CN101674013A

CN101674013A - 具有改进的模式转换效能的切换式降压电源供应器及控制方法

Info

Publication number: CN101674013A
Application number: CN200810213495A
Authority: CN
Inventors: 冯介民; 曾国隆; 黄建荣; 詹玮豪
Original assignee: Richtek Technology Corp
Current assignee: Richtek Technology Corp
Priority date: 2008-09-08
Filing date: 2008-09-08
Publication date: 2010-03-17
Anticipated expiration: 2028-09-08
Also published as: CN101674013B

Abstract

本发明提出一种具有改进的模式转换效能的切换式降压电源供应器及其控制方法。所述方法包含以下步骤：提供一个切换式电源供应器，该切换式电源供应器包括一输出驱动级，以将一输入电压转换为一输出电压，此输出驱动级于定频模式时受控于一第一脉宽调变讯号，于跳频模式时受控于一第一电压讯号，其中该第一脉宽调变讯号根据该第一电压讯号而产生；以及于跳频模式转换至定频模式时提供一第二电压作为第一电压的起始点，此第二电压接近定频模式下的第一电压的目标值。

Description

具有改进的模式转换效能的切换式降压电源供应器及控制方法

技术领域

本发明涉及一种切换式降压电源供应器(buck switching regulator)及其控制方法，特别是指一种具有改进的模式转换效能的切换式降压电源供应器及其控制方法。

背景技术

在使用电压控制模式的切换式降压电源供应器中，如何从跳频模式(Pulse Skipping Mode，PSK)平滑转换至定频模式(Fixed-frequencyPWM，FPWM)，是一项令业界困扰的问题。主要原因是，两种模式下对于脉冲宽度的定义是不同的。

详言之，图1A-1B标出运作于FPWM模式下时，现有切换式降压电源供应器的大致电路结构及其运作，其中图1A标出电路结构，图1B标出Vcomp讯号和Vramp讯号与PWM讯号的关系。反馈电路11自输出端萃取反馈讯号Vfb输入运算放大器14，与参考电压Vref比较后，输出Vcomp讯号，输入比较器16与锯齿波Vramp相比较。电路中通常包含有补偿电路12，以保持Vcomp讯号处于稳定状态。比较器16产生PWM讯号控制输出驱动级18的操作，使输入电压Vin转换成输出电压Vo。反馈电路11通常为分压电路，而补偿电路12通常为电阻与电容的并联电路。

如图1B所示，当Vcomp讯号位准越高时，PWM讯号的正脉冲时间(on time)a越长，而工作周期(duty cycle)D＝a/b也随之越大，其中b为PWM讯号的完整周期时间。因工作周期D与输出电压Vo和输入电压Vin的比值Vo/Vin有关，故Vcomp讯号必须经过适当设定，以使输出电压Vo落在既定的规格范围内。

另一方面，图2A-2B标出运作于PSK模式下时，现有切换式降压电源供应器1的大致电路结构及其运作，其中图2A标出电路结构，图2B标出Vfb讯号和Vref讯号与Vcomp讯号的关系。本模式下，元件14的功能不再是运算放大器，而是比较器。当Vfb讯号低于Vref讯号时，Vcomp讯号成为高位准，于是输出驱动级18使电流流往输出端，造成输出电压Vo上升。当输出电压Vo上升后，Vfb讯号便高于Vref讯号，于是Vcomp讯号又下降至低位准。其所产生的Vcomp讯号波形如图2B最下方所示。

于低负载情况下，PSK模式较FPWM模式还有效率，因PSK模式中的周期b时间远较FPWM模式为长，换言之PSK模式中的切换损失远较FPWM模式为低。

然而，若在同一电源芯片中并用两种控制模式，则其间切换将产生问题。在FPWM模式中，Vcomp讯号几乎是一个直流定值，但在PSK模式中，则是一个上下震荡的数字讯号。自PSK模式至FPWM模式的变换期间，Vcomp讯号必须自其低位准或高位准逐渐变化至正确的直流定值，其所需时间视比较器/运算放大器14的驱动能力、补偿电路12的补偿能力、以及线路寄生电容而定。但如图3所示，在这变换期间，通常需要数个切换周期以上的时间，Vcomp讯号才能到达正确的目标值；在Vcomp讯号到达正确的目标值之前，输出驱动级18所接收的PWM讯号将漏失正确的正脉冲时间，导致输出电压Vo瞬间低落(undershoot)。输出电压Vo低落可能引发后续电路的严重问题。

