CN101682259A - 功率收集应用中用于功率储存控制的双向dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

一种具有第一操作模式和第二操作模式的双向DC－DC转换器，包括具有正端子和负端子并将所述转换器连接至第一电路的第一端子对，具有正端子和负端子并将所述转换器连接至第二电路的第二端子对，用于电能的暂时性累积的累积元件；以及连接至所述第一端子对、所述第二端子对和所述累积元件的开关电路。在所述双向DC－DC转换器的第一操作模式下，电能通过所述累积元件从所述第一电路转移到所述第二电路，并且在所述DC－DC转换器的第二操作模式下，电能通过所述累积元件从所述第二电路转移到所述第一电路。

Description

功率收集应用中用于功率储存控制的双向DC-DC转换器
相关申请的交叉引用
本申请要求以下美国临时申请的权益：2007年6月15日递交的名称为“Bidirectional DC to DC Converter for Power Storage Control in a PowerScavenging Application(功率收集应用中用于功率储存控制的双向DC-DC转换器)”的No.60/944,451(代理所记录no.06005/561855P)和2007年6月15日递交的名称为“Input Regulated DC to DC Converter for PowerScavenging(用于功率收集的输入调节式DC-DC转换器)”的No.60/944,454(代理所记录no.06005/561853P)，特此通过引用将这两个申请的公开内容合并于此。
技术领域
本发明总体涉及电压和功率转换电路，更具体地涉及用于在主电路与次级电路之间转移能量的方法和装置。
背景技术
在多种应用中使用DC-DC转换器产生调节电压。以增压转换器或“升压”转换器为人所知的某些转换器在输出端子处生成比输入电压高的电压。反之，减压转换器或“降压”转换器在输出端子处生成较低的电压。本领域已知的DC-DC转换器通常通过专用开关电路对流经电感器的电流的时序和方向进行控制而操作。具体来说，DC-DC转换器响应于由转换器输出端子处的反馈电路所检测到的电压而循环地改变电感器累积电能然后释放电能的时间段。由于典型的DC-DC转换器仅根据输出电压而操作，因此转换器按照需要从输入端子提取尽量多的功率，以便在输出端子处产生调节电压。例如，为了给负载提供恒定的电压，典型的DC-DC转换器会根据负载的需求而从输入端子汲取较多或较少的功率。
DC-DC转换器的一种已知应用是在功率收集设备的电路中。在诸多工业和家庭应用中，由电源和一个以上用电设备组成的电流环路包括用于将电流环路的一部分功率导向次级负载的附加电路。从主电路获得功率的过程经常被称作“收集(scavenging)”，因此执行该操作所需的电路被称作“功率收集设备”。通常，收集设备以主电路的过量的或未使用的电能为目标，以便给较小的负载供电。
重要的是，收集设备的应用不限于电路。例如，功率可能来自于诸如太阳辐射或物理振动之类的源。简言之，各种形式的电磁能或机械能都可以被收集，并作为电能被存储下来。
例如，收集设备可以用在过程控制工业中广泛使用的4-20mA电流环路中，以在现场设备与分布式控制系统即DCS之间传播模拟信号。一般而言，诸如阀、阀定位器或开关之类的现场设备通过检测4-20mA范围内的DC电流来处理控制信号。类似地，用于测量过程参数的诸如压力传感器、流量传感器或温度传感器之类的现场设备生成4-20mA范围内的信号，并通过专用线路对将这些信号传播到DCS。在某些情况下，期望使用4-20mA环路的功率中的一些功率给诸如无线收发机之类的附加设备供电。同时，期望对用于从4-20mA环路中汲取功率的收集电路两端的电压降进行限制，从而使收集电路不对电流环路有所干扰，更具体地说，不对DCS与现场设备之间的信号传输产生干扰。
由于可变的电流环路能够供应的能量可能多于对由收集器供电的负载供电所需的能量，因此还期望获得过量功率中的一些功率，并将该过量的功率存储在储存设备中。另外，还期望具有在电流环路供应的能量少于操作由收集器供电的负载所需的能量时，从功率储存器取回功率的装置。换句话说，期望升高供给功率储存器的电压，并降低从电源供给由收集器供电的负载的电压。而且，由于功率储存器端子之间的电压和功率负载端子之间电压都随时间而变化，因此需要DC-DC转换器。本领域技术人员会进一步理解，在某些应用中该关系是相反的，电压会在功率储存器与由收集器供电的负载之间以相反的方向升高或降低。
为了通过使用可用技术来实现该目标，相应的电路需要至少两个DC-DC转换器。具体而言，需要至少一个降压(减压)转换器和至少一个升压(增压)转换器，以适当地调节在具有可变能量需求和可用性的两个电路之间的功率转移。很明显，使用多个DC-DC转换器增加了电路的复杂度、成本和占用的空间。而且，只要在电路中存在剩余功率，传统的DC-DC转换器就输出恒定的电压，因而浪费了电能。
因此，现有技术中已知的转换器无法提供获得输入端处的可用附加功率的有效装置。例如，消耗相对低功率的收集器负载会使收集设备从输入端子处汲取该必需的功率量，而不管电流环路的实际能力。与输出端子处的功率消耗会过量并且会扰乱电流环路一样，消耗过少的功率也是不期望的，因为该方法无法有效地利用电流环路。而且，也会存在供应电流大幅下降，因此收集器负载无法接收到足够的功率的情况。
发明内容
一种用于在具有有限功率的电路中收集、储存并释放能量的双向DC-DC转换器，有效地向储存设备转移电路中可用的过量电能，并且在电路中需要更多的功率时，有效地从储存设备中汲取电能并将功率提供给电路。一方面，该电路包括电源和功率负载。在某些实施例中，该转换器包括将转换器连接至电路的输入端子对、将转换器连接至储存设备的输出端子对、用于储存电流的电感器或者能够累积电能的另一元件、用于控制电流的方向和转换器中的功率累积的两个电开关以及用于操作这两个开关以改变电感器电流的占空比的控制电路。在这一点上，双向DC-DC转换器向对应的电路提供PWM(脉宽调制)脉冲。
