CN101646123A - 一种模拟听觉感知模型的滤波器组 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种模拟听觉感知模型的滤波器组，包括：分析滤波器组2、各通道增益计算模块3、乘法器4和综合滤波器组5；音频数字信号x(n)1经分析滤波器组2后分成K个通道，各个通道增益计算模块3计算得到各个通道的具体增益值，乘法器4将通道增益值与对应子带信号相乘，所得结果通过综合滤波器组5综合成一路输出信号y(n)6；该滤波器组通过加权叠接相加结构与全通变换相结合的方式，在加权叠接相加结构的分析滤波器组2和综合滤波器组5中分别进行全通变换和全通反变换，实现在通道数目较少的情况下模拟人耳听觉分辨率。本发明既具有加权叠接相加结构的高效率，同时克服了目前频率变换滤波器组方法中存在的无法实时实现和相位失真的问题。

Description

一种模拟听觉感知模型的滤波器组

技术领域

本发明涉及数字助听器中的数字信号处理技术，特别地，涉及一种模拟听觉感知模型的滤波器组，用于过滤和分离助听器的音频信号。

背景技术

听力损失往往是与频率相关的听力灵敏度降低，典型的听力损失随着频率的增高而增大，因此，助听器应该针对不同听障患者的具体情况，对于音频信号的不同频率成分进行不同的处理，在保证频率分辨率的情况下，尽量降低计算复杂度是其中的一个关键问题。

数字滤波器组的选择对于数字助听器的信号处理系统的信号质量、计算复杂度和信号延迟有重要影响。数字滤波器组按照带宽情况可以分为均匀滤波器组和非均匀滤波器组两种，在均匀滤波器组中，离散傅立叶变换(DFT)分析-综合滤波器组应用比较广泛，这种复调制滤波器组可以用多相(polyphase)结构或者加权叠接相加(weighted overlap-add，WOLA)结构高效实现，其中，WOLA结构通过改变DFT滤波器组升/降采样的位置，将卷积运算转化为加权运算且多通道共享加权过程，和用快速傅立叶变换(FFT)实现DFT，使得DFT滤波器组的实现效率大大提高。

然而，DFT滤波器组的频率分辨率不适合人类的听觉系统，因为人耳的频率分辨率是非均匀的，随着频率增大而降低，其实际感知频率尺度(听觉频率尺度)与普通频率尺度之间呈非线性关系，可以用Bark频率尺度表示。若采用均匀滤波器组的频率分辨率达到Bark频率尺度，要求通道划分很细，而这会造成高频部分的通道划分过细，浪费资源。因此，许多研究者提出在语音处理系统中用非均匀分析-综合滤波器组来处理音频信号，这种方法可行的原因有二：一是近似Bark频率尺度的非均匀滤波器组结合了听觉感知模型；二是，一般情况下，语音信号的能量主要集中在低频部分。

用非均匀滤波器组获得近似Bark频率尺度的方法之一是采用离散小波(包)变换，实现这一变换可以采用树形结构；另一种方法是采用非线性频率变换的分析-综合滤波器组，这种方法的信号延时和计算复杂度往往比树形结构滤波器组低。

设计非线性频率变换的分析-综合滤波器组通常采用一阶全通变换(allpasstransformation)法，通过调节一阶全通滤波器组 $A\left(z\right)=\frac{z^{-1}-b}{1-{\mathrm{bz}}^{-1}},$ -1＜b＜1的极点b的取值，可以很好地模拟Bark频率尺度变换，这使得全通变换分析-综合滤波器组达到人耳频率分辨率所需的通道数目明显小于均匀滤波器组，所以更适合用于语音信号处理系统或类似的其它应用中。

目前，非线性频率变换的分析-综合滤波器组主要有两类实现方式，一是将整个信号进行全通变换，再用均匀滤波器组处理，这样，在变换后的频率尺度上做均匀通道划分，就相当于在原频率尺度上做非均匀通道划分，此类方法需要对整个信号做时间翻转运算，因此，不能用于实时信号处理；二是用全通滤波器A(z)代替多相结构或WOLA结构中的延迟单元z^-1，这样做的缺点是全通滤波器会造成相位失真，补偿这些失真使得综合滤波器组的设计更加复杂，同时会增加计算复杂度和信号延时。

