内插器可设计来为固定分辨率的采样偏移进行内插，即，数字内插器仅工作在预定的分辨率下。例如，如果数字内插器的预定分辨率是采样周期T的1/8，则数字内插器仅能够在

n＝0，1，...，7处插入采样值。

可使用计数器来计算因采样间隔偏移引起的估计的累积时钟漂移，直到达到最小分辨率(即，T/8)。仅使用所述时钟偏移量的预定的滤波器系数激活数字内插器。接着，使用预定的滤波器系数进行数字内插，直到计数器通知数字内插器已经插入了足够的采样，此时切换到一组新的预定滤波器系数来补偿T/4的时钟漂移。根据

n＝0，1，...，7对下一预定分辨率进行重复该过程。

这样，对于分辨率为T/8、滤波系数为h_MMSEd ⁽ⁱ⁾的N_FIR抽头FIR滤波器，其中， $i=-\frac{(N_{\mathrm{FIR}}-1)}{2},...,0,...,\frac{(N_{\mathrm{FIR}}+1)}{2},$ d＝0，...，7，且d是数字内插器的不同系数的索引，采样间隔偏移补偿过程可描述如下：

对于估计的

将导致采样时钟漂移为T/8的采样数量可计算为

如上所述，可使用计数器来跟踪已接收的采样的数量。当计数器达到

个采样时，控制信号被送到FIR滤波器以加载滤波系数为h_MMSE ^d(i)的下一组滤波器，以对后续接收的采样执行数字内插其中， $i=-\frac{(N_{\mathrm{FIR}}-1)}{2},...,0,...,\frac{(N_{\mathrm{FIR}}+1)}{2}.$ 内插的采样然后被传送到基带处理块523用于后续处理。

应该指出的是，对本发明的实施方式进行了仿真。用于比较目的的3个系统都是类似的，仅对载波频率偏移估计(及补偿)使用了不同的方法。为了方便起见，所用的3个系统分别记为系统A，系统B，系统C。

系统A使用了先前描述的第一常规方法[1]。

系统B使用了先前描述的第二常规方法[2]，并进行了一些改进以便于能够应用于超宽带(UWB)系统(或者多频带(MB)OFDM系统)。在本文中，仿真中用于载波频率偏移估计的OFDM符号的数量被限制为仅60个(每个频带20个符号)。

系统C使用了先前描述的第三常规方法[3]，同样进行了适当的改进使其能够应用于超宽带(UWB)系统(或者多频带(MB)OFDM系统)。在仿真中，系统C中用于载波频率偏移估计的前导码的数量限制为仅30个(每频带10个)。这和通常使用24个前导码的现有超宽带(UWB)系统是相当的。

另外，为了比较的目的，还包括了没有载波频率偏移和采样间隔偏移的理想系统。

仿真中使用的信道模型均取自IEEE 802.15.3a[4]。在本文中，每个仿真生成了100个信道实现。然后，在100个信道实现上对50个数据包(每个数据包1K字节)进行了仿真。

在接收器侧，丢弃10个最差的信道实现。然后，使用剩下的90个信道实现来计算误包率(PER)。将计算的误包率(PER)用于图6至15所示的仿真结果中。在可能的操作信道模型CM1至CM4中，仿真了不同的数据率模式(如480Mbps、200Mbps、106.7Mbps和53.3Mbps)。

图6，8，10和11显示了没有阴影效应的信道模型的仿真结果，图12至15显示了具有阴影效应的信道模型的仿真结果。

而且，为了比较的目的，系统A，系统B，系统C和理想系统的性能结果都包括在图8，10和11中。类似地，因为相同的原因，系统C和理想系统的性能结果也包括在图12至15中。同样，系统A和理想系统的性能结果也包括在图6中。

如上所述，为了便于比较，将系统A，系统B，系统C和理想系统的性能结果分别标记为n01，n03，n05和n07，n对应于图的编号。

另外，在下述对性能结果比较的讨论中，除非特别说明，性能损失/提高的确定都是在8×10^-2的误包率(PER)下进行的。

图6显示了CM4中数据率为53.3Mbps的模式下，估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较。