另一方面，双向DC-DC转换器通过最大化可用功率的使用来提高电路的效率。另一方面，双向转换器能够以快于从电路中收集功率的速率将储存的功率导向电路。在一个实施例中，双向DC-DC转换器从生成PWM脉冲的专用模拟电路接收控制信号。在另一实施例中，双向DC-DC转换器由连接至通过双向DC-DC转换器供电的设备的微控制器来控制。
进一步地，一种在电流环路中收集功率的方法包括：与电源和功耗设备串联插入收集设备，调节收集设备的输入端子之间的电压降，以及在输出端子处提供根据受控电压降和环路电流可获得的功率。具体来说，跨收集设备的电压降借助于生成输入电压信号的反馈电路和使用输入电压信号控制电感器中充电和放电的时序的调节器电路来进行调节。调节器电路可以是传统的DC-DC转换器，或者是具有诸如电容器之类的若干分散元件的电路。
在某些实施例中，电源是可变电流源或电压源。在一实施例中，收集设备是使用反馈电路调节输入电压的DC-DC转换器。在一个实施例中，输入调节式DC-DC转换器在输入端子之间维持基本恒定的电压。在另一实施例中，输入调节式DC-DC转换器根据输入电流调节输入端子之间的电压，使得在环路电流低时收集更多可用的功率。在另一实施例中，输入调节式DC-DC转换器在输出端处进一步包括隔离变压器，以便防止在故障状况下能量被转移回输入端子。在这一点上，隔离变压器的使用改善了收集设备的本质安全性。在另一实施例中，输入调节式DC-DC转换器进一步提供线路滤波功能，以便增加电流环路中的阻抗，从而允许跨环路的调制。
附图说明
图1是使用双向DC-DC转换器的电路的示意性表示。
图2是示出一个可能的电路配置中的双向DC-DC转换器的电气图。
图3是本公开内容的双向DC-DC转换器与电压检测电路协作的电路的示意性表示。
图4是示出跨4-20mA环路中所使用的典型设备的电压变化作为时间的函数的示例性波形。
图5是示出用于生成与本公开内容的双向DC-DC转换器一起使用的脉宽调制信号的一个可能电路的电气图。
图6是可以使用输入调节式DC-DC转换器作为功率收集设备来获得过量功率的电路的示意性表示。
图7是输入调节式DC-DC转换器的示意性表示。
图8是示出一个可能的电路配置中的输入调节式DC-DC转换器的电气图。
图9是具有反向的电流依赖电压降关系的输入调节式DC-DC转换器的电气图。
图10是根据一个实施例的由转换器调节的示例性输入电流和电压波形的图示。
图11是具有用于本质安全(I.S.)能量限制的隔离变压器的输入调节式DC-DC转换器的电气图。
图12是具有积分滤波特性的输入调节式DC-DC转换器的示意性表示。
图13是具有积分滤波特性的包括HART通信电路的输入调节式DC-DC转换器的电气图。
图14是双向DC-DC转换器与输入调节式DC-DC转换器和电压调节电路协作的电路的示意性表示。
图15是双向DC-DC转换器与输入调节式DC-DC转换器和智能控制器协作的电路的示意性表示。
具体实施方式
图1示意性地示出可以使用双向DC-DC转换器的电路10。电源12给功率负载14供应电能。电路10中可用的功率量可能并不是任何时候都可预测的。具体来说，负载14的功率需求可能随着时间而变化。另外，电源12处的可用能量可能不会保持稳定，而是类似地随着时间而变化。双向DC-DC转换器16可以与电源12和负载14串联连接。双向转换器16可以具有正输入端子18和负输入端子20。进一步地，双向转换器16可以具有输出端子对22。
在操作中，双向DC-DC转换器16从输入端子12和16汲取过量的功率，并通过输出端22将过量的功率导向功率储存设备24。反之，当负载14需要的功率多于电源12所能供应的功率时，双向转换器16从功率储存设备24汲取功率，并通过输入端子12和16将储存的功率输出到电路10。
电源12可以是电池、发电机或现有技术中已知的任意其它电源。功率负载14可以是电机、传感器或任意其它设备。一般而言，电路10可以包含以不同的功率需求为特征的多种功耗设备。
参见图2，对应于双向转换器20的一种可能实现方式的电路50可以包括正输入端子52和负输入端子54。当在输入端子52和54处有可用的过量功率时，降压PWM信号56可以使输入端处可用的功率通过，并将该功率通过输出端子58和60导向连接至电路50的功率储存器24。在双向转换器16的该操作阶段，功率储存器24两端的电压可以是例如1V，而输入端子52、54之间的电压可能是3V。PWM信号56的“导通(ON)”值可以使开关70将输入端52连接至电感器74的正端子72。更具体地说，电流可以从端子52通过线路76流到端子72。升压PWM信号80会同时保持在“关断(OFF)”状态，从而将开关82维持在断开状态。继续以上给出的示例，2V(3V-1V)的电压差会施加到电感器74的两端，并且会使电感器74建立电流。
在PWM 56的“OFF”状态下，开关70处于断开状态。电流会朝电感器74的输入端子72的方向流经EMF二极管84。EMF二极管84可以接地，以便吸引不在输入端处供应的电流，从而增加电路50的总体效率。本领域技术人员会认识到，电流会继续流动，直到磁场衰落并且电动势(EMF)完全消失。以此方式，能量可以以可控方式转移到功率储存器。换句话说，电路50输入端子处可用的较高电压以PWM或局部工作循环的形式施加到储存设备的较低电压输入端。
返回参见图1，在某些点处，功率负载14需要的电压可能多于电源12能供应的电压。如果功率储存器24存储了足够的能量，则双向DC-DC转换器16可以从功率储存器24向功率负载14转移必需的功率，从而使电路10连续操作。再次参见图2，输出端子58和60之间的电压仍然是1V，而输入端子52和54之间的电压需求可以保持在3V或接近3V。在此状态下，降压PWM信号56可保持在“OFF”状态，而升压PWM信号可以不为了循环打开或闭合连接而操作开关82。
具体而言，PWM 80的“ON”状态会使开关82闭合。当开关82闭合时，电感器74的正端子72会有效地接地。这会使电流开始在电感器74中建立。当PWM 80转换到“OFF”状态时，电流会从功率储存设备24的端子58通过倒转二极管(flyback diode)86流到端子52。这样，功率储存器24中的存储的能量可以被有效地转移回功率负载14。
PWM信号56和80可以根据例如所检测的端子52和54之间的电压或功率负载14两端的电压来操作。简言之，表示电路10中的电压需求的任意信号都可以用于通过PWM信号56和80来调节电路50的操作。