发明内容

本发明的目的是，针对上述两类方法存在的问题，提供一种模拟听觉感知模型的滤波器组，将均匀DFT滤波器组的高效实现方法加权叠接相加(weightedoverlap-add，WOLA)结构与全通变换相结合，以用较少的通道数目的滤波器组对音频信号实现近似人耳听觉分辨率的非均匀通道划分，同时，保证信号重建效果，并使其具有较低的计算复杂度。本发明只对有限长信号片段做全通变换，所以可以应用于实时信号处理。而且，本发明因为在综合过程中加入了全通反变换操作，所以基本不会产生由于全通变换引起的相位失真。

为了实现上述目的，本发明提出一种用加权叠接相加结构与全通变换相结合的方式，在加权叠接相加结构的分析和综合过程中适当的位置分别加入全通变换和全通反变换，从而实现在通道数目较少的情况下模拟人耳听觉分辨率，同时保证信号重建效果，另外，采用加权叠接相加结构使本发明的一种模拟听觉感知模型的滤波器组具有较低的计算复杂度。

本发明的一种模拟听觉感知模型的滤波器组，包括：分析滤波器组2、各通道增益计算模块3、乘法器4和综合滤波器组5；音频数字信号x(n)1经分析滤波器组2后分成K个通道，各个通道增益计算模块3计算得到各个通道的具体增益值，乘法器4将通道增益值与对应子带信号相乘，所得结果通过综合滤波器组5综合成一路输出信号y(n)6；其特征在于，该滤波器组通过加权叠接相加结构与全通变换相结合的方式，在加权叠接相加结构的分析滤波器组2和综合滤波器组5中分别进行全通变换和全通反变换，实现在通道数目较少的情况下模拟人耳听觉分辨率。

所述的分析滤波器组2通过全通变换，以及调整全通变换参数，得到非均匀通道划分，实现步骤包括：

1)截取信号的步骤，截取有限长信号片段，长度P的取值为不大于(1+|b|)L/(1-|b|)的最大整数，截取步长为D，其中L为分析原型滤波器的长度，b为全通变换参数，D为降采样率；

2)全通变换的步骤，对有限长信号片段进行全通变换；所述的全通变换为L-1阶、全通变换参数为b的全通变换，L-1为全通滤波器的个数；

3)加权处理的步骤，用分析原型滤波器的时间翻转h(-r)对全通变换的结果做加权处理；

4)时间叠加的步骤，将加权处理的结果平均分成L/K个长度为K的小片段，并将这些小片段相加，L为分析原型滤波器的长度；

5)离散傅立叶变换的步骤，进行K点离散傅立叶变换，K为通道数目；

6)用中心频率调整系数exp(jmDθ^-1(ω_k))乘以离散傅立叶变换的结果，得到各个通道信号的序列，其为第k个分量对应第k个通道m时刻的输出，其中ω_k＝2kπ/K，k＝0，...，K-1。

上述技术方案中，所述的步骤2)的全通变换，步骤包括：

21)对于有限长信号s(n)13，先做时间翻转14得到s(N-n)；

22)然后，经过全通滤波器A(z)15链，当n＝N时取值，得到非线性频率变换结果

；其中，

$A\left(z\right)=\frac{z^{-1}-b}{1-{\mathrm{bz}}^{-1}},$ -1＜b＜1

在单位圆上，有A(e^jω)＝e^jθ(ω)，其中

$\mathrm{\θ}\left(\mathrm{\ω}\right)=\arg A\left(e^{\mathrm{j\ω}}\right)=\mathrm{\ω}+2{\tan }^{-1}\left(\frac{b\sin \left(\mathrm{\ω}\right)}{1-b\cos \mathrm{\ω}}\right),$

式中ω＝2πf/f_s，f_s为采样率。

所述的离散傅立叶变换可以用快速傅立叶变换实现。

所述的截取信号片段的长度P与分析原型滤波器的长度L之间满足：P是不大于(1+|b|)L/(1-|b|)的最大整数。

所述的综合滤波器组5通过全通反变换，将全通变换后的频率尺度再变换成原来的频率尺度，实现步骤包括：

1)将各通道信号序列乘以另一组中心频率调整系数exp(-jmDθ^-1(ω_k))，其中，ω_k＝2kπ/K，k＝0，...，K-1；

2)离散傅立叶反变换的步骤，进行K点离散傅立叶反变换(IDFT)；

3)将离散傅立叶反变换的结果复制L/K次，形成一个长度为L的序列；

4)用综合原型滤波器f(r)对上述长度为L的序列进行加权处理；

5)全通反变换的步骤，对加权处理的结果进行P-1阶参数为b的全通反变换；

6)叠加的步骤，将全通反变换的结果叠加至长度为P的输出缓存，输出缓存的左侧移出D个点作为输出，同时，输出缓存的右侧补充D个零，另外，将输出结果通过频率响应为一阶全通滤波器A(z)的群延迟的倒数的滤波器，得到最终的输出结果。

