CN101641931A

CN101641931A - 脉冲宽度调制器

Info

Publication number: CN101641931A
Application number: CN200680056658.8A
Authority: CN
Inventors: H·马尔姆奎斯特
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2006-12-18
Filing date: 2006-12-18
Publication date: 2010-02-03
Anticipated expiration: 2026-12-18
Also published as: EP2092709A4; US8457192B2; CN101641931B; EP2092709A1; US20100014575A1; WO2008076021A1

Abstract

一种用于射频功率放大器的开关调制器(15)，被配置为为了产生调制I信号脉冲序列和调制Q信号脉冲序列，在I信号部分(2a)和Q信号部分(2b)分别调制复数分量I+jQ的I信号和Q信号，所述调制包括在采样间隔内脉冲位置的时移。

Description

脉冲宽度调制器

技术领域

本发明涉及用于开关模式射频功率放大器的开关调制器和包括该开关调制器的集成电路，以及开关调制射频功率放大器的方法。

背景技术

现代无线通信系统(例如，WCDMA，宽带码分多址)使用数字调制方案，其中复数基带信号的幅度和相位被调制到射频载波的包络上，因此形成了带通RF信号。一种获得这样的带通RF信号的方法是使用在载波频率工作的开关模式功率放大器的脉冲宽度调制(PWM)和脉冲位置调制(PPM)。

在开关模式功率放大器中，功率晶体管处于全传导开启状态(ON状态)或全不传导关闭状态(OFF状态)，与线性功率放大器相比，开关模式功率放大器会取得非常高的功率效率(理想情况下等于100％)。

在传统的PWM(脉冲宽度调制)中，在每个采样将信号的幅度映射到脉冲的宽度上，以及调制器为每个输入采样传送一个信号脉冲。此外，在传统的PPM(脉冲位置调制)中，信号的相位信息被映射到脉冲的位置上，以及为了产生表示信号的幅度和相位的脉冲序列，可以在PWM/PPM中将PWM(脉冲宽度调制)与PPM(脉冲位置调制)一起使用。图2描述了在Ts0采样的信号1的幅度是怎样映射到调制脉冲3的宽度(即持续时间)上的，以及信号采样的相位是怎样在两个采样之间的时间间隔Ts＝Ts1-Ts0(即采样间隔或者采样周期)内映射到脉冲3的位置上的。

尽管由于需要高开关频率，RF放大器的使用仍受到限制，但是使用PWM/PPM产生必须的带通RF信号只需要在载波频率处进行切换，并且不同于在诸如带通Δ-∑调制或者低通PWM的情况下，其不需要数倍的频率。因此，PWM/PPM所需的数字和模拟电路可以以集成电路来实现，例如以RF ASIC(射频专用集成电路)的形式。

图1是显示传统概念的开关模式架构的方框图，该架构由任意适当的开关调制器2所组成，其中该开关调制器2被配置为调制基带输入信号以向功率放大器4提供构成二进制电平(binary level)信号的具有正确开关位置的脉冲序列3。之后，适当设计的在载波频率周围调谐的滤波器6对放大的脉冲序列5进行放大，从而滤出了正确的放大的射频输出信号7。

图2中所解释的技术被应用于图3所示的传统配置中，其中基带信号I+jQ(即I信号和Q信号)的笛卡尔坐标被转换器10转换为极坐标。传统的合成的PWM/PPM 8对表示极坐标的幅度信号A和相位信号

进行调制，通过PWM/PPM在基带信号的采样周期内将幅度信号映射到脉冲宽度并将相位信号映射到该脉冲的位置上。因为输入幅度到脉冲宽度的映射是非线性函数(即正弦函数)，因此需要逆(即反正弦)预矫正器从而获得线性输出，并且在图示配置的校正计算器11内预计算这个校正。图4还显示了如上所述的由合成的PWM/PPM 8所产生的表示基带信号幅度和相位的脉冲序列3。之后，功率放大器4对脉冲序列3进行放大，带通滤波器6对放大的脉冲序列5进行滤波，在输出处产生放大的基带信号7。