本领域技术人员还会理解，电开关可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、不同类型的晶体管或本领域中已知的任意其它高频电开关装置。
包括电压检测电路的示例性布置示于图3中。除电压检测电路102之外，电路100类似于电路10。电路102可以测量功率负载14两端的电压，并向双向转换器16供应信号104和106。在一个可能的实施例中，信号104和106可以是PWM信号56和80。可替换地，电压检测电路102可以不具有振荡性能，并且可以产生简单的电压信号。在这种情况下，双向转换器16可以基于使用附加电路(未示出)对信号104和106的处理来驱动PWM脉冲56和80。在另一实施例中，电压检测电路102可以检测跨整个电路100或换句话说跨功率负载14和转换器16两者的电压的变化。
在一种可能的实施方式中，可以考虑负载14或整个电路100的具体需求而选择两个阈值。例如，负载14可能通常需要3V来操作，但是在2.7-3.3V范围的任意值下仍然可以操作。因此，电压检测电路可以被构建为检测功率负载14两端的电压变化，并相应地驱动两个PWM信号。图4中所示的波形120示出作为时间的函数的跨一个或多个电路元件的电压的示例性变化。如图所示，电路102检测的实际电压可以在2.7-3.3V的范围内变化，而该示例中的目标电压是3V。只要可能，双向转换器16就会保证电压既不超出上限也不落到下限之下。显然，过高的电压会引起电路100中一个或多个设备的损坏，而不足的电压可能会阻止电路100的操作。
参见图2和图4，与检测电压超过3V目标值的时间段对应的区域122与电路50的降压模式相关。如以上所述，在降压模式下，PWM 56对开关70进行控制，以便对过量能量向储存设备24的转移进行调节。另一方面，与检测电压低于3V目标值的时间段对应的区域124与功率从功率储存器24回到电路10或100的转移相关。在该操作模式下，PWM 80以升压模式来驱动开关82。
图5示出适于响应于端子152和154之间的电压变化而提供PWM脉冲的模拟PWM电路的示例性实施方式。端子154和156可以跨一个或多个功率负载14连接，也可以连接在电源12两端。应当理解，可根据诸如容许电压范围之类的电路需求并且例如根据为PWM开关150选择的连接类型来选择电阻器的值。PWM电路150产生较小电流量的脉冲来控制开关70和82。这样，电路150的两个输出端就是控制线156和158。附加示出的虚线160示意性地表示电路150和电路50之间的边界。
这里还应当理解，PWM电路150的各种其它实施方式也是可能的。例如，PWM电路可以通过组合若干个可用的微芯片来实施，或者整个电路可以被实施为单一的专用集成电路(ASIC)。
还可预期，可以使用微控制器来生成必需的PWM脉冲。如以上所述，双向DC-DC转换器可以在例如过程控制工业中典型的4-20mA控制环路上针对功率收集目的而使用。具体而言，双向DC-DC转换器可以以例如将4-20mA环路中过量的可用功率导向超电容器的方式被控制。诸如受微控制器控制的无线装置之类的附加设备可以是这种收集功率的用电设备之一。尽管PWM电路150可以用于控制无线装置与储存设备之间的功率转移，但是可以谨慎地替代使用微控制器。由于微控制器通常知道无线装置在给定的时刻需要多少功率，因此微控制器可以根据这些瞬时需求来生成PWM信号56和80。在一个可能的实施例中，微控制器可以在无线装置正在传输时，通过升压PWM信号80引导双向转换器16从储存设备24汲取功率。反之，微控制器可以在无线装置空闲时激活PWM信号56。
另外，微控制器可以预测无线装置在小量的时间，例如微秒内的功耗变化。例如，微控制器可以在需要功耗的专用设备状态被检测到时，引导双向转换器开始汲取功率，以便最小化传输开始之前的延迟。更具体地说，在过程控制环境中操作的传感器可以检测到诸如过压或温度过低之类的异常情况，并且微控制器可以通过向双向控制器发送相应的PWM信号来有效地准备用于传输的无线装置。
作为另一替换方式，微控制器可以发送表示所需电压的简单信号，而或者作为双向DC-DC转换器的一部分而提供或者作为分立元件而提供的另一电路可以使用该信号来生成合适的PWM脉冲。就这一点来说，微控制器可以被编程有简单的逻辑，以便允许无线装置出于与无线相关的目的而保留更多的处理功率。
当然，微控制器还可以建立功率对多个级别的需求。例如，微控制器还可以在已知无线装置在发射状态下消耗大量的功率时发送较宽的升压PWM脉冲，在已知无线装置在接收状态下消耗中等功率时发送较短的升压PWM脉冲，而在无线装置空闲因此消耗极小的功率或不消耗功率时，发送宽的降压PWM脉冲。
另一方面，双向DC-DC转换器可以在包括适于收集电能的输入调节式DC-DC转换器的电路中使用，具体来说，输入调节式DC-DC转换器适于收集以可变的DC电流为特征的电路中的功率。图6是输入调节式功率收集设备可以用于有效地从电流环路获得过量的功率并将过量的功率导向负载、储存设备或两者的系统的示意性表示。如图6中所示，电流环路或电路210包括分布式控制系统(DCS)212、现场设备214和与现场设备214串联连接的功率收集设备216。图6中所示的这些和其它电路元件以有线方式连接。
在操作中，DCS 212和现场设备214以对被实施为输入调节式DC-DC转换器的收集设备216来说不可预知的方式来发送和接收4-20mA的模拟信号。换句话说，从收集设备216的角度来看，环路210中的电流不可控制地随着时间在4至20mA的范围内变化。功率收集设备216通过输入端子对218串联连接至环路210，对218中的一个接触端直接连接至DCS 212的正端子，而另一接触端直接连接至现场设备214的正输入端。然而，收集设备216可以替代地连接至DCS 212和现场设备214的相应的负端子。在操作期间，功率收集设备216在输入端子218两端产生调节的电压降。收集设备216可以将电压维护在恒定的水平，从而随着流过收集设备216的电流线性地改变输入端子218处的功耗。然后，收集设备216可以将从输入端子218获得的功率转移到连接至收集设备216输出端的一个或多个设备或电路。在另一实施例中，收集设备216可以根据流经收集设备216的电流来对输入电压进行调节。具体而言，收集设备216可以在流经收集设备216的电流降低时，增加输入端子218之间的电压降。
