CN101650946B - 应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法 - Google Patents

Abstract

应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法，属于船舶工程领域，本发明是为了解决现在的基于非压缩技术的数字音频采集系统数据难以实现远程采集及传输，不适合应用在VDR系统中的问题。本发明的方法包括：一、立体声音频编解码器采集舱室音频信号和VHF通信音频信号，并传输给DSP；二、DSP采用SB-ADPCM编码算法对采集的舱室音频信号进行量化和压缩，采用PCM编码算法A律13折线法对采集的VHF通信音频信号进行量化和压缩；三、DSP把压缩后的舱室音频信号和VHF通信音频信号存储在外部存储器中，通过CPLD选择电路选通以太网接口电路，将压缩后的舱室音频信号和VHF通信音频信号传输给VDR主机。

Description

应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法

技术领域

本发明涉及一种应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法，属于船舶工程领域。

背景技术

船载航行数据记录仪(Voyage Data Recorder，简称VDR)是专门用于采集和存储船舶航行过程中重要信息的智能化记录设备，集采集、存储、监控等功能于一体。当舰船发生事故时，可通过回放所记录的有关数据分析与查找事故的原因。随着我国航海事业的不断发展，随着国际海事组织对VDR安装的强制要求，VDR必将会有一个广大的市场，对VDR的研究也具有重要的意义。

根据《IEC61996-2000海上导航和无线电通信设备和系统，船载航行数据记录仪的性能要求、试验方法和要求的检验结果》中的有关规定，船载航行数据记录仪应能顺序记录有关船舶设备的状态和输出信号、船舶的指挥命令和操作控制等数据项目，包括：日期和时间、船位船速、驾驶室声音、通信声音、雷达数据、回声测深仪、操舵命令和响应以及风速风向等。并且要求对上述各项数据的连续存储能力至少在12个小时以上。其中驾驶室声音和通信声音是黑匣子需记录的主要数据之一，记录的声音内容主要包括当时舱室中操作人员的语音信息，出现的报警声音和甚高频通信电话的声音信息。在日常的船舶航行监控或船舶发生事故后，可通过回放记录的相关音频数据以复现船舶出现事故时关键区域的声音状况，对事故原因的分析与对日常的船舶航行评估都有重要的意义。

作为VDR所需记录的数据中的重要一项，音频采集技术在近数十年中也取得了巨大的进步。数字技术是随着现代电子技术及计算机技术的发展而发展起来的，其在音频记录领域也得到了广泛的应用。它与模拟记录技术相比有巨大的优势。数字化的音频信号进行传输和存储时，在可靠性、抗干扰能力、快速变换、安全性等方面远胜于模拟的音频信号，并且数字系统灵活方便，价格低廉。现在的基于非压缩技术的数字音频采集系统多是基于PC机与声卡组合的记录系统，具有高音质、易实现多声道音频采集与回放的优点，也属于无损记录的范畴。但由于未进行数据压缩，通常会有较大的数据量，如现在CD中存储的声音数据便是未经压缩的数据。通常几百兆的空间只能存储一个小时左右的数据。

在VDR的系统中，由于主机或数据存储保护体中的电子盘容量有限(一般为2～8GB)，且需存储12个小时以上的数据，如果采用此种方法，则会有很大的数据量需要传输和存储，给整个系统带来极大的压力，现有的音频采集系难以实现远程采集和传输，不适合应用在VDR系统中。

发明内容

本发明的目的是解决现在的基于非压缩技术的数字音频采集系统数据难以实现远程采集及传输，不适合应用在VDR系统中的问题，提供了一种应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法。

本发明所述音频采集卡包括立体声音频编解码器、DSP、CPLD选择电路和外部存储器，立体声音频编解码器用于采集舱室音频信号和VHF通信音频信号，立体声音频编解码器的I²C串行接口与DSP的I²C串行接口相连，DSP的数据输入输出端与CPLD选择电路的控制选择输入输出端相连，CPLD选择电路的存储输入输出端与外部存储器的输入输出端相连，