所述的离散傅立叶反变换可以用快速傅立叶反变换(IFFT)实现。

所述的步骤5)的P-1阶参数为b的全通反变换，可以通过P-1阶参数为-b的全通变换实现。

对于输入信号x(n)1为实信号的情况，所述的各个通道增益计算模块3仅需对第0至K/2通道信号进行处理。

本发明在分析过程中，先将输入信号段进行全通变换，再对变换后的信号用分析原型滤波器的时间翻转加权，时间叠加，离散傅立叶变换(可以采用快速傅立叶变换)，最后乘以中心频率调整系数，得到各个通道信号。在分析过程中引入了全通变换，实现输入信号的频率的非线性变换，这样在变换后的频率尺度上的均匀通道划分相当于在原频率尺度上的非均匀通道划分。适当选择全通变换系数，可以模拟Bark频率尺度，O.Smith等在1999年给出了根据采样率选择适当全通变换参数的具体计算公式。

根据信号处理要求，计算各个通道信号的增益值，并将其与对应通道信号相乘。

在综合过程中，先将各通道信号乘以另一组中心频率调整系数，再做离散傅立叶反变换(可以用快速傅立叶反变换实现)，将上述结果复制若干次后，用综合原型滤波器对其进行加权处理，再对加权结果进行全通反变换，将结果加在输出缓存中，输出缓存每次左侧移出D个点，作为输出。最后，将输出结果通过频率响应为一阶全通滤波器A(z)的群延迟的倒数的滤波器，得到最终的输出结果。在综合过程中，加入了全通反变换，将变换后的频率尺度，变换成原来的频率尺度，避免由分析过程中频率变换引起的综合信号的相位失真，从而保证好的信号重建效果。

本发明的优点在于，本发明结合了DFT滤波器组的高效实现方法加权叠接相加结构和全通变换，使其既具有加权叠接相加结构的高效率又可以在较少通道数目情况下模拟人耳的听觉感知模型，同时克服了目前频率变换滤波器组方法中存在的无法实时实现和相位失真的问题。本发明设计的模拟听觉感知模型的滤波器组可以用于实时语音信号处理系统，尤其适用于数字助听器和人工耳蜗等对计算效率要求严格的语音处理设备。

本申请的模拟听觉感知模型的滤波器组可以根据实际需求调节通道数目、降采样率、分析原型/综合原型滤波器的截止频率和长度、全通变换参数等参数。通过调节全通变换参数，可以实现在通道数目较少的情况下模拟听觉感知模型的信号非均匀分通道。

附图说明

图1是本发明的模拟听觉感知模型的多通道信号处理原理图；

图2a是全通变换参数b＝0时16通道划分情况图；

图2b是全通变换参数b＝0.4时16通道划分情况图；

图3是模拟听觉感知模型的分析滤波器组的流程图；

图4是全通变换原理图；

图5a是全通滤波器A(z)的相位响应图；

图5b是全通滤波器A(z)的群延迟图；

图6是模拟听觉感知模型的综合滤波器组的流程图。

具体实施方式

如图1所示，本发明公开的模拟听觉感知模拟的非均匀滤波器组结构包括分析滤波器组2，各通道增益计算模块3，乘法器4和综合滤波器组5四个主要部分。输入数字信号x(n)(实数或复数)1，经模拟听觉感知模型的分析滤波器组2后分成K个通道，各个通道增益计算模块3计算得到各个通道的具体增益值，乘法器4将通道增益值与对应子带信号相乘，所得结果通过模拟听觉感知模型的综合滤波器组5综合成一路输出信号y(n)6。

如图3所示，为了提高效率，模拟听觉感知模型的分析滤波器组2采用了加权叠接相加结构中加入了全通变换操作，调整全通变换参数，可以得到非均匀通道划分。例如，对于采样率为8kHZ，通道数目为K＝16，分析原型滤波器h(n)的截止频率为π/K，图2a为全通变换参数b＝0时的通道划分情况，此时为均匀滤波器组。图2b为全通变换参数b＝0.4时的通道划分情况，为非均匀滤波器组。