由收集器供电的负载220可以通过输出端子对222连接至功率收集设备216。收集器负载220可以是消耗恒定功率或者可变功率的任意类型的设备。例如，收集器负载220是诸如发光二极管(LED)之类的以恒定的功耗为特征的简单电子元件，或者是诸如无线收发机之类的具有变化的功率需求的复杂设备。还应当理解，尽管在图6中仅示出一个由收集器供电的负载，但是功率收集设备216可以向具有不同功耗特征的多个负载供电。
收集设备216还可以连接至功率储存器224。功率储存器224可以是例如单个超电容器、包含并联连接的多个电容器的相对复杂的电路、或者任意其它合适类型的功率储存器，包括本领域中已知的。本领域技术人员应当认识到，由于电容器两端的电压会随着到达电容器处的电流而增加，因此电容器可以被用作功率储存设备。高密度电容器或者超电容器能够储存大量的电荷，因此可以优选作为功率储存设备。
另外，可调节的分路调节器226可以在输出端子对222之间与由收集器供电的负载220和功率存储器224并联。若由收集器供电的负载220没有消耗输出端子222处的所有可用功率，则分路调节器226可以耗散多余的功率。如果未提供功率储存器224，则分路调节器226可能是必需的。在另一实施例中，在环路210中优选根本不使用分路调节器，而是将来自输出端子222的所有过量功率存储在功率储存器224中。可调节的分路调节器226可以以本领域已知的任意方式，例如通过使用齐纳二极管和一个或多个电阻器来实现。
作为另一选择，电容器228可以连接在输出端子222之间，以便滤出输出电压。由于功率收集设备216的输出未被调节，因此电容器228可以尤其是在电路210中存在由收集器供电的负载220的情况下用于平滑输出电压。就这一点来说，电容器228可以是后调节电路的一部分。然而，在功率收集设备216主要向功率储存设备224供电的情况下，电容器228不是必需的。实际上，在输出端子222处的功率被转移到功率储存器224的情况下，实际是期望端子222处的输出不被调节的状态。
同时，连接在功率收集设备216的输入端子218之间的输入滤波电容器230可以用于滤出输入噪声。本领域技术人员应当认识到，在任何DC-DC电路的输入端处均需要输入滤波电容器。输入滤波电容器230的电容是功率收集设备216中所使用的DC-DC转换器的操作频率的函数。另外，为了防止环路210中的电流中断而导致收集设备216故障，输入端子218之间的电压可以被钳位。例如，齐纳二极管232可以用于保证在输入端子218之间的电压升到特定极限之上的情况下，二极管会击穿，并且电流会朝4-20mA现场设备214的方向流动。本领域技术人员应当认识到，该极限是由所选择的二极管的物理性质所确定的。
电容器228和230、分路调节器226以及齐纳二极管232可以包括在功率收集设备216中。依赖于所针对的应用领域，功率收集设备可以适于通过分路226调节输出电压，或者适于将所有的可用功率导向功率储存设备224。可以预计，图6中所示的某些元件被省略和根据期望应用而增加某些额外的元件的若干种配置可以被置于专用集成电路(ASIC)中。可替换地，收集设备226可以被提供为可以随后在这里所讨论的任意配置中使用的独立的ASIC。作为再一替换，功率收集设备的部分电路可以被制造为与传统DC-DC转换器协作的独立芯片。
图7更详细地示出功率收集设备216。根据该示例性线路图，电流在输入端子对218的正端子240处进入功率收集设备216，并通过负端子242流出。在通过正端子240进入之后，电流流到电感器244的正端子。另外，较小的一部分电流流到输入调节电路246。与通过正端子240进入的电流相同或基本相同量的电流通过负端子242流出。同时，根据本公开内容的教导及以下的详细讨论而实施的电路维持端子240和242之间的调节压降。例如，4-20mA电流环路中使用的收集设备的端子240和242之间的电压降可以被维持在恒定的1V。
仍然参见图7，升压DC-DC控制器250对电感器244累积电流的时间量进行调节。控制器250可以是诸如On Semiconductor NCP 1421之类的成品芯片，或者是从若干分散的IC元件组装的能够执行高频开关功能并根据反馈信号调节开关电路的占空比的电路。具体而言，控制器可以使用一个或多个例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)来快速打开和关闭电连接。控制器根据控制器中所使用的振荡电路元件的参数并根据诸如电流或电压之类的反馈信号来调节打开连接和关闭连接之间的时序。就这一点来说，控制器250可以向功率收集设备216的电路提供具有受控占空比的脉宽调制(PWM)。应当理解，开关功能还可以通过使用分散半导体、OTS集成电路或本领域中已知的其它元件和材料来实现。
如图7中所示，控制器250被配备有开关引脚252、反馈引脚254、输出引脚256和接地引脚258。应当理解，控制器250可以具有附加的输入，并不限于以上所列出的四个引脚。如图7中所示，开关引脚252电连接至电感器244的负端子，输出引脚连接至输出端子222之一，而接地引脚252电连接至端子对222中的另一端子和负输入端子242。进一步地，反馈引脚254连接至输入调节电路246的输出。
在每个操作周期期间，控制器250首先将开关引脚252的输入连接至接地引脚258。当引脚252和258被连接时，电流在电感器244中建立。接下来，控制器250断开引脚252和258。电感器244中磁场的衰落将电流从电感器244推向输出端子对222的正极侧。进一步地，电感器244的负端子可以既连接至开关引脚252又通过倒转二极管260连接至输出端子对222的正极侧。倒转二极管260优选是肖特基二极管，但是也可以是其它类型的二极管。倒转二极管260给电感器244的输出提供同步整流。然而，如果控制器250已经能够同步整流，则可不需要倒转二极管。
