CN101651522A - Ofdm系统空频编码发射分集的解调方法及其系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM系统空频编码发射分集的解调方法及系统。该方法包括步骤：将接收到的射频信号转换成基带信号；对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏估计，得到所述基带信号的定时频偏估计值和载波频偏估计值；根据所述定时频偏估计值和载波频偏估计值对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏矫正，得到矫正后的各路基带信号；根据矫正后的各路基带信号求得各个分集天线的信道频域响应；利用非正交逆矩阵对进行空频解码。本发明通过使用新的解码矩阵来完成空频解码，从而克服了传统使用正交逆矩阵解码时因为相邻子载波间的频率响应产生很大的波动而产生的性能下降。

Description

OFDM系统空频编码发射分集的解调方法及其系统

技术领域

本发明涉及移动信号接收技术领域，具体涉及一种正交频分复用OFDM系统空频编码发射分集的解调方法及其系统。

背景技术

在宽带无线传输中会遇到不同的信道环境，而在很多地区，尤其是城市地区，干扰非常严重，在频率和时间选择性衰落信道下，接收信号的信噪比差异很大，判决错误概率增大。使用均衡技术已经不足以对抗数字多媒体信号在传输过程中经历的时变衰落以及多径干扰问题，为了对抗更大时变衰落和多径干扰，通常使用分集技术。分集技术是克服信道衰落的有效技术，它将相同信息经过几个不相关的衰落信道分别传输，从而产生多个副本，再从这些副本中提取出有用的信号，因为几个信道同时处于深衰落的概率很低，所以能最大程度上在恶劣的环境中得到正确解调，降低信噪比门限。

目前，在众多的分集技术中空间分集技术受到很大的关注，而空间分集技术又分为接收分集和发射分集，在目前的移动通信应用中，由于移动的接收机受尺寸限制不便于安装两根以上的天线，因此移动通信中很难使用接收分集，另外，在接收机使用两根天线以上增大了移动接收机的成本。而发射分集很好的解决以上的问题。

发射分集是指发射端有多根天线发送信号，而接收端只有一根天线来接收信号。发射分集以其节省接收端成本与体积的优点而具有更好的应用优势，它在改善系统性能的同时不需要增大接收机的成本和保持相对简单的实现。

现有的发射分集方案分为空时编码和空频编码两种，Alamouti在其经典的论文《A simple transmit diversity technique for wirelesscommunications》中提出了一种空时分组编码方案，在获得分集增益同时使编码和译码结构非常简单。空时编码假设信道响应在连续两帧的持续时间内保持不变，对于帧长比较长的系统来说，当存在较强的Doppler频移时，信道慢衰落的假设就会有较大误差，而空频编码的出现很好的解决了这个问题。

空频编码是按照Alamouti方案的编码矩阵对每组相邻的两个子载波上的符号进行编码，只需要假设相邻两个子载波间的频率响应相同，这样就很好的解决了空时编码的缺点。传统的接收机使用正交逆矩阵进行空频解码时假设相邻两个子载波的频域响应相同，而当接收机工作于处于时变深衰落信道下的发射分集系统，尤其当信道中存在长时延、能量较强的回波时相邻子载波间的频域响应会产生很大的波动，上述的假设不再成立，使接收机的性能下降。这种性能下降是由于空频编码发射分集接收机工作在深衰落，长多径的信道环境下，尤其是在存在长时延，能量较强的回波的信道环境下工作或者残留频偏所引起的。

发明内容

本发明的目的是提供一种能够克服使用传统正交逆矩阵解码时由于相邻子载波间的频率响应产生很大的波动而使接收机性能下降的缺陷的OFDM系统空频编码发射分集的解调方法及其系统。

为达到上述目的，本发明的技术方案提供一种OFDM系统空频编码发射分集的解调方法，包括以下步骤：

S11，将矫正后的基带信号{R(0)，R(1)，......，R(N-1)}分成两组，分别为信号R(2k)和信号R(2k+1)，对信号R(2k+1)作共轭得到R^*(2k+1)，将信号R(2k+1)和信号R^*(2k+1)组成一个2乘1的矩阵，并用各发射天线的信道频域响应、OFDM系统发射端发送的OFDM信号帧进行空频编码后的输出信号以及高斯白噪声三者组成的矩阵运算表达式表示，将所述2乘1的矩阵和所述矩阵运算表达式组成等式；