模拟听觉感知模型的分析滤波器组2具体实现流程如图3所示，实现步骤如下：

(1)长度为P的输入缓存每次右侧移入x(n)的D个点，左侧移出D个点；

(2)计算输入缓存中信号的L-1阶参数为b的全通变换；

(3)用分析原型滤波器的时间翻转h(-r)对(2)的结果加权；

(4)将(3)的结果平均分成L/K个长度为K的小片段，并将这些小片段相加；

(5)计算(4)的结果的K点快速傅立叶变换；

(6)用exp(jmDθ^-1(ω_k))乘以(5)的结果，得到结果序列，其长度为K，第k个分量对应第k个通道m时刻的输出，其中，ω_k＝2kπ/K，k＝0，...，K-1。

其中，全通变换的实现流程如图4所示。对于有限长信号s(n)13，先做时间翻转14得s(N-n)，然后经过全通滤波器A(z)15链，当n＝N时取值，得到变换结果。A(z)15的个数称为全通变换的阶数。其中，

$A\left(z\right)=\frac{z^{-1}-b}{1-{\mathrm{bz}}^{-1}},$ -1＜b＜1

为实的、稳定的、因果的一阶全通滤波器，其极点b称为全通变换参数。在单位圆上，有A(e^jω)＝e^jθ(ω)，其中

$\mathrm{\θ}\left(\mathrm{\ω}\right)=\arg A\left(e^{\mathrm{j\ω}}\right)=\mathrm{\ω}+2{\tan }^{-1}\left(\frac{b\sin \left(\mathrm{\ω}\right)}{1-b\cos \mathrm{\ω}}\right),$

式中ω＝2πf/f_s，f_s为采样率。

图4的过程实现了θ：ω→θ(ω)的非线性频率变换。由A(z)的性质可知，实现其反变换θ^-1：θ(ω)→ω只要将A(z)的极点改为-b即可。

图5a显示了极点b取不同值时θ(ω)与ω之间的关系，可见当b≠0时，二者是非线性关系，对θ(ω)进行均匀通道划分，相当于对ω进行非均匀通道划分。图5b显示了极点b取不同值时A(z)的群延迟τ_b(ω)＝(1-b²)/(1-2bcosω+b²)随ω和b变化的情况。通过对A(z)的群延迟的分析可知，当b＞0时，频率越高群延迟越小，要使中包含s(k)中的所有ω＝π的信息，要求序列s(k)的长度P与A(z)链长度L之间满足：L≥(1+|b|)P/(1-|b|)。而如果只要求

中包含s(k)中的所有ω＝0的信息，则只需满足P≥(1+|b|)L/(1-|b|)。

对于实信号，正、负频率成分是对称的，所以此时各个通道增益计算模块3实际上只需对第0至K/2通道信号进行处理。

如图6所示，模拟听觉感知模型的综合滤波器组5的具体步骤为：

(1)将序列

乘以exp(-jmDθ^-1(ω_k))，其中ω_k＝2kπ/K，k＝0，...，K-1；

(2)计算(1)的结果的K点快速傅立叶反变换；

(3)将(2)的结果复制L/K次，形成一个长度为L的序列；

(4)用综合原型滤波器f(r)对(3)的结果加权；

(5)计算(4)的结果的P-1阶参数为-b的全通变换(即P-1阶参数为b的全通反变换)；

(6)将(5)的结果叠加至长度为P的输出缓存序列，然后将输出缓存的左侧移出D个点，作为该步骤的输出，最后将输出缓存的右侧补充D个零。

(7)将(6)的输出通过频率响应为1/τ_b(ω)的滤波器，得到最后的输出y(n)。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (9)

1、一种模拟听觉感知模型的滤波器组，包括：分析滤波器组(2)、各通道增益计算模块(3)、乘法器(4)和综合滤波器组(5)；音频数字信号x(n)(1)经分析滤波器组(2)后分成K个通道，各个通道增益计算模块(3)计算得到各个通道的具体增益值，乘法器(4)将通道增益值与对应子带信号相乘，所得结果通过综合滤波器组(5)综合成一路输出信号y(n)(6)；其特征在于，该滤波器组通过加权叠接相加结构与全通变换相结合的方式，在加权叠接相加结构的分析滤波器组(2)和综合滤波器组(5)中分别进行全通变换和全通反变换，实现在通道数目较少的情况下模拟人耳听觉分辨率。