如上所述，可在全频带进行对残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移的平均。进行这样的平均的本发明的实施方式的性能结果在图6中标记为611。另外，为了说明这种平均的效果，图6中还示出了未对残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移进行平均的实施方式的性能结果(609)。

从图6中可看出，和理想系统相比，未执行平均的实施方式显示了约2dB的性能损失。另一方面，与理想系统相比，进行了平均的实施方式仅显示了约0.5dB的性能损失。这样，可看出通过在全频带进行残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移的平均，可获得约1.5dB的性能提高。

而且，也可以看出，本发明的实施方式相对于系统A显示出了性能提高。

注，系统A的性能结果(601)示出了第一常规方法的基本缺点在于不能处理被测相位的缠绕效应，因而在数据包的尾端给出了错误估计。

需要指出的是，在第一常规方法[1]中将被测相位用于梯度估计的使用通常提供了精确的估计。然而，当OFDM符号的数量较大时，被测相位中的缠绕效应会导致梯度估计中的明显误差(下面结合图7进行讨论)。

图7显示了在第一现有方法中，当OFDM符号的数量较大时，被测相位的缠绕效应是如何导致梯度估计的较大误差的。

被测相位中的缠绕效应(例如，当OFDM符号的数量大时)用标记线701，703和705示出。当子载波索引的被测相位达到值-π时，下一个子载波索引的被测相位的值将约为π。这就是缠绕效应。

缠绕效应的结果是，所确定的最佳拟合线(例如，可能是加权最小二乘最佳拟合直线)被标记为707。显然，线707会一直对被测相位的梯度给出错误的估计。

注，从图7还可看出，如果没有缠绕效应，确定的最佳拟合线应该是线703。显然，基于线703获得的被测相位的梯度估计将是精确的。

图8显示了CM4中数据率为106.7Mbps的模式下，估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较。

从图8可看出，与所有三个常规方法(系统A(801)，系统B(803)和系统C(805))相比，本发明的实施方式(809，811)均显示了性能的提高。

而且可以看出，和理想系统(807)相比，未进行全频带的残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移平均的实施方式(809)具有仅约1dB的性能损失。另一方面，与理想系统(807)相比，在全频带执行了残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移的平均的实施方式(811)具有仅约0.2dB的性能损失。这样，可以看出，通过在全频带执行残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移可以获得大约0.8dB的性能提高。

另外，通过比较示于图6和图8的性能结果，可以看出，对106.7Mbps的数据率进行全频带的残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移的平均所获得的性能提高(0.8dB)小于对53.3Mbps的数据率进行上述平均所获得的性能提高(1.5dB)。

图9显示了根据本发明的一个实施方式在不同数据率模式下所观察到的采样间隔偏移估计的均方误差(MSE)。

应该指出的是，每个数据率模式具有基于信号能量与噪声比(Eb/No)参数的不同操作范围。

例如，对53.3Mbps的数据率，操作范围是从3dB到6dB(位能量与噪声比(Eb/No)参数)，对应于从约-7.5db到约-5db的信号能量与噪声比(Es/No)参数。从图9中可看出，在所述Es/No参数范围内观察的采样间隔估计的均方误差(MSE)的范围是从约2×10^-12到6×10^-12。

对于106.7Mbps的数据率，操作范围从约4dB到约7dB(位能量与噪声比(Eb/No))，对应于信号能量噪声比(Es/No)参数范围从约-4.0dB到约-0.5dB。从图9可看出，在所述Es/No参数范围内所观察的采样间隔偏移估计的均方误差(MSE)的范围是从大约3×10^-13到10×10^-13。

此外，对于200Mbps的数据率，操作范围从约5dB到约8dB(位能量噪声比(Eb/No)参数)，对应于信号能量噪声比(Es/No)参数范围从约0dB到约2.5dB。从图9可看出，在所述Es/No参数范围内所观察的采样间隔偏移估计的均方误差(MSE)的范围是从大约1×10^-13到2.5×10^-13。