应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法包括以下步骤：

步骤一、立体声音频编解码器采集舱室音频信号和VHF通信音频信号，并传输给DSP，

步骤二、DSP采用SB-ADPCM编码算法对采集的舱室音频信号进行量化和压缩，采用PCM编码算法A律13折线法对采集的VHF通信音频信号进行量化和压缩，

步骤三、DSP把压缩后的舱室音频信号和VHF通信音频信号存储在外部存储器中。

本发明的优点：本发明所述音频采集卡压缩后的音频品质高，并轻松实现音频的远程采集及传输，结构简单，成本低。

附图说明

图1是本发明方法的流程图，图2是A律PCM对数逼近图(正半轴)，图3是SB-ADPCM编码流程图，图4是SB-ADPCM编码器原理框图，图5是QMF的幅频特性，图6是QMF计算框图，图7是低子带ADPCM编码器框图，图8是高子带ADPCM编码器框图，图9是音频采集卡的结构示意图及其与VDR主机的连接图，图10是多通道音频远程采集系统的结构示意图，图11是CPLD选择电路在系统中与其他部件的连接框图，图12是DSP与音频A/D和D/A模块的连接框图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1至图12说明本实施方式，本实施方式所述音频采集卡包括立体声音频编解码器1、DSP2、CPLD选择电路3、外部存储器4和以太网接口电路5，立体声音频编解码器1用于采集舱室音频信号和VHF通信音频信号，立体声音频编解码器1的I²C串行接口与DSP2的I²C串行接口相连，DSP2的数据输入输出端与CPLD选择电路3的控制选择输入输出端相连，CPLD选择电路3的存储输入输出端与外部存储器4的输入输出端相连，CPLD选择电路3的数据远程交互输入输出端与以太网接口电路5的第一输入输出端相连，

本实施方式应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法包括以下步骤：

步骤一、立体声音频编解码器1采集舱室音频信号和VHF通信音频信号，并传输给DSP2，

步骤二、DSP2采用SB-ADPCM编码算法对采集的舱室音频信号进行量化和压缩，采用PCM编码算法A律13折线法对采集的VHF通信音频信号进行量化和压缩，

采用SB-ADPCM编码算法对采集的舱室音频信号进行量化和压缩的过程为：

步骤1、舱室音频信号经发送正交镜像滤波器滤波，并按2∶1比例抽取后输出低子带信号x_L(n)和高子带信号x_H(n)，

步骤2、低子带信号x_L(n)经低子带ADPCM编码器编码后输出低子带输出码c_L(n)，高子带信号x_H(n)经高子带ADPCM编码器编码后输出高子带输出码c_H(n)，

步骤3、多路复合器将低子带输出码c_L(n)和高子带输出码c_H(n)合成输出，获得量化和压缩后的舱室音频信号c(n)，所述量化和压缩后的舱室音频信号c(n)字节格式为：

c_H1、c_H2、c_L1、c_L2、c_L3、c_L4、c_L5、c_L6。

采用PCM编码算法A律13折线法对采集的VHF通信音频信号进行量化和压缩的过程为：

对采集的VHF通信音频信号进行归一化处理，对 $0\&le;\frac{\left|x\left(n\right)\right|}{X_{\max }}<\frac{1}{A}$ 的VHF通信音频信号，按公式(1) $y\left(n\right)=\mathrm{sgn}\left[x\left(n\right)\right]X_{\max }\frac{A|x\left(n\right)/X_{\max }|}{1+\ln A}$ 进行线性运算，获得VHF通信音频输出量；对 $\frac{1}{A}\&le;\frac{\left|x\left(n\right)\right|}{X_{\max }}\&le;1$ 的VHF通信音频信号，按公式(2) $y\left(n\right)=\mathrm{sgn}\left[x\left(n\right)\right]X_{\max }\frac{1+\ln \left(A\right|x\left(n\right)/X_{\max }\left|\right)}{1+\ln A}$ 进行对数线性化运算，获得VHF通信音频输出量，将线性运算获得的VHF通信音频输出量和对数线性化运算获得的VHF通信音频输出量整合成8位码，实现对VHF通信音频信号的量化和压缩。

步骤三、DSP2把压缩后的舱室音频信号和VHF通信音频信号存储在外部存储器4中，

步骤四、通过CPLD选择电路3选通以太网接口电路5，将压缩后的舱室音频信号和VHF通信音频信号传输给VDR主机8。

立体声音频编解码器1采用TI公司的TLV320AIC23音频CODEC芯片。

根据IEC61996的有关规定，航行数据记录仪需要记录的音频信号频带为：舱室音频信号为150Hz～6000Hz，VHF通信音频信号为150Hz～3400Hz。根据Nyquist采样定理，采样频率f_s必须大于或等于采样对象频率f_c的2倍：