有鉴于此，本发明即针对上述现有技术的不足，提出一种具有改进的模式转换效能的切换式降压电源供应器及其控制方法。

发明内容

本发明的第一目的在于克服现有技术的不足与缺陷，提出一种具有改进的模式转换效能的切换式降压电源供应器。

本发明的第二目的在于克服现有技术的不足与缺陷，提出一种切换式降压电源供应器的控制方法。

为达上述目的，就其中一个观点言，本发明提供了一种具有改进的模式转换效能的切换式降压电源供应器，包含：(1)第一电路，包括：输出驱动级，受控将一输入电压转换为一输出电压；比较与运算放大电路，将与该输出电压有关的反馈讯号与一参考电压比较，产生一第一电压讯号；和第一比较器，将该第一电压讯号与一锯齿波比较，产生第一脉宽调变讯号；其中，于定频模式时，该第一脉宽调变讯号控制该输出驱动级；于跳频模式时，该第一电压讯号控制该输出驱动级；以及(2)第二电路，于跳频模式时，产生一第二电压，此第二电压接近定频模式下的第一电压，且该第二电路于定频模式时将该第二电压提供作为第一电压的起始点。

在较佳实施方式中，上述切换式降压电源供应器中的该第二电路包括：平均电路，接收一第二脉宽调变讯号，将该第二脉宽调变讯号转换为一平均电压输出；运算放大器，将与该平均电压有关的反馈讯号与前述参考电压比较，产生前述第二电压讯号；和第二比较器，将该第二电压讯号与前述锯齿波比较，产生该第二脉宽调变讯号。该平均电路可以为简单的RC电路。

此外，为达上述目的，就另一个观点言，本发明也提供了一种切换式降压电源供应器的控制方法，包含以下步骤：提供一个切换式电源供应器，该切换式电源供应器包括一输出驱动级，以将一输入电压转换为一输出电压，此输出驱动级于定频模式时受控于一第一脉宽调变讯号，于跳频模式时受控于一第一电压讯号，其中该第一脉宽调变讯号根据该第一电压讯号而产生；以及于跳频模式转换至定频模式时提供一第二电压作为第一电压的起始点，此第二电压接近定频模式下的第一电压的目标值。

较佳地，上述切换式降压电源供应器的控制方法中还包含：于跳频模式下维持该第二电压的行为接近定频模式下该第一电压的行为。

下面通过具体实施例详加说明，当还容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所达成的功效；其中，相似的元件以相同的符号来标示。

附图说明

图1A为操作于FPWM模式下的现有技术切换式降压电源供应器的示意电路图；

图1B为对应于图1A电路的波形图；

图2A为操作于PSK模式下的现有技术切换式降压电源供应器的示意电路图；

图2B为对应于图2A电路的波形图；

图3说明现有技术自PSK模式转换至FPWM模式时的问题；

图4标出本发明的切换式降压电源供应器的其中一个实施例；

图5为图4实施例操作于FPWM模式下的情形；

图6为图4实施例操作于PSK模式下的情形；

图7标出平均电路的其中一个实施例。

图中符号说明

10 主回路

11 反馈电路

12 补偿电路

14 比较器/运算放大器

16 比较器

18 输出驱动级

20 辅助回路

21 反馈电路

22 补偿电路

24 比较器/运算放大器

26 比较器

28 平均电路

A 节点

PWM 脉宽调变讯号

S1～S4 开关

Vcomp，Vcomp2 电压讯号

Vfb，Vfb2 反馈电压

Vin 输入电压

Vo 输出电压

Vramp 锯齿波

Vref 参考电压

具体实施方式

请参考图4，其中以示意电路图的方式显示本发明的其中一个实施例。如图所示，在本发明的切换式降压电源供应器100中，除了主回路10外，另包含一个辅助回路20。主回路10包含反馈电路11、补偿电路12、比较器/运算放大器14、比较器16、输出驱动级18，其作用方式与现有技术相似，不予赘述。辅助回路20中，则包含反馈电路21、补偿电路22、运算放大器24、比较器26、平均电路28。此外，电路中尚设有开关S1-S4。

辅助回路20的目的是，在PSK模式下维持节点A处的电压，使其相等或非常接近于Vcomp讯号在FPWM模式下的目标值。如此，从PSK模式转换至FPWM模式时，因Vcomp讯号已经非常接近目标值，PWM讯号便不会漏失正脉冲时间，输出电压Vo也就不会发生瞬间低落的现象。然而节点A处的电压并不能随意设定，而是与主回路10的各电路元件的作用有关，因此，本发明中使辅助回路20的整体结构与主回路10十分相似，目的是要在相似的环境下产生Vcomp2讯号，并使Vcomp2讯号的电压相等或非常接近于Vcomp讯号在FPWM模式下的目标值，亦即于跳频模式下维持Vcomp2讯号的行为接近定频模式下的Vcomp讯号的行为。

详言之，在FPWM模式时，开关S1、S2导通而开关S3、S4为断路，此时电路如图5，主回路10根据Vcomp讯号和Vramp讯号的交越点而产生PWM讯号，控制输出驱动级18将输入电压Vin转换成输出电压Vo。此时辅助回路20根据其回路运作而产生Vcomp2讯号，且因为电路元件21、22、24、26与电路元件11、12、14、16非常相似，(电路元件28亦可设计成与电路元件18相同，但为成本考量，可以用简单的平均电路来实现，容后说明)，因此Vcomp2讯号非常接近FPWM模式下的Vcomp讯号，换言之非常接近Vcomp讯号的目标值。