另外，对于480Mbps的数据率，操作范围从约7dB到约10dB(位能量噪声比(Eb/No)参数)，对应于信号能量噪声比(Es/No)参数范围从6dB到约8.5dB。从图9可看出，在所述Es/No参数范围内所观察的采样间隔偏移估计的均方误差(MSE)的范围是从大约0.7×10^-13到0.8×10^-13。

比较53.3Mbps和106.7Mbps的数据率模式下的结果可看出，53.3Mbps模式下观察到的采样间隔偏移估计的均方误差(MSE)比106.7Mbps模式下所观察到的大差不多10倍。应当指出的是，采样间隔偏移估计的均方误差(MSE)越大，对残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移进行平均的步骤对获得的性能提高的影响就越大。

注，三种现有方法(系统A，系统B，系统C)的性能结构都比本发明的实施方式差。另外，应当指出的是，系统A甚至不能获得精确的采样间隔偏移估计，导致误包率(PER)大小为1。

图10显示了在CM2，200Mbps数据率模式下、估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较。

从图10可看出，与理想系统(1007)相比，在未进行全频带的残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移平均的实施方式中具有仅约0.3dB的性能损失(1009)。另一方面，与理想系统(1007)相比，在全频带执行了残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移平均的实施方式中仅有约0.1dB的性能损失(1011)。这样，可以看出，通过在全频带执行残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移的平均可以获得大约0.2dB的性能提高。

然而，和理想系统的性能结果(1007)相比，系统A约有6dB的性能损失(1001)。类似地，和理想系统(1007)相比，系统B有约4dB的性能损失(1003)。另外，和理想系统(1007)相比，系统C(1005)有大约8dB的性能损失。综上所述，本发明的实施方式相对于系统A，系统B和系统C具有更好的性能。

另外，如上所述，由于进行残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移的平均而导致的性能提高仅为0.2dB。该性能提高小于观察到的53.3Mbps数据率模式相对于106.7Mbps数据率模式的性能提高(0.7dB)。该观察可基于图9解释如下。

对于200Mbps的数据率模式，在其操作范围内观察到的采样间隔偏移估计的均方误差(MSE)的范围是从约3×10^-13到约7×10^-13。该MSE范围很小，因此，执行对残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移的平均对获得的性能提高的影响不显著。

另外，还可以看出，当数据率增加时，本发明的实施方式相对于系统A的性能提高降低。这是因为当数据率增加时，数据包大小会相应降低(由于假定了恒定的数据有效载荷)，而数据包大小的减小会导致因采样间隔偏移引起的严重失真减小。

图11显示了在CM1中480Mbps数据率模式下、估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较。

从图11可看出，与系统A，系统B和系统C相比，本发明的实施方式显示出更好的性能。

然而，需要指出的是，系统B的性能结果(1103)相当接近本发明的实施方式。这可以基于图9进行如下解释。

对于480Mbps的数据率模式，仅有60个OFDM符号可用于传送。如上文结合图5的描述，这种情况下，系统B实际上使用了每个可用的OFDM符号用于载波频率偏移估计。因此，数据率480Mbps的情况可考虑为系统B的最佳操作性能条件。

另外，通过比较本发明的实施方式的性能结果可看出，通过对全频带的残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移进行平均，仅获得约0.1dB的性能提高。这项观察可基于图9进行如下解释。

对480Mbps的数据率模式，在其操作范围内观察的采样间隔偏移估计的均方误差(MSE)的范围是从0.7×10^-13至2.5×10^-13。该MSE范围非常小，因此，进行残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移的平均对性能提高的影响不显著。

因此，可以得出结论：当使用较高数据率的模式时，本发明的实施方式相对于三个系统(采样常规方法)的性能提高不明显。这是由于随着数据率的增加，所导致的包大小的减小引起由采样间隔偏移所致严重失真变小。

注，后续的示于图12至15的性能结果显示了在具有阴影效应的多通道信道上，估计和补偿载波频率偏移(系统C)的常规方法和本发明的一个实施方式之间的性能比较。需要指出的是，在本发明的实施方式中，未进行残留载波频率偏移和残留采样间隔偏移的平均。