f_s≥2f_c

由上式可得采样舱室音频信号f_s1和VHF通信音频信号f_s2两个频段的采样频率范围分别为：

f_s1≥2×3400＝6800Hz

f_s2≥2×6000＝12000Hz

所以，为实现较高的音质，音频量化的采样率应高于12kHz，立体声音频编解码器1的采样位数应在16位以上。

本实施方式所述音频卡如图9所示，在包含模拟信号的采集系统中，A/D与D/A的选取往往特别重要，选择满足系统性能的器件是系统成功的关键。在本设计中音频CODEC所实现的功能为对模拟的音频信号进行量化，以及将数字化的音频信号重建为模拟信号。TLV320AIC23是一款高性能音频CODEC芯片，所述TLV320AIC23以下简称AIC23，内置耳机输出放大器，支持MICIN和LINEIN两种输入方式，且输入和输出都具有可编程增益调节；AIC23芯片中集成的A/D转换器和D/A转换器均采用多位Sigma-Delta技术，数据采样的字长为16、20、24、32bit可选，采样与重建的频率为8kHz～96kHz可配置；在采样率为96kHz的情况下A/D转换器信噪比达到90dB，D/A转换器达到100dB；AIC23的数字接口分为配置接口和数据交换接口两部分；配置接口有I²C和SPI两种形式，主要作用为对AIC23进行配置；数据输出接口有I²S和DSP两种模式，可与DSP中的McBSP接口无缝对接。通过以太网可以传输相应的指令给DSP2，来配置AIC23的采样位数和采样率，根据具体情况的要求实现不同的音质。AIC23与DSP2的连接如图12所示。

立体声音频编解码器1采集的模拟信号转换成数字信号后传递给DSP2。

DSP2采用TI公司的TMS320VC5509芯片。

通常DSP芯片的选择主要考虑以下因素：器件主频、数据运算能力、适合于系统开发的外设、功耗、成本等方面。在本系统中DSP实现的功能为：与音频CODEC的AIC23芯片接口，实现音频数字信号的量化；对量化后的数据进行滤波、压缩等方面的处理，并存储在外部存储器4中；控制网络接口等部件实现与VDR主机的数据交换。本实施方式中选用TI公司新近推出的专门用于音频领域的功能较强的定点DSP芯片TMS320VC5509。

TMS320VC5509(以下简称VC5509)是VC55x系列中的一员，不但运算能力强、外设接口丰富，而且功耗小、成本低。VC5509是TMS320C541的升级版，是21世纪初TI公司的技术创新产品，其显著特点是每兆指令功耗极低，为0.25mw/MIP。由于VC55x是在TMS320VC54x系列的基础上发展而来的，其源代码也与C54x的兼容。但VC55x内部的双乘法器、双ALU单元和多总线的结构使得其可在单时钟周期内运行两条并行指令，达到了VC54x的2倍的周期效率(可达400MIPS)，并且功耗只有VC54x的1/6。

外部存储器4采用SRAM。

CPLD选择电路3采用ALTERA公司的EPM7128芯片。

由于在本系统需要扩展外部存储器4、网络接口芯片等部件，所以需要设计逻辑产生电路。EPM7128为ALTERA公司的MAX7000系列的产品，具有高阻抗、电可擦除等特点，可用门数为2500个，128个宏单元，8个LAB(Logic ArrayBlock)阵列块之间最大延迟为5ns，工作电压兼容5V、3.3V。其在系统中实现的功能框图如图11所示。

图中EPM7128内部扩展了FAR寄存器产生外部存储器4的高位分页地址，PA14～PA18共5位地址线。FAR寄存器的地址扩展在DSP2的CE0空间内，地址为0x40000，为8位数据长度。FAR寄存器的D4～D0位分别对应外部存储器4的页选通线的PA18～PA14。所以在对外部存储器4进行存取操作时应首先向FAR寄存器赋值选择32页中的一页。

所述音频卡还包括非易失性存储器6，DSP2的第三输入输出端与非易失性存储器6的输入输出端相连。

非易失性存储器6采用AT25F1024串行FLASH。

Flash(闪速存储器)是近些年发展起来的新型非易失性存储器，它具有掉电数据不丢失、快速的数据存取速度、电可擦除、容量大、在线可编程、价格低廉以及足够多的擦写次数(十万次)和较高的可靠性等诸多优点。