S12，对等式两边左乘一个非正交逆矩阵得到判决式；

S13，将利用判决式估计出来的数据

还原为OFDM系统发射端发送的信号帧，即得到空频解码后的基带信号{X(0)，X(1)，......，X(N-1)}。

其中，该等式为

$\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right)& H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)\\ -{H_{\mathrm{Tx}2}}^{*}(2k+1)& {H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}(2k+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}N\left(2k\right)\\ N^{*}(2k+1)\end{array}\right]$

其中，X(2k)和X(2k+1)为对OFDM系统发射端发送的OFDM信号帧进行空频编码后的输出信号，正整数N为该OFDM信号帧的子载波数；信号H_Tx1为OFDM系统发射端的发射天线1的信道频域响应，信号H_Tx2为发射天线2的信道频域响应，信号N(2k)和N(2k+1)为高斯白噪声，0≤k≤N/2-1；

其中，信号H_Tx1和信号H_Tx2分别表示发射天线1和发射天线2传输的信号的衰落特性，且这两个信号互为离散傅里叶变换或离散傅里叶反变换。

其中，非正交逆矩阵可以为 $\left[\begin{array}{c}{H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}(2k+1),-H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)\\ {H_{\mathrm{Tx}2}}^{*}(2k+1),H_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right)\end{array}\right].$

其中，在步骤S11之前还可包括步骤：

S1，将接收到的射频信号转换成基带信号；

S2，对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏估计，得到所述基带信号的定时频偏估计值和载波频偏估计值；

S3，根据所述定时频偏估计值和载波频偏估计值对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏矫正，得到矫正后的各路基带信号；

S4，根据矫正后的各路基带信号求得各个分集天线的信道频域响应。

其中，在步骤S13之后还可包括步骤：对所述空频解码后的基带信号进行解映射、解交织、信道解码、解扰码，输出处理后的数据流。

本发明还提供一种利用上述OFDM系统空频编码发射分集的解调方法进行解调的系统，包括：

信号转换模块，用于将接收到的射频信号转换成基带信号；

信号估计模块，用于对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏估计，得到所述基带信号的定时频偏估计值和载波频偏估计值；

信号矫正模块，用于根据所述定时频偏估计值和载波频偏估计值对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏矫正，得到矫正后的各路基带信号；

信号预处理模块，用于根据矫正后的各路基带信号求得各个分集天线的信道频域响应；和

空频解码模块，用于利用非正交逆矩阵进行空频解码。

其中，上述系统还包括信号处理模块，用于对所述空频解码后的基带信号进行解映射、解交织、信道解码、解扰码，输出处理后的数据流。

上述技术方案具有如下优点：通过使用新的解码矩阵来完成空频解码，从而克服了传统使用正交逆矩阵解码时因为相邻子载波间的频率响应产生很大的波动而产生的性能下降。

附图说明

图1为本发明实施方式的使用空频编码OFDM的系统发射端的结构框图；

图2为本发明实施方式的OFDM系统接收端的解调流程图；

图3为本发明实施方式的空频解码的步骤；

图4为本发明实施方式使用的深衰落，长多径的信道环境的信道局部频域响应示意图；

图5为传统解码方法和本发明的解码方法在图4中信道1的性能对比图；

图6为传统解码方法和本发明的解码方法在图4中信道2的性能对比图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

本实施例的发射分集方法应用于用于接收空频编码的接收机中，图1为使用空频编码OFDM的系统发射端的结构框图，如图1所示，输入信号可以为经过信道编码或未经信道编码的比特流，经过符号映射，映射成符号再组成OFDM帧，每个OFDM帧输入到空频编码模块中得到两路输出(因为在本实施例中有两根分集天线)，空频编码方式包括但不限于以下方法：

其中第一路输出维持原来未分集时的输出，即模块的输入，编码模块按照Alamouti方案的编码矩阵对每组相邻的两个子载波上的符号进行编码。编码模块的输入为一个OFDM信号帧{X(0)，X(1)，......，X(N-1)}，N为OFDM信号帧的子载波数，其输出为