图12显示了在CM4中53.3Mbps数据率模式下(具有阴影效应)、估计和补偿载波频率偏移的现有方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较。

从图12可看出，与系统C相比，本发明的实施方式显出较好的性能。而且，也可以看出，与理想系统相比，本发明的实施方式仅多需要约1.2dB(在Eb/No方面)。

图13显示了在CM4中106.7Mbps数据率模式下(具有阴影效应)、估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较。

从图13可看出，与系统C相比，本发明的实施方式显出较好的性能。更详细地说，与系统C相比，本发明的实施方式需要的Eb/No少约6dB。

另外，还可看出，与理想系统相比，本发明的实施方式需要的Eb/No仅多出约0.6dB。这意味着本发明的实施方式几乎能完全补偿采样间隔偏移。

图14显示了在CM2中200Mbps数据率模式下(具有阴影效应)、估计和补偿载波频率偏移的常规方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较。

从图14可看出，与系统C相比，本发明的实施方式显出较好的性能。更详细地说，与系统C相比，本发明的实施方式所需的Eb/No少约1.8dB。

而且，可以看出，为了实现8×10^-2的PER，与理想系统相比，本发明的实施方式所需的Eb/No仅多出约0.3dB。

上述讨论的对性能结果的观察表明，当数据率增大时，采样间隔偏移对性能结果的影响较小。

图15显示了在CM1中480Mbps数据率模式下(具有阴影效应)、估计和补偿载波频率偏移的现有方法和本发明的实施方式之间的误包率(PER)性能比较。

从图15可看出，本发明的实施方式和系统C显示出差不多的性能结果。而且，也可看出，与理想系统相比，本发明的实施方式所需的Eb/No仅多出约0.2dB。

上述讨论的对性能结果的观察表明，采样间隔偏移对性能结果的影响很小。而且，这一观察和前面当数据率增加时采样间隔偏移对性能结果的影响小(结合图14讨论)的观察结果相吻合。

本发明的实施方式具有以下效果。

首先，与现有常规方法相比，本发明的实施方式通常显示出更好的性能。其次，如上所述，本发明的实施方式易于实施。同样，本发明的实施方式对于估计和补偿载波频率偏移以及采样间隔偏移的问题的解决给予了有力的保证。

已经结合特定的实施方式显示和描述了本发明，需要理解的是，在不脱离由所附的权利要求所确定的本发明的精神和范畴的条件下，本领域技术人员可以进行各种形式的和细节的修改。因此，本发明的范围由所附的权利要求限定，所有与权利要求等价的意思和范围方面的改变也包含在内。

本文引用了以下文献：

[1]SPW documentation for a timing drift compensator in WLAN library(WLAN库中用于时间漂移补偿器的SPW文件)

[2]EP 1363435 A2

[3]Wen Lei，Weiming Cheng and Liming Sun，“Improved Joint Carrierand Sampling Frequency Offset Estimation Scheme for OFDM Systems”，Global Telecommunications Conference 2003，vol 4，pp2315-2319，December 2003.(Wen Lei，Weiming Cheng和Liming Sun于2003年12月在全球电信会议2003第4卷第2315至2319页发表的“改进的OFDM系统载波和采样频率偏移估计方案”)

[4]IEEE 802.15 High Rate Alternative PHY Task Group(TG3a)forWireless Personal Area Networks，“Multi-band OFDM Physical LayerProposal for IEEE 802.15 Task Group 3a(用于IEEE 802.15任务组3a的多频带OFDM物理层建议)”，IEEE P802.15-03/268r1.