下面详细介绍应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法：

立体声音频编解码器1采集的模拟信号(舱室音频信号和VHF通信音频信号)转换成数字信号后传递给DSP2，在DSP2中完成对音频的量化、滤波和压缩，并存储在外部存储器4中。

G.711标准的PCM编码算法音质最高，且复杂度低，易于实现。但采样频率只有8kHz，只能满足频段为150～3400Hz的VHF通信音频信号的采样要求；SB-ADPCM的采样率、码率均能满足频段为150～6000Hz的舱室音频信号的采样要求，音质仅比PCM编码略有下降，且码率保持了64kb/s。所以本实施方式选择G.711标准的PCM编码对VHF通信音频信号进行压缩，选择G.722标准的SB-ADPCM编码对舱室音频信号进行压缩，流程图如图3所示。

G.711标准的PCM编码是复杂度较低的波形编码方法。该方法将语音信号样本量化为N＝2^B个码字中的一个，每个样本用B(bit)表示，将输入信号幅值的范围分成N个相同宽度的区间，同一区间的样本编码为相同码字。所以均匀量化的PCM和普通A/D相同，它没有利用语音信号的任何性质，也没有进行数据压缩。

实际中通常采用对数PCM的非均匀量化法，即国际电报电话咨询委员会(CCITT)的G.711建议规定的A律13折线法和μ律15折线法。中国采用A律的13折线法。

对数量化PCM的原理是利用了声音信号幅度分布的非均匀性。声音信号的幅度统计特性同信号的带宽、录音时的声学条件及进行统计的时间长度都有关系。通常接近于高斯分布，有时为了分析方便也可以近似为双边指数或拉普拉斯分布来近似。但无论根据长时或短时统计来看，声音信号都是小幅度出现的概率大，而大幅度出现的概率小。所以利用对数PCM，当输入信号值较小时，使用较小的量化间隔；当输入信号值大时，使用较大的量化间隔。这样可以使当输入信号的电平变化时，量化器保持相近的信噪比。

A律对数压扩特性是从“非均匀量化”的基点出发，用13条折线来逼近式(2)的对数函数。逼近后的曲线(正半轴)如图2所示。

直角坐标系中，x轴和y轴分别表示输入信号和输出信号。将x轴(0，1)不均匀的分成8段，规律是每次二分之一取端，即首先以1/2～1为一段；再将余下的0～1/2平分，取1/4～1/2为一段；再将余下的0～1/4平分，取1/8～1/4为一段；依此类推，直到分为8段。然后再将每一段均匀的分成16等份，每一等份就是一个量化级。因此x轴正半轴共分为128个量化级。由图可知，8段中的一二两段长度相同，斜率相等(为16)。由A律特性的表示式可知，当x较大时，即当 $\frac{1}{A}\&le;\frac{\left|x\left(n\right)\right|}{X_{\max }}\&le;1$ 时，y与x是对数关系，按公式(2)求解VHF通信音频信号输出量；当x较小时，即当 $0\&le;\frac{\left|x\left(n\right)\right|}{X_{\max }}<\frac{1}{A}$ 时，y与x是线性关系，此时斜率为A/(1+lnA)。由

$\tan \mathrm{\&alpha;}=\frac{A}{1+\ln A}=16$

可以求得A＝87.6。

当音频值处于小信号区段时，即在斜率为16的区域时。若采取均匀量化的PCM，则量化信噪比为：

${\mathrm{SNR}}_1=20\lg \frac{S}{N_1}=20\lg \frac{S}{1/256}$

当采用13折线法的PCM量化时，量化信噪比为 ${\mathrm{SNR}}_2=20\lg \frac{S}{N_2}=20\lg \frac{S}{1/4096}$ 因此可知13折线法相对于均匀量化的小信号信噪比的提高值为

${\mathrm{SNR}}_1-{\mathrm{SNR}}_2=20\lg \frac{4096S}{256S}=20\lg 16\&ap;24\mathrm{dB}.$

由以上所述可知，13折线法的非均匀量化的压缩和量化是同时进行的，即是用较少的量化位数，实现了相同的信噪比，且不致使大信号过载。

经过PCM的A律编码后的码组通常由8位码组成，其码位内容如表1所示：

表1A律PCM编码后的码位安排

表1中各段落码的意义为：

(1)极性码。即表示了编码后的数据的正负极性。

(2)段落码。用这3位二进制码表示出本次编码对应于正极性方向或负极性方向的8个段中的一个。

(3)段内码。用4位二进制码，即16个量化电平值，表示8个段中均匀量化后的量化值。

G.722标准的SB-ADPCM编码：

1、SB-ADPCM编码的原理

SB-ADPCM(Sub-Band Adaptive Differential Pulse Code Modulation)编码是子带编码的一种。子带编码是频域波形编码的一种，原理是首先使用一组带通滤波器BPF把输入的音频信号的频带划分为若干个连续的频段，每个频段成为子带，然后再对几个子带分别采用单独编码的方案进行编码，量化可以采用PCM，APCM，ADPCM等。