X_Tx1＝{X(0)，X(1)，.......，X(2k)，X(2k+1)，........，X(N-2)，X(N-1)}；

第二路输出为：

X_Tx2＝{X^*(1)，-X^*(0)，......，X^*(2k+1)，-X^*(2k)........，X^*(N-1)，-X^*(N-2)}；

其中，0≤k≤N/2-1

这两路输出信号经过各自的OFDM调制(由离散傅里叶反变换IDFT模块实现)和训练序列的插入后经过各自的射频模块转换到射频后发射出去。

图2为OFDM系统接收端的空频解码的流程图。如图2所示，包括步骤：

A1.将接收天线接收到的射频信号转换成基带信号；

A2.对基带信号进行定时频偏和载波频偏估计，得到基带信号的定时频偏估计值和载波频偏估计值；

A3.根据所述定时频偏估计值和载波频偏估计值对基带信号进行定时频偏和载波频偏矫正，得到矫正后的各路基带数据；

A4.根据所述矫正后的基带数据求得分集天线各自的信道冲击响应；

A5.根据所述信道冲击响应，使用本发明的解码矩阵对基带数据进行空频解码；

A6.对所述解空频编码后的基带数据进行解映射、解交织、信道解码、解扰码，输出处理后的数据流。

其中，通过步骤A1～A3得到基带信号{R(0)，R(1)，......，R(N-1)}后，通过A4得到两根天线所发出信号的冲激响应，而A4求得的冲激响应会转换到频域以频域响应的形式H_Tx1和H_Tx2输入到空频解码模块中去，图3给出了空频解码的步骤，以下根据这个步骤给出使用现有技术中的正交矩阵进行空频解码的方法：

A51.将接收到的信号{R(0)，R(1)，......，R(N-1)}分成2组：R(2k)和R(2k+1)，对R(2k+1)作共轭得到R^*(2k+1)，即

$\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right)& H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)\\ -{H_{\mathrm{Tx}2}}^{*}(2k+1)& {H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}(2k+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}N\left(2k\right)\\ N^{*}(2k+1)\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，0≤k≤N/2-1；H_Tx1为天线1的信道频域响应，H_Tx2为天线2的信道频域响应，这种解码方法假定相邻子载波的频域响应相同，所以有H_Tx1(2k+1)＝H_Tx1(2k)和H_Tx2(2k+1)＝H_Tx2(2k)；

A52.对式(1)左乘矩阵 $\left[\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right),H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)\\ {{-H}_{\mathrm{Tx}2}}^{*}(2k+1),H_{\mathrm{Tx}1}*\left(2k\right)\end{array}\right]$ 得到判决式

$\left[\begin{array}{c}\hat{X}\left(2k\right)\\ {\hat{X}}^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_1& 0\\ 0& {\mathrm{\α}}_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]+N_1---\left(2\right)$

其中，α₁＝|H_Tx1(2k)|²+|H_Tx2(2k)|²；

$N_1=\left[\begin{array}{c}{H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}\left(2k\right)N\left(2k\right)-H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)N^{*}(2k+1)\\ {H_{\mathrm{Tx}2}}^{*}\left(2k\right)N\left(2k\right)+H_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right)N^{*}(2k+1)\end{array}\right]$ 为噪声矩阵。

A53.对估计出来的数据

除以α后，将

求共轭还原发送数据X(k)。

图4为两个深衰落，长多径的信道1、2的局部频域响应示意图(表1为其信道模型)，从图4中可以看出相邻子载波的频域响应并不相同，而且有明显的区别，在正交逆矩阵空频解码的方法中相邻子载波的频域响应相同的假定不成立，造成接收机性能下降，下面给出本发明实施方式的利用非正交逆矩阵空频解码的方法：

S51.将接收到的信号{R(0)，R(1)，......，R(N-1)}分成2组：R(2k)和R(2k+1)，对R(2k+1)作共轭得到R^*(2k+1)，即

$\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right)& H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)\\ -{H_{\mathrm{Tx}2}}^{*}(2k+1)& {H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}(2k+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}N\left(2k\right)\\ N^{*}(2k+1)\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，0≤k≤N/2-1；H_Tx1为天线1的信道频域响应，H_Tx2为天线2的信道频域响应。

S52.对式(1)左乘非正交逆矩阵 $\left[\begin{array}{c}{H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}(2k+1),-H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)\\ {H_{\mathrm{Tx}2}}^{*}(2k+1),H_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right)\end{array}\right]$ 得到判决式

$\left[\begin{array}{c}\hat{X}\left(2k\right)\\ {\hat{X}}^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}& 0\\ 0& \mathrm{\α}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]+N_2---\left(3\right)$