继续参考图7，在端子240处进入收集设备216的电流中的一些电流被导向输入电压调节电路246。电路246可以生成表示输入端子240处的电流强度的电压信号。控制器250使用调节电路246生成的信号来选择性地增加或减少输出端子对222处的功率产量。例如，控制器250可以响应于电路246所检测的电压电平来增大脉冲的占空比从而降低端子对218之间的输入电压。电路246的实现在以下更详细地讨论。
图8示出功率收集设备270的一个可能实施例的电气图。在该配置中，功率收集设备270合并了输入滤波器230以及用于将电压钳位在期望的电平的二极管232。重要的是，在图8中所示的配置中，输出电压由分路226控制。如以上所示的，该配置在使用输入调节式DC-DC转换器给需要恒定电压的负载供电的情况下是有用的。分路226会耗散过量的功率，并保证功率负载不会接收到比所需更多的功率。
输入电压调节电路246包括运算放大器272以及电阻器274和276。放大器272可以在其同相输入端处使用基准电压278，并在其反相输入端处使用可变的电压，以控制端子240和242之间的输入电压与供给反馈引脚254的电压之间的关系。本领域技术人员应当理解，电阻器274和276的值可以根据期望的电压降来选择。如以上所讨论的，在例如过程控制工业中所使用的典型的4-20mA环路中，跨收集单元216或272的1V的电压降通常是可容许的。类似地，分路226中使用的电阻器278和280可以根据期望的电压输出来选择。
图9示出可以用于功率收集的输入调节式DC-DC转换器的另一预期实施例。功率收集电路290可以包括以上所讨论的功率收集设备270的大部分元件。另外，功率收集电路290可以比收集设备270更有效且更实用的方式来调节输入电压。具体来说，控制环路210可以在环路210中的电流较小时经历跨诸如现场设备214之类的各种电路元件的较低电压降。在例如过程控制工业中使用的4-20mA电路的例子中，DCS 212在其生成4mA信号时会“看到”跨环路的较低的电压降，相反，在模拟信号接近或处于20mA水平时，DCS 212会看到较高的电压降。类似地，诸如设备214之类的现场设备通常会在现场设备生成而不是接收4-20mA信号时看到跨DCS 212的较低或较高的电压降。这样，环路210会在环路电流较低时容许跨收集电路216、270或290的较大的电压降。
图9中所示的功率收集设备290在较低的输入电流通过端子240进入收集设备290时从输入端子对218汲取比例如收集设备270更多的功率，原因在于，设备290使端子对218之间的电压下降更多。很明显，在由收集器供电的负载220具有高的功率需求时，可能期望该特征。具体而言，包括放大器272、增益限制元件或电阻器292和电阻器294-300的调节电路291对端子对218之间的电压进行调节，从而使输入电压随着电路291所检测到的输入电压成反比而变化。元件292-300以及基准电压302以在输入电流较大时生成较大的从调节电路291到反馈引脚254的反馈信号的方式来选择和连接。就这一点来说，收集设备290利用了调节电路291的负性阻抗。因此，响应于反馈引脚254处的较大的信号，控制器250会减小PWM的占空比，从而减小泵浦到输出端子222的功率量。与功率收集设备216和270类似，收集设备290在不考虑收集设备290的输出的情况下对输入电压进行调节。
应当进一步理解的是，供给反馈引脚254的输入电流电压之间的反比关系可以通过本领域中已知的其它手段来实现。例如在图9所示的实施例中，由于从收集设备290返回到输出端子242的电流必然流经电阻器300，因此电阻器300可以充当输出电流传感器。然而，检测电流的任意已知手段均可以类似地用于调节控制器250的反馈引脚253，从而改变收集设备290所汲取的功率量。
一般而言，期望考虑最大容许电压降来选择电路元件参数。例如，如果计划在过程控制工业中使用收集设备290，则应谨慎地根据20mA处的容许电压降来选择电阻器292-300的阻值。图10示出连接在4-20mA环路中的功率收集设备290输入端处的作为时间的函数的示例性输入和电压。具体来说，波形310可以是流经输入端子240的电流，而波形320可以是输入端子对218之间的电压。两个波形都是针对例如秒的相对较长的时间范围示出。如图10中所示，输入电压与输入电流之间的反比关系确保波形220看起来像是波形310的镜面反射。还应当理解，波形320可以看起来相对于波形310有微秒或甚至是纳秒数量级的延迟。收集单元290将电压降仅作为输入电流的函数维持在1-2V的范围内，而与输出端子222处的电压或功率需求无关。
任意收集设备的操作的另一期望方面是安全，具体来说是很多产业中接受的本质安全(I.S.)标准。一般来说，与设备相关联的鉴定会给出该设备的具体能量极限。例如，手持HART通信装置被限制在Voc＜＝2V且Isc＜＝32mA，其中Voc是跨通信装置的最大电压，而Isc是允许通过通信装置的最大电流。由于向HART通信电路提供功率是功率收集应用的高可能领域，因此与HART通信装置相关联的I.S.标准可以用作设计在4-20mA中使用的安全收集设备的指导方针。
如以上所讨论的，本领域中已知的升压DC-DC转换器可能从输入端子汲取过多的功率，进而干扰从其收集功率的电路的操作。这种类型的干扰可能妨碍设备接收功率或接收通过该电路传播的信号。一方面，传统的DC-DC转换器在故障状况下还可能无法容纳收集的功率，并通过将能量释放回电路中而损坏电路，在由收集器供电的负载是电容器或是类型的功率储存设备的情况下尤其如此。这种类型的故障比从电路汲取过多的功率更危险。如果在例如过程控制工业中使用，则至少由于4-20mA环路可能连接爆炸性或其它危险的设备，因此传统的升压DC-DC转换器会伴随高的操作风险。这样，环路电流中的突然的尖峰会引起火花，从而触发爆炸。然而，通过任意传统手段来符合以上所讨论的安全标准会不可避免地降低升压DC-DC转换器的功率效率。
由于与这里所公开的实施例一致的输入调节式变压器极适合于为功率储存设备获得功率，因此符合本质安全(I.S.)限制就清楚地成为这种变压器的实施中的关注点。图11示出在电流环路210中用于功率收集的隔离的输入调节式DC-DC变压器350。DC-DC变压器或功率收集设备350借助于隔离变压器355提供故障能量限制。重要的是，隔离变压器255可以在保证操作完全性之外有效地替代电感器244。同时，诸如与反馈调节器246协作的控制器250之类的开关电路可以以与图8的实施例相同的方式来生成PWM脉冲，而不管是给电感器244还是给隔离变压器355供电。布到收集设备350电路侧357的变压器线圈可以用于在开关引脚252切换到接地引脚258时来累积电流，同时在连接至负载侧359的线圈中感应相反的电流。换句话说，隔离变压器255可以被当作具有附加的静电屏蔽功能的电感器。