根据CCITT制定的G.722建议的SB-ADPCM是将50～7000Hz的音频带宽分为高低各为4kHz的两个子带，然后再对每个子带进行自适应差分脉冲编码(ADPCM)，最后将各个子带的编码信号通过复合器整合起来。其编码过程主要包括发送正交镜像滤波器、低子带ADPCM编码器、高子带ADPCM编码器、多路复合器等部分，如图4所示。

2、SB-ADPCM编码算法

(1)发送正交镜像滤波器QMF

正交镜像滤波器(QMF)的作用是将全频带50～7000Hz划分为低频区(50～4000Hz)和高频区(4000～7000Hz)两个子带，图5为其幅频特性图。

G.722标准所使用的QMF就是24阶的滤波器，QMF的输入信号是音频A/D的16kHz采样输出的数字信号。QMF划分的两个子带经8kHz取样后的信号作为QMF的输出。如图6所示。这是一个由高通和低通滤波器联合使用的抽头延迟线电路，为24阶FIR滤波器。输入信号x(n)按16kHz的时钟节拍送入移位寄存器，滤波器的输出经2∶1抽取后输出低子带信号x_L(n)和高子带信号x_H(n)。

由图可知，

$x_A\left(n\right)=h\left(0\right)x\left(n\right)+h\left(2\right)x(n-2)+h\left(4\right)x(n-4)+\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;$

$=\underset{i=0}{\overset{11}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\left(2i\right)x(n-2i)---\left(3\right)$

$x_B\left(n\right)=h\left(1\right)x(n-1)+h\left(3\right)x(n-3)+h\left(5\right)x(n-5)+\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;$

$=\underset{i=0}{\overset{11}{\mathrm{\&Sigma;}}}h(2i+1)x(n-2i-1)---\left(4\right)$

则

$\left\{\begin{array}{c}{x}_1(n)=x_A\left(n\right)+x_B\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{23}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\left(i\right)x(n-i)\\ x_2\left(n\right)=x_A\left(n\right)-x_B\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{23}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{i}h\left(i\right)x(n-i)\end{array}\right.---\left(5\right)$

式(5)中x₁(n)和x₂(n)分别为2∶1抽取前的低子带和高子带输出，h(i)，i＝0～23为G.722规定的QMF的系数，如表2所示。由表中系数可看出低通滤波器的冲击响应是关于中轴对称的。而高通滤波器部分可根据对称性直接取反来实现，见图6。将式(5)变换到z域为

$\left\{\begin{array}{c}{X}_1\left(z\right)=\underset{i=0}{\overset{23}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\left(i\right)z^{-i}X\left(z\right)=H_1\left(z\right)X\left(z\right)\\ X_2\left(z\right)=\underset{i=0}{\overset{23}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{i}h\left(i\right)z^{-i}X\left(z\right)=H_2\left(z\right)X\left(z\right)\end{array}\right.---\left(6\right)$

由于滤波后得到的子带信号的频带缩小了一半，为了达到数据压缩的目的，可以用子带信号可以用原抽样频率的一半表示，所以要对输出的x₁(n)和x₂(n)信号进行2∶1的抽取。经2∶1抽取后的高、低子带最终输出为

$x_H\left(z\right)=\frac{1}{2}[X_2\left(z^{1/2}\right)+X_2\left({-z}^{1/2}\right)]---\left(7\right)$

$x_L\left(z\right)=\frac{1}{2}[X_1\left(z^{1/2}\right)+X_1\left({-z}^{1/2}\right)]---\left(8\right)$

表2正交镜像滤波器的系数表

(2)ADPCM编码器

ADPCM编码器的功能是对QMF的高低子带输出信号进行自适应差动脉冲编码。ADPCM编码器的核心思想是：改变量化阶的大小，使用小的量化阶去编码小的差值，使用大的量化阶去编码大的差值，使用过去的样本值估算下一个输入样本的预测值，使实际样本值和预测值之间的差值总是最小，以便于在固定码率的情况下量化的尽量准确。图7是低子带ADPCM编码器框图，图8是高子带ADPCM编码器框图。