Claims (25)

1.一种确定发送器和接收器之间第一频带的第一载波频率偏移以及所述发送器和所述接收器之间第二频带的第二载波频率偏移的方法，所述方法包括：

确定第一载波频率偏移估计；

确定第二载波频率偏移估计；

基于所确定的第一载波频率偏移估计，确定所述第一频带的、所述发送器和所述接收器之间的第一采样间隔偏移估计；

基于所确定的第二载波频率偏移估计，确定所述第二频带的、所述发送器和所述接收器之间的第二采样间隔偏移估计；

基于对所确定的第一采样间隔偏移估计和第二采样间隔偏移估计计算平均值，确定平均采样间隔偏移；和

基于所确定的平均采样间隔偏移，确定所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移。

2.如权利要求1所述的方法，其中，

为多个频带中的每个频带确定所述发送器和所述接收器之间的载波频率偏移估计；

基于为每个频带所确定的载波频率偏移估计，确定所述多个频带中的每个频带的、所述发送器和所述接收器之间的采样间隔偏移估计；

基于对所确定的多个频带的每个频带的采样间隔偏移估计计算平均值，确定平均采样间隔偏移；和

基于所确定的平均采样间隔偏移，确定所述多个频带的每个频带的载波频率偏移。

3.如权利要求1所述的方法，其中

所述第一载波频率偏移是通过将所确定的平均采样间隔偏移与所述采样间隔的倒数和第一系数相乘确定的；

所述第二载波频率偏移是通过将所确定的平均采样间隔偏移与所述采样间隔的倒数和第二系数相乘确定的。

4.如权利要求1至3的任何一项所述的方法，其中，

所述第一采样间隔偏移估计是通过将所确定的第一载波频率偏移估计与所述第一系数的倒数和所述采样间隔相乘确定的；

所述第二采样间隔偏移估计是通过将所确定的第二载波频率偏移估计与所述第二系数的倒数和所述采样间隔相乘确定的。

5.如权利要求3或4所述的方法，其中所述第一系数和所述第二系数之比与所述第一频带的载波频率和所述第二频带的载波频率之比基本相同。

6.如权利要求5所述的方法，其中所述第一系数和所述第二系数分别选自从0至255的数。

7.如权利要求1所述的方法，其中所述平均采样间隔偏移是按所确定的每个频带的采样间隔偏移估计的算数平均值来计算的。

8.一种用于补偿发送器和接收器之间第一频带的第一载波频率偏移和所述发送器和所述接收器之间第二频带的第二载波频率偏移的方法，所述方法包括：

确定第一载波频率偏移估计；

确定第二载波频率偏移估计；

基于所确定的第一载波频率偏移估计，确定所述第一频带的第一采样间隔偏移估计；

基于所确定的第二载波频率偏移估计，确定所述第二频带的第二采样间隔偏移估计；

基于对所确定的第一采样间隔偏移估计和第二采样间隔偏移估计计算平均值，确定平均采样间隔偏移；

基于所确定的平均采样间隔偏移，确定所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移；和

基于所确定的第一载波频率偏移和第二载波频率偏移，补偿所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移。

9.如权利要求8所述的方法，其中补偿所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移包括：

基于所确定的第一载波频率偏移来确定第一相位旋转；

基于所确定的第二载波频率偏移来确定第二相位旋转；

补偿所确定的第一相位旋转；

补偿所确定的第二相位旋转；

迭代地确定第三系数；

基于所确定的第三系数来确定残留的第一载波频率偏移；

基于所确定的第三系数来确定残留的第二载波频率偏移，和

补偿所确定的所述残留的第一载波频率偏移和所述残留的第二载波频率偏移。

10.一种用于补偿发送器和接收器间的采样间隔偏移、所述发送器和所述接收器之间第一频带的第一载波频率偏移、和所述发送器和所述接收器之间第二频带的第二载波频率偏移的方法，所述方法包括：

确定第一载波频率偏移估计；

确定第二载波频率偏移估计；

基于所确定的第一载波频率偏移估计来确定所述第一频带的第一采样间隔偏移估计；

基于所确定的第二载波频率偏移估计来确定所述第二频带的第二采样间隔偏移估计；

基于对所确定的第一采样间隔偏移估计和第二采样间隔偏移估计求平均值，确定平均采样间隔偏移；

基于所确定的平均采样间隔偏移，确定所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移；和

基于所确定的第一载波频率偏移和第二载波频率偏移，补偿所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移；和