返回参见图8，在由倒转二极管260引起故障状况时，存在从输出端222返回到输入端218的直接放电路径。另外，控制器250的内部电路可以类似地在输出端222与输入端218之间建立实质上无阻值的路径。比较而言，图11中所示实施例的隔离变压器355阻止能量被转移回输入端218。本领域技术人员应当理解，隔离变压器可以被认为对于所有的实际目的都是无故障的，只要选择了具有相应铁芯饱和特性的合适的变压器。
进一步地，可以选择隔离变压器355的线圈比率来额外地提供特定应用中期望的电压变换。因此，隔离变压器355可以提供控制输出电压的有效手段，而不是使用附加的电路来调节供应给功率负载的电压。此外，如果在具体应用中需要的话，还可以将变压器构建为具有多个绕组，以便提供多个输出。
应当进一步理解，不一定要在供应电路侧357与负载侧359维持绝对的隔离。具体来说，反馈电压或功率信号可以从负载侧359供应到供应侧357，用于参考或附加调节的目的，只要跨隔离边界的连接包括足够大小的可靠电阻器。而且，限制前向方向上，或者从供应侧357到负载侧359的方向上，通过变压器转移的功率可能还是必需的。这些限制可以帮助实现对反方向上转移的功率的期望限制。尽管在图1中没有示出实现这些功能的元件，这里也应当注意到，这些前向限制可以通过在供应侧357上连接至变压器输入端处的分路调节器来实现。
继续参考图11，可以附加地在输入端子218之间连接钳位二极管362，以限制功率收集设备350的输入端处的电压，从而为了I.S.目的而建立在故障状况下的最大电压。本领域技术人员应当理解，钳位二极管362在收集设备350的正常操作模式下不会对设备350产生影响。
图12示出使用输入调节式DC-DC转换器的功率收集设备的另一实施例。这里，除参考图6所讨论的DCS 212和现场设备214之外，电流环路400还包括HART通信装置402。HART调制器402跨现场设备214并与现场设备214并联连接，以便对跨现场设备的电压进行调制。正如本领域中所已知的，对电路的电压进行调制的能力依赖于该电路的阻抗。具体来说，低阻抗的电路需要调制电路消耗较大的能量。同时，DCS 212可以是具有极低阻抗的电池，因而典型的4-20mA电流环路不会对HART通信有益。因此，期望增加环路400的阻抗。此外，期望在不使用诸如电感器之类的传统装置的情况下符合该目标，原因在于电感器会对有用的功率也进行分路。因此，尽管可以使用电感器增大环路400的阻抗，但是无法从环路400收集足够的功率对HART通信电路402进行供电。
根据以下所示的实施例，功率收集设备216除了给负载220提供功率之外，还呈现为与现场设备214串联连接的虚拟电感器404。虚拟电感器404并不是与功率收集设备216分离的物理设备。相反，收集设备214的特定实施例将设备214对于电路400呈现为电感器，从而使HART通信电路402可以对电路400的线路上的信号进行调制。另外，电容器406提供滤波功能，以便平滑电流中可能会对HART通信造成干扰的突变。
图13中示意性示出的功率收集设备450以控制流经功率收集设备450的电流的变化率的方式操作，从而建立AC阻抗。另外，功率收集设备450减小噪声水平，并且确保电路400对于电压调制有是利的，具体来说是对HART通信有利。如图13中所示，功率收集设备可以对HART通信电路452进行供电，并且在该特定的实施例中，可以包括作为集成元件的HART通信电路452。
如图13所示，电容器406与现场设备214并联连接，以便滤出环路噪声。然而，电容器406不必需是收集设备450的一部分，而是可以如图12中所示那样单独提供。另外，输入噪声滤波器454与DCS 212和现场设备214并联连接。与这里所讨论的其它实施例类似，输入噪声滤波器454的选择是控制器250的操作频率以及输入端子218处可允许噪声幅度的函数。例如，在具有～1V可允许电压降和～3V的向收集器负载的电压输出的4-20mA电路环路中，可以用1μF的电容器作为输入滤波器454。然而，本领域技术人员应当理解，在该实施例和其它实施例中，输入滤波器454还可以相当大。
反馈电路455以与图8中所示的反馈电路246极其相似的方式工作。然而，反馈电路455另外还包括电容器456，电容器456有效地将表示进入收集设备450的电流的信号耦接到放大器272的反相输入端。该配置提供对通过收集设备450并进入现场设备214的电流458的变化率进行限制的动态特性。另外，电容器406中的能量储存与通过收集设备450的受限的电流变化率结合，来提供可以将HART通信电路452的通信隔离的过滤功能。通过收集设备450的受限的电流458的变化率另外还针对环路电流充当串联阻抗。
功率收集设备450还可以借助于例如击穿二极管通过对设备450输入端子处的电压进行钳位而得到进一步改进。此外，与图11中所示的变压器355类似的隔离变压器也可以代替电感器244来提供I.S.能量限制。代替电感器244使用的隔离变压器可以进一步包括适于调节输出电压的线圈配置。本领域技术人员应当理解，图6-13中所示实施例的各个方面可以结合在一起实现各种应用目标。
另外，收集设备450可以提供多个输出，并且可以通过使用例如分路调节器将各个输出电压维持在不同的水平。图13示出分路调节器226的典型配置，其中分路调节器226可以耗散向连接至输出端子对460的功率负载提供的多余功率。由于输入调节式DC-DC转换器在给定的输入端处以调节的电压降获得可用功率，因此需要附加的电压调节器给由收集器供电的负载提供调节电压。可以预期，图13中所示的实施例可以给无线收发机以及HART通信电路提供功率。另外，多余功率可以储存在例如设备224的功率储存设备中，而不由分路调节器耗散。
可以进一步预期，收集设备450的滤波功能是可选的。通过在不需要滤波功能的时候关闭滤波功能，设备的用户可以找到这里所讨论的收集设备的附加应用。