从图中可看出，高低子带编码器的原理相同，区别是对残差信号e(n)的量化位数和对编码信号c(n)的逆自适应量化不同。低子带对e_L(n)采用了60电平(6bit二进制码表示)的自适应量化器，而高子带对e_H(n)的量化位数为4电平(2bit二进制码)。相应的低子带自适应逆量化器是对编码信号c_L(n)的高四位进行15电平的逆量化，而高子带自适应逆量化器是直接对c_H(n)进行4电平的逆量化。

①残差信号计算

由于ADPCM是差分的脉冲编码，是对信号的差值进行的编码，所以需要计算残差信号。由图6可知，残差信号e(n)是子带编码器的输入值x(n)与当前预测值

的差。

低子带残差信号为

$e_L\left(n\right)=x_L\left(n\right)-\widetilde{x_L}---\left(9\right)$

高子带残差信号为

$e_H\left(n\right)=x_H\left(n\right)-\widetilde{x_H}---\left(10\right)$

②自适应量化器

自适应量化器的作用是对高低子带残差信号e_H(n)和e_L(n)分别用2bit和6bit二进制码进行量化。表3和表4给出了6bit和2bit自适应量化器的判定电平和输出码。低子带和高子带的输出码c_L(n)和c_H(n)分别为

$c_L\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{c}_{\mathrm{LP}}\left(m_L\right)& e_L\left(n\right)\&GreaterEqual;0\\ c_{\mathrm{LN}}\left(m_L\right)& e_L\left(n\right)<0\end{array}\right.---\left(11\right)$

$c_H\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{c}_{\mathrm{HP}}\left(m_H\right)& e_H\left(n\right)\&GreaterEqual;0\\ c_{\mathrm{HN}}\left(m_H\right)& e_H\left(n\right)<0\end{array}\right.---\left(12\right)$

m_L和m_H在此作为量化器间隔的标号，由量化器自适应部分得出。c_LP和c_HP为低子带和高子带编码器正的量化器间隔；c_LN和c_HN为低子带和高子带负的量化器间隔。

表3位低子带量化器的判定电平和输出码

表4位高子带量化器的判定电平和输出码

③量化器自适应

量化器自适应部分用来确定低子带和高子带的线性标度因子Δ_L(n)和Δ_H(n)，线性标度因子将会在逆自适应量化器中用于求残差信号。

首先计算出对数标度因子

和

如下式

$\left\{\begin{array}{c}{\&dtri;}_L\left(n\right)=\frac{127}{128}{\&dtri;}_L(n-1)+W_L\left[c_{\mathrm{Lt}}(n-1)\right]\\ {\&dtri;}_H\left(n\right)=\frac{127}{128}{\&dtri;}_H(n-1)+W_H\left[c_{\mathrm{Ht}}(n-1)\right]\end{array}\right.---\left(13\right)$

W_L和W_H为表5和表6给定的对数标度因子倍率。

表5位高子带量化器的输出值和倍率

表6位高子带量化器的输出值和倍率

然后，利用对数标度因子计算线性标度因子Δ_L(n)和Δ_H(n)。

低子带为 ${\mathrm{\&Delta;}}_L\left(n\right)=2^{{\&dtri;}_L\left(n\right)+2}{\mathrm{\&Delta;}}_{\min }---\left(14\right)$

高子带为 ${\mathrm{\&Delta;}}_H\left(n\right)=2^{{\&dtri;}_H\left(n\right)}{\mathrm{\&Delta;}}_{\min }---\left(15\right)$

其中Δ_min为A/D量化步距的一半。

④逆自适应量化器

逆自适应量化器将输出编码逆量化为量化残差信号，以供自适应预测器预测出当前采样值。低子带输出截尾后的4bit码字c_Lt(n)经15电平逆自适应量化器变换成截尾的量化残差信号e_Lt(n)。

e_Lt(n)＝QL4^-1[c_Lt(n)]Δ_L(n)sgn[c_Lt(n)]                (16)

式中QL4^-1为利用m_L从副表3中查得的值，sgn[c_Lt(n)]为用于判断低子带预测误差e_L(n)符号的符号函数。

高子带输出码c_H(n)直接经4电平逆自适应量化器变换成量化残差信号e_H(n)。

e_H(n)＝Q2^-1[c_H(n)]Δ_H(n)sgn[c_H(n)]                    (17)