基于所确定的平均采样间隔偏移来补偿所述采样间隔偏移。

11.如权利要求10所述的方法，其中补偿所述采样间隔偏移是在被处理过的接收信号根据变换进一步被处理之后执行的。

12.如权利要求11所述的方法，其中所述变换可选自：快速傅立叶变换(FFT)，离散傅立叶变换(DFT)和离散余弦变换(DCT)。

13.如权利要求11所述的方法，其中补偿所述采样间隔偏移是使用频域补偿器来执行的。

14.如权利要求13所述的方法，其中补偿所述采样间隔偏移包括：

基于所确定的平均采样间隔偏移确定第三相位旋转；

补偿所确定的第三相位旋转；

确定残留的采样间隔偏移；和

补偿所确定的残留的第一载波频率偏移，所确定的残留的第二载波频率偏移和所述残留采样间隔偏移。

15.如权利要求14所述的方法，其中补偿所确定的残留的第一载波频率偏移、所确定的残留的第二载波频率偏移和所述残留采样间隔偏移包括：

确定由所述残留的第一载波频率偏移、所确定的残留的第二载波频率偏移和所述残留采样间隔偏移引起的第四相位旋转；和

补偿所确定的第四相位旋转。

16.如权利要求15所述的方法，其中确定由所述残留的第一载波频率偏移、所确定的残留的第二载波频率偏移和所述残留采样间隔偏移引起的所述第四相位旋转是使用导频符号、前导码符号或者同步符号执行的。

17.如权利要求10所述的方法，其中补偿所述采样间隔偏移是在被处理过的接收信号根据变换被进一步处理之前进行的。

18.如权利要求17所述的方法，其中补偿所述平均采样间隔偏移是使用时域补偿器进行的。

19.如权利要求18所述的方法，其中所述时域补偿器是有限脉冲响应(FIR)滤波器。

20.如权利要求19所述的方法，其中所述FIR滤波器的系数是基于选自以下一组算法中的一种算法来确定的，包括：最小均方误差(MMSE)算法，线性内插算法，基于多项式的内插算法，拉格朗日算法，分段多项式内插算法，样条内插算法，三角内插算法和离散傅立叶变换(DFT)内插算法。

21.一种通信装置，包括

第一确定单元，用于确定发送器和接收器之间第一频带的第一载波频率偏移估计；

第二确定单元，用于确定所述发送器和接收器之间第二频带的第二载波频率偏移估计；

第三确定单元，用于基于所确定的第一载波频率偏移估计来确定所述第一频带的、所述发送器和所述接收器之间的第一采样间隔偏移估计；

第四确定单元，用于基于所确定的第二载波频率偏移估计来确定所述第二频带的、所述发送器和所述接收器之间的第二采样间隔偏移估计；

第五确定单元，用于基于对所确定的第一采样间隔偏移估计和所确定的第二采样间隔偏移估计的平均值计算来确定平均采样间隔偏移；和

第六确定单元，用于基于所确定的平均采样间隔偏移来确定所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移。

22.一种通信装置，包括：

第一确定单元，用于确定发送器和接收器之间的第一频带的第一载波频率偏移估计；

第二确定单元，用于确定所述发送器和所述接收器之间的第二频带的第二载波频率偏移估计；

第三确定单元，用于基于所确定的第一载波频率偏移估计来确定所述第一频带的、所述发送器和所述接收器之间的第一采样间隔偏移估计；

第四确定单元，用于基于所确定的第二载波频率偏移估计来确定所述第二频带的、所述发送器和所述接收器之间的第二采样间隔偏移估计；

第五确定单元，用于基于对所确定的第一采样间隔偏移估计和所确定的第二采样间隔偏移估计的平均值计算来确定平均采样间隔偏移；和

第六确定单元，用于基于所确定的平均采样间隔偏移来确定所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移；和

补偿单元，用于基于所确定的第一载波频率偏移和所确定的第二载波频率偏移来补偿所述第一载波频率偏移和所述第二载波频率偏移。

23.如权利要求21至22的任何一项所述的通信装置，是多频带(MB)正交频分复用(OFDM)通信装置。

24.如权利要求21至23的任何一项所述的通信装置，是超宽带(UWB)通信装置。

25.如权利要求21至24的任何一项所述的通信装置，是WiMedia通信装置。

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