因此，正如以上所讨论的，这些实施例中的至少某些实施例的输入调节式DC-DC转换器在输入端子之间维持基本恒定的电压降，并将受控电压降处的可用功率导向输出端子对。依赖于包括这种输入调节式DC-DC转换器的电路的特性，输入调节式DC-DC转换器的输出端子处的电压可以在操作期间变化，并且在某些应用中，该变化对由输入调节式DC-DC转换器供电的负载来说可能是不可预知的。
作为一个示例，图14示意性示出电路500，其中双向转换器502对储存设备504与由输入调节式功率收集设备510供电的恒定电压负载506之间的功率转移进行调节，其中输入调节式功率收集设备510在输出端子对512之间产生未调节的电压。在该示例中，电路500包括4-20mA控制环路，其中DCS 520和现场设备524通过4-20mA的信号进行通信。输入调节式功率收集设备510与现场设备524串联连接，以形成包括DCS 520、现场设备524和功率收集设备510的电流环路530。在操作中，功率收集设备510获得电流环路530中的可用的过量功率，同时调节功率收集设备510的输入端子之间的电压降。在某些实施例中，功率收集设备210可以维持恒定的电压降，以便不中断环路530中的信号传输。由于环路530中的电流会在4-20mA的范围内变化，因此功率收集设备510可以从环路530中汲取不同量的可用功率，并将可用功率以非恒定的电压提供在输出端子512处。然而，由收集设备510供电的负载506可能需要恒定的电压来操作。尽管可以将功率收集设备510的输出端子512连接至可调节的分路调节器，以耗散过量的功率，从而为功率收集器供电的负载506维持恒定的电压，但是清楚的是，分路调节器和处理多余能量的其它手段缺少效率。
另一方面，与输入调节式功率收集设备510的输出端子512和负载506串联连接的双向DC-DC转换器502在不同的操作阶段可以在(由至少三个模块502、506和510定义的)环路540中可获得过量功率时获得功率，或者通过将功率从功率储存器504重新导向负载506来补偿环路540中的功率不足。为此目的，双向DC-DC转换器502可以与例如以上所讨论的双向DC-DC转换器16的操作类似的方式来操作。
另外，电压检测电路542可以通过测量跨负载506的电压降，并相应地通过控制线路544和546向双向DC-DC转换器502供应控制信号，来控制双向DC-DC转换器502的操作。在某些实施例中，电压检测电路542可以与以上参考图3讨论的电路102类似。可替换地，电压检测电路542可以与负载506成为整体，从而使负载506可以通过双向DC-DC转换器502有效地控制功率转移的方向和量(例如，作为PWM时序)。在另一情况下，双向DC-DC转换器502可以在电压检测电路542报告超过某一高阈值的电压降时向功率储存器504转移功率，反之，在电压检测电路540报告低于某一低阈值的电压降时，从功率储存器504转移功率。
参见图15，电路550类似于以上所讨论的电路500。然而，电路550包括与负载506通信并通过控制线路544和546控制通过双向DC-DC转换器502的功率转移的方向和量的智能控制器552，并不是依赖于电压检测电路542。在一个实施例中，智能控制器552和负载可以通过标准RS-232连接进行通信，以根据合适的通信协议交换消息。通过对来自负载506的消息进行处理，控制器552可以增加或降低PWM脉冲的宽度，反转功率转移的方向，并且通过控制线路544和546调节电路540。
可以理解，电路550可以可选择地包括例如向控制器552报告电压测量值的电压检测电路542。进一步地，可以预期，以上所讨论的某些元件可以例如合并在一起，以简化容纳和封装。在一个这类预期实施例中，双向DC-DC转换器16或502可以包括超电容器或任意类型的功率储存单元。
尽管已经结合具体的示例描述了本发明，但其目的仅在于示例性，而不是对本发明的限制，对本领域普通技术人员来说显而易见的是，可以在不超出本发明的精神和范围的情况下，对所公开的实施例进行改变、增加和/或删除。

Claims (28)

1、一种具有第一操作模式和第二操作模式的双向DC-DC转换器，包括：
第一端子对，用于将所述转换器连接至第一电路，该第一端子对包括正端子和负端子；
第二端子对，用于将所述转换器连接至第二电路，该第二端子对包括正端子和负端子；
累积元件，用于暂时累积电能；和
开关电路，连接至所述第一端子对、所述第二端子对和所述累积元件，其中
在所述第一操作模式中，电能通过所述累积元件从所述第一电路被转移到所述第二电路，并且
在所述第二操作模式中，电能通过所述累积元件从所述第二电路被转移到所述第一电路。
2、如权利要求1所述的转换器，其中所述累积元件包括电感器。
3、如权利要求1所述的转换器，其中所述开关电路包括：
具有第一操作状态和第二操作状态的第一开关元件；其中
在所述第一开关元件的第一操作状态下，所述第一开关元件将所述第一端子对的正端子电连接至所述累积元件的第一端子，以使电能在所述累积元件中累积；并且在所述第一开关元件的第二操作状态下，所述第一开关元件将所述第一端子对的正端子与所述累积元件电断开，以使电能从所述累积元件被转移；其中
在所述第一开关元件的第二操作状态下，所述累积元件的第二端子电连接至所述第二端子对的正端子，使得所述电能通过所述第二端子对的正端子被转移。
4、如权利要求3所述的转换器，其中所述第一开关元件是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
5、如权利要求3所述的转换器，其中所述开关电路进一步包括：
具有第一操作状态和第二操作状态的第二开关元件，其中
在所述第二开关元件的第一操作状态下，所述第二开关元件将所述累积元件的第一端子电连接至所述第一端子对的负端子，以使电能在所述累积元件中累积；并且在所述第二开关元件的第二操作状态下，所述第二开关元件将所述累积元件的第一端子电连接至所述第一端子对的正端子，以使电能从所述累积元件转移到所述第一端子对的正端子。
6、如权利要求3所述的转换器，其中所述开关电路进一步包括：
第一二极管，允许电流仅在从所述累积元件的第一端子到所述第一端子对的正端子的方向上流动；以及