式中Q2^-1为利用m_H从副表4中查得的值，sgn[c_H(n)]为用于判断高子带预测误差e_H(n)符号的符号函数。

⑤自适应预测

预测值计算

自适应预测器的功能是计算低子带和高子带各自的预测信号值和

每个自适应预测器都包含模仿输入信号的2阶极点节和6阶零点节。

2阶极点节用电平逆自适应量化器的重建信号

和

进行预测。

$x_{\mathrm{Lp}}\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{L,i}(n-1){\hat{x}}_{\mathrm{Lt}}(n-i)---\left(18\right)$

$x_{\mathrm{Hp}}\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{H,i}(n-1){\hat{x}}_H(n-i)---\left(19\right)$

6阶零点节用量化的残差信号e_Lt和e_Ht进行预测。

$x_{\mathrm{Lz}}\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{6}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{L,i}(n-1)e_{\mathrm{Lt}}(n-i)---\left(20\right)$

$x_{\mathrm{Hz}}\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{6}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{H,i}(n-1)e_{\mathrm{Ht}}(n-i)---\left(21\right)$

相加后的低子带预测信号值为

${\tilde{x}}_L\left(n\right)=x_{\mathrm{Lz}}\left(n\right)+x_{\mathrm{Lp}}\left(n\right)---\left(22\right)$

高子带预测信号值为

${\tilde{x}}_H\left(n\right)=x_{\mathrm{Hz}}\left(n\right)+x_{\mathrm{Hp}}\left(n\right)---\left(23\right)$

a、重建信号计算

重建信号用于同输入信号计算待量化的残差信号。由图6可计算出低子带编码器中的量化重建信号

为

${\hat{x}}_{\mathrm{Lt}}\left(n\right)={\tilde{x}}_L\left(n\right)+e_{\mathrm{Lt}}\left(n\right)---\left(24\right)$

高子带编码器中的量化重建信号

为

${\hat{x}}_H\left(n\right)={\tilde{x}}_H\left(n\right)+e_{\mathrm{Ht}}\left(n\right)---\left(25\right)$

用于极点节自适应的部分重建信号p_Lt(n)和p_H(n)为

p_Lt(n)＝x_Lz(n)+e_Lt(n)                (26)

p_H(n)＝x_Hz(n)+e_Ht(n)                 (27)

b、极点节自适应

预测值计算中，二阶极点节系数的更新可采用如下的算法

$\left\{\begin{array}{c}{a}_{L,1}\left(n\right)=(1-2^{-8})a_{L,1}(n-1)+3\&CenterDot;2^{-8}{p}_A\\ a_{L,2}\left(n\right)=(1-2^{-7})a_{L,2}(n-1)+2^{-7}{p}_B-2^{-7}f{p}_A\end{array}\right.---\left(28\right)$

式中

p_A＝sgn[p_Lt(n)]sgn[p_Lt(n-1)]         (29)

p_B＝sgn[p_Lt(n)]sgn[p_Lt(n-2)]         (30)

$f=\left\{\begin{array}{cc}4a_{L,1}(n-1)& \left|a_{L,1}\right|\&le;1/2\\ 2\mathrm{sgn}\left[a_{L,1}(n-1)\right]& \left|a_{L,1}\right|>1/2\end{array}\right.---\left(31\right)$

用a_H，1(n)、a_H，2(n)、和p_H(n)代替上述方法中的a_L，1(n)、a_L，2(n)、和p_Lt(n)可实现系数a_H，i(n)的更新。

c、零点节自适应

6阶零点预测器系数b_L，i(n)的更新算法可利用下式计算

b_L，i(n)＝(1-2^-8)b_L，i(n-1)+2^-7sgn₃[e_Lt(n)]sgn[e_Lt(n-1)]i＝1，2，…，6        (32)

式中 ${\mathrm{sgn}}_{3}x=\left\{\begin{array}{cc}1& x>0\\ 0& x<0\\ -1& x<0\end{array}\right.---\left(33\right)$