其中，α＝H_Tx1(2k)H_Tx1 ^*(2k+1)+H_Tx2(2k)H_Tx2 ^*(2k+1)；

$N_2=\left[\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right)N\left(2k\right)-H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)N^{*}(2k+1)\\ -{H_{\mathrm{Tx}2}}^{*}(2k+1)N\left(2k\right)+{H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}(2k+1)N^{*}(2k+1)\end{array}\right]$ 为噪声矩阵。

S53.对估计出来的数据

除以α后，再求共轭得到空频解码后的基带信号{X(0)，X(1)，......，X(N-1)}。

使用本发明实施方式的上述方法没有额外条件，可以克服正交矩阵解空频编码的缺点，通过图5和图6的仿真结果可以证明。

图5和图6给出传统解码方法和本发明的解码方法在深衰落，长多径的信道环境下的性能对比图，表1为仿真中使用的信道模型1、2，其频域响应如图4所示。在仿真中采用空频发射分集结构的TDS-OFDM(Time Domain Synchronous Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，时域同步的正交频分复用)系统，使用理想的信道估计，数据使用LDPC(Low density Parity check，低密度奇偶校验)解码，分别是码率为0.8的16QAM调制方式和码率为0.6的64QAM调制方式。仿真的信道模型1是ITU(International TelecommunicationUnion，国际电信联盟)指定的一个信道模型，其有较为集中的强径；信道模型2为具有0dB的长延时多径信道。为使仿真不受其他因素影响，仿真使用理想的信道估计，所以得到的性能差只受空频解码的影响。

表1

如图5所示，在信道1的环境下，使用传统的正交逆矩阵与使用本发明的方法进行空频解码后在误码率(BER)10^-3处信噪比(SNR)相差1.6dB(16QAM)和1.1dB(64QAM)，而信道2的仿真中，由于信道2比信道1的频域响应波动更大，所以传统方法在信噪比为24dB时依然解码失败，所以两种方法在信道2的仿真中性能相差更大。可以看出，相对于使用本发明的方法解码，传统方法解码后的性能曲线比较下降得比较缓，这是因为相邻子载波间的频域响应相差很大而引入了额外的干扰，使接收机在提高信噪比后依然存在一定的误码。

举例来说，令H_Tx1(2k+1)＝H_Tx1(2k)+ε₁和H_Tx2(2k+1)＝H_Tx2(2k)+ε₂，其中，ε₁和ε₂为信道频率响应中引入的干扰，则式(1)可改写为

$\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right)& H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)\\ -{H_{\mathrm{Tx}2}}^{*}\left(2k\right)+{{\mathrm{\ϵ}}_1}^{*}& {H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}\left(2k\right)+{{\mathrm{\ϵ}}_2}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}N\left(2k\right)\\ N^{*}(2k+1)\end{array}\right]$

(4)

其中，0≤k≤N/2-1，

则判决式变为

$\left[\begin{array}{c}\hat{X}\left(2k\right)\\ {\hat{X}}^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_1& 0\\ 0& {\mathrm{\α}}_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]+D+N_1---\left(5\right)$

其中0≤k≤N/2-1，

$D=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right){\mathrm{\ϵ}}_2^{*},& H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right){\mathrm{\ϵ}}_1^{*}\\ {H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}\left(2k\right){\mathrm{\ϵ}}_2^{*},& H_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right){\mathrm{\ϵ}}_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]$ 为所产生的干扰项，当信道的衰落越深，ε₁和ε₂越大，即干扰项越大，所以在这种信道下会出现接收机不能工作的情况，而使用本发明的空频解码方法由于没有干扰项的存在，所以接收机依然可以正常工作。

本发明的实施例还提供一种利用上述OFDM系统空频编码发射分集的解调方法进行解调的系统，包括：

信号转换模块，用于将接收到的射频信号转换成基带信号；

信号估计模块，用于对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏估计，得到所述基带信号的定时频偏估计值和载波频偏估计值；

信号矫正模块，用于根据所述定时频偏估计值和载波频偏估计值对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏矫正，得到矫正后的各路基带信号；