第二二极管，允许电流仅在从所述第一端子对的负端子到所述累积元件的第一端子的方向上流动。
7、如权利要求3所述的转换器，其中所述开关电路进一步包括：
第一电容器，电连接在所述第一端子对之间；和
第二电容器，电连接在所述第二端子对之间。
8、如权利要求1所述的转换器，其中所述第一端子对与第一电压降相关，所述第二端子对与第二电压降相关，并且其中所述第一电压降在设备的第一操作模式中大于所述第二电压降而在设备的第二操作模式中小于所述第二电压降。
9、一种调节第一电路与第二电路之间的双向功率转移的方法，该方法包括：
在第一操作模式中，从所述第一电路向所述第二电路转移电能，包括：
在累积元件中累积来自所述第一电路的能量；和
从所述累积元件向所述第二电路转移能量；以及
在第二操作模式中，从所述第二电路向所述第一电路转移电能，包括：
在所述累积元件中累积来自所述第二电路的能量；和
从所述累积元件向所述第一电路转移能量。
10、如权利要求9所述的方法，其中所述第一操作模式与所述第一电路中的未使用功率的可用性相关，并且所述第二操作模式与所述第一电路中缺少功率相关。
11、如权利要求9所述的方法，其中从所述第一电路向所述第二电路转移能量包括：根据脉宽调制(PWM)方案，交替执行在累积元件中累积来自所述第一电路的能量的行为和从所述累积元件向所述第二电路转移能量的行为。
12、如权利要求11所述的方法，其中从所述第一电路向所述第二电路转移电能包括：根据所述第一电路处的可用的未使用功率的量来改变脉宽，包括在所述第一电路处有更多功率可用时增加脉宽。
13、如权利要求11所述的方法，其中交替执行累积能量的行为和转移能量的行为包括，操作包括晶体管的电开关。
14、如权利要求9所述的方法，其中从所述第二电路向所述第一电路转移电能包括：根据脉宽调制(PWM)方案，交替执行在累积元件中累积来自所述第二电路的能量的行为和从所述累积元件向所述第一电路转移能量的行为。
15、如权利要求14所述的方法，其中从所述第二电路向所述第一电路转移电能进一步包括：根据所述第一电路需要的不足功率的量来改变脉宽，包括在所述第一电路需要更多功率时增加脉宽。
16、如权利要求9所述的方法，其中所述累积元件是电感器。
17、如权利要求9所述的方法，其中所述第一电路包括电源和功率负载；并且所述累积元件是双向DC-DC转换器的组件；该方法进一步包括：
将所述双向DC-DC转换器与所述电源和所述功率负载串联连接；
测量所述功率负载两端的电压降，以生成电压测量值；以及
基于所述电压测量值在所述第一操作模式与所述第二操作模式之间进行选择。
18、如权利要求9所述的方法，其中所述第一电路包括电源和功率负载；
并且所述累积元件是双向DC-DC转换器的组件；该方法进一步包括：
接收用于控制所述第一操作模式的第一信号；
接收用于控制所述第二操作模式的第二信号；
根据所述第一信号操作第一电开关；以及
根据所述第二信号操作第二电开关；其中
所述第一电开关和所述第二电开关是所述双向DC-DC转换器的组件。
19、一种用于收集具有可变DC电流的第一电路中的功率的系统，包括：
功率收集设备，包括：
将所述收集设备连接至所述第一电路的输入端子对；和
将所述收集设备连接至第二电路的输出端子对；
用于储存电能的储存设备；以及
连接至所述第二电路和所述储存设备的双向DC-DC转换器，其中所述双向DC-DC转换器在第一操作模式下从所述第二电路向所述储存设备转移功率，并且在所述第二操作模式下从所述储存设备向所述第二电路转移功率。
20、如权利要求19所述的系统，其中所述功率收集设备是输入调节式功率收集设备，该输入调节式功率收集设备维持所述输入端子对之间的受控电压降，并从所述第一电路获得在所述受控电压降处可用的电能。
21、如权利要求19所述的系统，其中所述双向DC-DC转换器包括：
电感器，和
开关电路，该开关电路耦接至所述电感器，以在所述DC-DC转换器的第一操作模式下和所述DC-DC转换器的第二操作模式下，周期性地在所述电感器中累积电能。
22、如权利要求19所述的系统，其中所述储存设备是超电容器。
23、如权利要求19所述的系统，进一步包括：连接至所述第二电路的由收集器供电的负载，用于在所述双向DC-DC转换器的第一操作模式下从所述功率收集设备汲取功率，并在所述双向DC-DC转换器的第二操作模式下从所述储存设备汲取功率。
24、如权利要求23所述的系统，进一步包括电压检测电路，用于测量所述由收集器供电的负载两端的电压，该电压检测电路包括：
耦接至所述双向DC-DC转换器的第一控制线路，用于控制电能从所述第二电路向所述储存设备的转移；和
耦接至所述双向DC-DC转换器的第一控制线路，用于控制电能从所述储存设备向所述第二电路的转移。
25、如权利要求23所述的系统，进一步包括：控制器，可通信地耦接至所述由收集器供电的负载和所述双向DC-DC转换器，其中所述控制器基于所述控制器与所述由收集器供电的负载之间的信号传输来调节电能在所述储存设备与所述第二电路之间的转移。
26、一种使用电流累积元件调节在源电路与功率储存电路之间的双向电能转移的方法，该方法包括：
检测第一电路的功率需求，其中该第一电路与可变DC电流相关；
如果所检测的功率需求与所述第一电路中的可用的过量功率相关，则：
通过所述电流累积元件调节所述过量功率从所述源电路向所述功率储存电路的第一转移；
如果所检测的功率需求与所述源电路中可用的不足功率相关，则：
通过所述电流累积单元调节必需的功率从所述功率储存电路向所述源电路的第二转移。
27、如权利要求26所述的方法，其中检测所述源电路的功率需求包括处理来自与所述源电路相关的控制器的信号。
28、如权利要求26所述的方法，其中检测所述源电路的功率需求包括：
获取与所述源电路相关的电压测量值；
获取所述源电路的低阈值电压，其中该低阈值电压低于与所述源电路相关的操作电压；
获取所述源电路的高阈值电压，其中该高阈值电压高于与所述源电路相关的操作电压；
将所述电压测量值与所述低阈值电压和所述高阈值电压进行比较；以及
在所述电压测量值低于所述低阈值电压的情况下调节电能的第二转移，并在所述电压测量值高于所述高阈值电压的情况下调节电能的第一转移。
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