2、根据权利要求1所述的模拟听觉感知模型的滤波器组，其特征在于，所述的分析滤波器组(2)通过全通变换，以及调整全通变换参数，得到非均匀通道划分，实现步骤包括：

1)截取信号的步骤，截取有限长信号片段，长度P的取值为不大于(1+|b|)L/(1-|b|)的最大整数，截取步长为D，其中L为分析原型滤波器的长度，b为全通变换参数，D为降采样率；

2)全通变换的步骤，对有限长信号片段进行全通变换；所述的全通变换为L-1阶、全通变换参数为b的全通变换，L-1为全通滤波器的个数；

3)加权处理的步骤，用分析原型滤波器的时间翻转h(-r)对全通变换的结果做加权处理；

4)时间叠加的步骤，将加权处理的结果平均分成L/K个长度为K的小片段，并将这些小片段相加，L为分析原型滤波器的长度；

5)离散傅立叶变换的步骤，进行K点离散傅立叶变换，K为通道数目；

6)用中心频率调整系数exp(jmDθ^-1(ω_k))乘以离散傅立叶变换的结果，得到各个通道信号的序列

，其为第k个分量对应第k个通道m时刻的输出，其中ω_k＝2kπ/K，k＝0，...，K-1。

3、根据权利要求2所述的模拟听觉感知模型的滤波器组，其特征在于，所述的步骤2)的全通变换，步骤包括：

21)对于有限长信号s(n)(13)，先做时间翻转(14)得到s(N-n)；

22)然后，经过全通滤波器A(z)(15)链，当n＝N时取值，得到非线性频率变换结果

(16)；其中，

$A\left(z\right)=\frac{z^{-1}-b}{1-b{z}^{-1}},-1<b<1$

在单位圆上，有A(e^jω)＝e^jθ(ω)，其中

$\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\arg A\left(e^{\mathrm{j\&omega;}}\right)=\mathrm{\&omega;}+2{\tan }^{-1}\left(\frac{b\sin \left(\mathrm{\&omega;}\right)}{1-b\cos \left(\mathrm{\&omega;}\right)}\right),$

式中ω＝2πf/f_s，f_s为采样率。

4、根据权利要求2所述的模拟听觉感知模型的滤波器组，其特征在于，所述的离散傅立叶变换可以用快速傅立叶变换实现。

5、根据权利要求2所述的模拟听觉感知模型的滤波器组，其特征在于，所述的截取信号片段的长度P与分析原型滤波器的长度L之间满足：P是不大于(1+|b|)L/(1-|b|)的最大整数。

6、根据权利要求1所述的模拟听觉感知模型的频率变换滤波器组，其特征在于，所述的综合滤波器组(5)通过全通反变换，将全通变换后的频率尺度再变换成原来的频率尺度，实现步骤包括：

1)将各通道信号序列乘以另一组中心频率调整系数exp(-jmDθ^-1(ω_k))，其中，ω_k＝2kπ/K，k＝0，...，K-1；

2)离散傅立叶反变换的步骤，进行K点离散傅立叶反变换；

3)将离散傅立叶反变换的结果复制L/K次，形成一个长度为L的序列；

4)加权处理的步骤，用综合原型滤波器f(r)对3)中的结果进行加权处理；

5)全通反变换的步骤，对加权处理的结果进行P-1阶参数为b的全通反变换；

6)叠加的步骤，将全通反变换的结果叠加至长度为P的输出缓存，并将输出缓存的左侧移出D个点作为输出，同时，将输出缓存右侧补充D个零，另外，将输出结果通过频率响应为一阶全通滤波器A(z)的群延迟的倒数的滤波器，得到最终的输出结果。

7、根据权利要求6所述的模拟听觉感知模型的滤波器组，其特征在于，所述的离散傅立叶反变换可以用快速傅立叶反变换实现。

8、根据权利要求6所述的模拟听觉感知模型的滤波器组，其特征在于，所述的步骤5)的P-1阶参数为b的全通反变换，可以通过P-1阶参数为-b的全通变换实现。

9、根据权利要求1所述的模拟听觉感知模型的频率变换滤波器组，其特征在于，对于输入信号x(n)(1)为实信号的情况，所述的各个通道增益计算模块(3)仅需对第0至K/2通道信号进行处理。

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