再参阅图6，在PSK模式下，开关S3、S4变为导通而开关S 1、S2转为断路，此时主回路10根据Vcomp讯号控制输出驱动级18。但因开关S4为导通，节点A处的电压保持在Vcomp2讯号的电压位准。当电路从PSK模式转换至FPWM模式时，开关S1再次导通，将节点A处连接至比较器16的输入，但此时Vcomp讯号自Vcomp2讯号的电压位准起始而非自低位准起始(请参阅图3)，且因Vcomp2讯号非常接近FPWM模式下Vcomp讯号的目标值，因此Vcomp讯号将可迅速到达其目标值，避免输出电压Vo发生瞬间低落的现象。

如前所述，为使Vcomp2讯号非常接近FPWM模式下的Vcomp讯号，基本上宜使辅助回路20的整体结构与主回路10相似，因此电路元件21、22、24、26宜与电路元件11、12、14、16非常相似，而电路元件28亦可设计成与电路元件18相同，但输出驱动级18是一较复杂且成本较高的电路，就实际运用而言，电路元件28并不需要与电路元件18相同。请参阅图7，电路元件28可使用简单的平均电路来构成，例如图标的RC电路即是一例，此平均电路取得比较器26输出的PWM讯号的平均电压值，同样可通过反馈电路21产生反馈电压Vfb2，且反馈电压Vfb2将与反馈电压Vfb非常接近。

以上已针对较佳实施例来说明本发明，只是以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。对于本领域技术人员，当可在本发明精神内，立即思及各种等效变化；例如，就本发明的基本概念而言，反馈电路与补偿电路均非必要元件而可有各种变化方式；各电路元件之间可以插入不影响主要功能的其它电路元件等。故凡依本发明的概念与精神所为的均等变化或修饰，均应包括于本发明的权利要求书的范围内。

Claims

1.一种具有改进的模式转换效能的切换式降压电源供应器，其特征在于，包含：

1)第一电路，包括：

输出驱动级，受控将一输入电压转换为一输出电压；

比较与运算放大电路，将与该输出电压有关的反馈讯号与一参考电压比较，产生一第一电压讯号；和

第一比较器，将该第一电压讯号与一锯齿波比较，产生第一脉宽调变讯号；

其中，于定频模式时，该第一脉宽调变讯号控制该输出驱动级；于跳频模式时，该第一电压讯号控制该输出驱动级；以及

2)第二电路，于跳频模式时，产生一第二电压，此第二电压接近定频模式下的第一电压，且该第二电路于定频模式时将该第二电压提供作为第一电压的起始点。

2.如权利要求1所述的切换式降压电源供应器，其中，该第二电路包括：

平均电路，接收一第二脉宽调变讯号，将该第二脉宽调变讯号转换为一平均电压输出；

运算放大器，将与该平均电压有关的反馈讯号与前述参考电压比较，产生前述第二电压讯号；和

第二比较器，将该第二电压讯号与前述锯齿波比较，产生该第二脉宽调变讯号。

3.如权利要求2所述的切换式降压电源供应器，其中，该平均电路为RC电路。

4.如权利要求1所述的切换式降压电源供应器，其中，该第一电路还包括：第一反馈电路，电连接于比较与运算放大电路的输入端和输出驱动级的输出端之间；以及第一补偿电路，电连接于比较与运算放大电路的输入与输出端之间。

5.如权利要求2所述的切换式降压电源供应器，其中，该第二电路还包括：第一反馈电路，电连接于运算放大器的输入端和平均电路的输出端之间；以及补偿电路，电连接于运算放大器的输入与输出端之间。

6.一种切换式降压电源供应器的控制方法，其特征在于，包含以下步骤：

提供一个切换式电源供应器，该切换式电源供应器包括一输出驱动级，以将一输入电压转换为一输出电压，此输出驱动级于定频模式时受控于一第一脉宽调变讯号，于跳频模式时受控于一第一电压讯号，其中该第一脉宽调变讯号根据该第一电压讯号而产生；以及

于跳频模式转换至定频模式时提供一第二电压作为第一电压的起始点，此第二电压接近定频模式下的第一电压的目标值。

7.如权利要求6所述的控制方法，其中，还包含：于跳频模式下维持该第二电压的行为接近定频模式下该第一电压的行为。

8.如权利要求6所述的控制方法，其中，该提供第二电压的步骤包括：

接收一第二脉宽调变讯号，并将该第二脉宽调变讯号转换为一平均电压输出；

将与该平均电压有关的反馈讯号与参考电压比较，产生前述第二电压讯号；以及

将该第二电压讯号与锯齿波比较，产生该第二脉宽调变讯号。