将上式中的b_L，i(n)和e_Lt(n)分别用b_H，i(n)和e_Ht(n)代替可实现系数b_H，i(n)的更新。

(3)多路复合器

多路复合器将低子带和高子带ADPCM编码器的输出信号c_L(n)和c_H(n)组成一个合成的64kbit/s的信号c(n)，它具有适合传输的8bit字节格式。合并之后输出的8bit字节格式为：

c_H1、c_H2、c_L1、c_L2、c_L3、c_L4、c_L5、c_L6

c_H1为传输的第一位。

具体实施方式二：下面结合图10说明本实施方式，本实施方式给出一个具体实施例，将实施方式一所述的音频采集卡的音频压缩方法应用在多通道音频远程采集系统中，所述多通道音频远程采集系统包括多个音频采集卡7、VDR主机8和以太网，每个音频采集卡7的以太网接口电路5的第二输入输出端通过以太网与VDR主机8相连。音频采集卡7即实施方式一中所述音频卡。

以太网接口电路5采用WIZnet公司的W5100固件网络芯片。

W5100的数据接口采用了并行总线的方式，所以也有A0～A14共15条地址线，所以其高两位地址线的信号也需要由CPLD产生，为WA15、WA14。另外，W5100的复位信号、选通信号等利用CPLD产生也有利于地址的更改和操作的方便。

多个音频采集卡7设置在不同的位置，分别采集相应的模拟信号，经过压缩存在各自的外部存储器4中，接到VDR主机8的命令后，通过以太网远程传送给VDR主机8。

Claims (3)

1.应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法，所述音频采集卡包括立体声音频编解码器(1)、DSP(2)、CPLD选择电路(3)和外部存储器(4)，立体声音频编解码器(1)用于采集舱室音频信号和VHF通信音频信号，立体声音频编解码器(1)的I²C串行接口与DSP(2)的I²C串行接口相连，DSP(2)的数据输入输出端与CPLD选择电路(3)的控制选择输入输出端相连，CPLD选择电路(3)的存储输入输出端与外部存储器(4)的输入输出端相连，

其特征在于，应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法包括以下步骤：

步骤一、立体声音频编解码器(1)采集舱室音频信号和VHF通信音频信号，并传输给DSP(2)，

步骤二、DSP(2)采用SB-ADPCM编码算法对采集的舱室音频信号进行量化和压缩，采用PCM编码算法A律13折线法对采集的VHF通信音频信号进行量化和压缩，

步骤三、DSP(2)把压缩后的舱室音频信号和VHF通信音频信号存储在外部存储器(4)中。

2.根据权利要求1所述的应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法，其特征在于，采用SB-ADPCM编码算法对采集的舱室音频信号进行量化和压缩的过程为：

步骤1、舱室音频信号经发送正交镜像滤波器滤波，并按2∶1比例抽取后输出低子带信号x_L(n)和高子带信号x_H(n)，

步骤2、低子带信号x_L(n)经低子带ADPCM编码器编码后输出低子带输出码c_L(n)，高子带信号x_H(n)经高子带ADPCM编码器编码后输出高子带输出码c_H(n)，

步骤3、多路复合器将低子带输出码c_L(n)和高子带输出码c_H(n)合成输出，获得量化和压缩后的舱室音频信号c(n)，所述量化和压缩后的舱室音频信号c(n)字节格式为：

c_H1、c_H2、c_L1、c_L2、c_L3、c_L4、c_L5、c_L6。

3.根据权利要求1所述的应用于航行数据记录仪的音频采集卡的音频压缩方法，其特征在于，采用PCM编码算法A律13折线法对采集的VHF通信音频信号进行量化和压缩的过程为：

对采集的VHF通信音频信号进行归一化处理，对 $0\&le;\frac{\left|x\left(n\right)\right|}{X_{\max }}<\frac{1}{A}$ 的VHF通信音频信号，按公式 $y\left(n\right)=\mathrm{sgn}\left[x\left(n\right)\right]X_{\max }\frac{A|x\left(n\right)/X_{\max }|}{1+\ln A}$ 进行线性运算，获得VHF通信音频输出量；对 $\frac{1}{A}\&le;\frac{\left|x\left(n\right)\right|}{X_{\max }}\&le;1$ 的VHF通信音频信号，按公式 $y\left(n\right)=\mathrm{sgn}\left[x\left(n\right)\right]X_{\max }\frac{1+\ln \left(A\right|x\left(n\right)/X_{\max }\left|\right)}{1+\ln A}$ 进行对数线性化运算，获得VHF通信音频输出量，将线性运算获得的VHF通信音频输出量和对数线性化运算获得的VHF通信音频输出量整合成8位码，实现对VHF通信音频信号的量化和压缩。

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