信号预处理模块，用于根据矫正后的各路基带信号求得各个分集天线的信道频域响应；和

空频解码模块，用于利用非正交逆矩阵对进行空频解码。

由以上实施例可以看出，本发明实施例通过使用新的解码矩阵来完成空频解码，从而克服了传统使用正交逆矩阵解码时因为相邻子载波间的频率响应产生很大的波动而产生的性能下降。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变型，这些改进和变型也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1、一种OFDM系统空频编码发射分集的解调方法，包括以下步骤：

S11，将矫正后的基带信号{R(0)，R(1)，……，R(N-1)}分成两组，分别为信号R(2k)和信号R(2k+1)，对信号R(2k+1)作共轭得到R^*(2k+1)，将信号R(2k+1)和信号R^*(2k+1)组成一个2乘1的矩阵，并用各发射天线的信道频域响应、OFDM系统发射端发送的OFDM信号帧进行空频编码后的输出信号以及高斯白噪声三者组成的矩阵运算表达式表示，将所述2乘1的矩阵和所述矩阵运算表达式组成等式；

S12，对所述等式两边左乘一个非正交逆矩阵得到判决式；

S13，将利用所述判决式估计出来的数据还原为OFDM系统发射端发送的信号帧，即得到空频解码后的基带信号{X(0)，X(1)，……，X(N-1)}。

2、如权利要求1所述的OFDM系统空频编码发射分集的解调方法，其特征在于，所述步骤S11中的等式为

$\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right)& H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)\\ -{H_{\mathrm{Tx}2}}^{*}(2k+1)& {H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}(2k+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}N\left(2k\right)\\ N^{*}(2k+1)\end{array}\right]$

其中，X(2k)和X(2k+1)为对OFDM系统发射端发送的OFDM信号帧进行空频编码后的输出信号，正整数N为该OFDM信号帧的子载波数；信号H_Tx1为OFDM系统发射端的发射天线1的信道频域响应，信号H_Tx2为发射天线2的信道频域响应，信号N(2k)和N(2k+1)为高斯白噪声，0≤k≤N/2-1。

3、如权利要求1或2所述的OFDM系统空频编码发射分集的解调方法，其特征在于，所述非正交逆矩阵为 $\left[\begin{array}{c}{H_{\mathrm{Tx}1}}^{*}(2k+1),-H_{\mathrm{Tx}2}\left(2k\right)\\ {H_{\mathrm{Tx}2}}^{*}(2k+1),H_{\mathrm{Tx}1}\left(2k\right)\end{array}\right],$ 信号H_Tx1为OFDM系统发射端的发射天线1的信道频域响应，信号H_Tx2为发射天线2的信道频域响应。

4、如权利要求1或2所述的OFDM系统空频编码发射分集的解调方法，其特征在于，所述信号H_Tx1和信号H_Tx2分别表示发射天线1和发射天线2传输的信号的衰落特性，且这两个信号互为离散傅里叶变换或离散傅里叶反变换。

5、如权利要求1或2所述的OFDM系统空频编码发射分集的解调方法，其特征在于，在所述步骤S11之前还包括步骤：

S1，将接收到的射频信号转换成基带信号；

S2，对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏估计，得到所述基带信号的定时频偏估计值和载波频偏估计值；

S3，根据所述定时频偏估计值和载波频偏估计值对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏矫正，得到矫正后的各路基带信号；

S4，根据矫正后的各路基带信号求得各个分集天线的信道频域响应。

6、如权利要求1或2所述的OFDM系统空频编码发射分集的解调方法，其特征在于，在所述步骤S13之后还包括步骤：对所述空频解码后的基带信号进行解映射、解交织、信道解码、解扰码，输出处理后的数据流。

7、一种OFDM空频编码发射分集的解调系统，其利用权利要求1或2或3所述的OFDM系统空频编码发射分集的解调方法进行解调，该系统包括：

信号转换模块，用于将接收到的射频信号转换成基带信号；

信号估计模块，用于对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏估计，得到所述基带信号的定时频偏估计值和载波频偏估计值；

信号矫正模块，用于根据所述定时频偏估计值和载波频偏估计值对所述基带信号进行定时频偏和载波频偏矫正，得到矫正后的各路基带信号；

信号预处理模块，用于根据矫正后的各路基带信号求得各个分集天线的信道频域响应；和

空频解码模块，用于利用非正交逆矩阵进行空频解码。

8、如权利要求7所述的系统，其特征在于，所述系统还包括信号处理模块，用于对所述空频解码后的基带信号进行解映射、解交织、信道解码、解扰码，输出处理后的数据流。

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