例如在US2004/0246060中公开了技术领域内的相关技术，其描述了产生适合由诸如D类放大器的开关模式功率放大器放大的二级信号。

但是，上述的传统配置和相关技术有一些缺陷。例如，当相位映射延伸+/-180度边界时，具有固定采样周期Ts的合成脉冲宽度和脉冲位置调制会引起脉冲的“回绕”或者相位跳变。图4显示了这个“回绕”，其中因为第一脉冲不能延伸到下一个采样间隔，表示在Ts0的采样的脉冲在采样周期内“包绕”。替代地，将在下个间隔过程中传送第二脉冲，第二脉冲将会表示在Ts1的第二采样的幅度和相位。相位跳变也会在相位跳变位置引起脉冲宽度的丢失或错误的脉冲宽度。

本技术领域内已经公知将上述的PWM(脉冲宽度调制)和PPM(脉冲位置调制)以及带通Δ-∑(DS)调制组合。但是，带通DSM有一些缺点，例如高的频带外噪声和非常高的开关频率。一般地，例如在fs/4带通DS调制器中，采样频率fs＝4^＊载波频率。

组合PW/PP调制的缺点是数字化定义的脉冲宽度和位置的时间粒度，它由于量化噪声限制了可获得的动态范围。为了达到60-70dB动态范围，宽度和定位需要至少512级，这需要现今还达不到的数字电路的时钟频率和速度。

因此，仍然存在的问题是，所实现的用于开关模式射频功率放大器的开关调制器架构如何能够在大带宽上进行线性放大时具有高动态范围和无“回绕”问题，并适于以集成电路实现。

发明内容

本发明的一个目的在于解决上述问题，并提供改进的用于开关模式射频功率放大器的开关调制器架构。根据所附的权利要求书的开关调制器、开关调制的集成电路和方法可以实现这个目的和其它目的。

根据第一方面，本发明涉及用于开关模式射频功率放大器的开关调制器，所述开关调制器被配置为将由分量I和Q表示的输入复数基带信号的相位和幅度映射到调制输出脉冲序列。开关调制器被配置为单独采样和调制I信号和Q信号，调制包括在采样间隔内的脉冲位置的时移。开关调制器包括到在开关调制器内的单独的I信号路径的第一输入、到在开关调制器内的单独的Q信号路径的第二输入、和到在开关调制器内的正交时钟发生器的第三输入。正交时钟发生器被配置成为了相对于调制的Q信号脉冲序列来延迟调制的I信号脉冲序列，产生具有正交移相关系的I时钟信号和Q时钟信号，以及在所脉冲序列内产生脉冲位置的时移。

所述的产生的I时钟信号和Q时钟信号可以是正弦的，产生反正弦预矫正。

该开关调制器配置有利于以集成电路的形式来实现，例如在RF-ASIC(射频-专用集成电路)上，适用于各种不同的开关模式射频功率放大器配置。通过使用通过开关调制器的单独的I信号和Q信号路径以及对在适当时移的脉冲序列中的射频信号的总体幅度和相位信息进行编码，避免了回绕和相位跳变，并且简化了开关模式射频功率放大器的无线电架构，获得了大的功率效率和动态范围。

I信号和Q信号的调制可以包括将I信号和Q信号的采样幅度分别映射到两个平衡的50％占空比I信号脉冲序列的差分时间位置和两个平衡的50％占空比Q信号脉冲序列的差分时间位置上。

可选地，调制包括分别在调制的非平衡I信号脉冲序列和调制的非平衡Q信号脉冲序列上将采样幅度映射到脉冲宽度上，以及将与负采样值对应的脉冲相对于与正采样值对应的脉冲作时移。I时钟信号和所述的Q时钟信号被配置为在所述脉冲序列中产生用于脉冲的正确的时移位置和脉冲宽度。开关调制器还可以包括合成器，该合成器从调制的的非平衡I信号脉冲序列和调制的非平衡Q信号脉冲序列中产生表示复数I+jQ信号的合成的调制脉冲序列。

使负采样值脉冲相对于正采样值脉冲的时移相当于0.5倍采样间隔Ts，并且I信号输出脉冲序列相对于Q信号输出脉冲序列的延迟为0.25倍采样间隔Ts，这相当于90度相移并且简化了复数I+jQ信号的合成。

开关调制器还包括：两个I信号比较器，用于从I时钟信号中和从两个反相斩波I信号中产生两个差分时移平衡的I信号输出脉冲序列；两个Q信号比较器，用于从Q时钟信号中和从两个反相斩波Q信号中产生两个差分时移平衡的Q信号输出脉冲序列。另外，它还可以包括两个用于差分时移平衡调制I信号脉冲序列的I信号输出和两个用于差分时移平衡调制Q信号脉冲序列的Q信号输出。另外，开关调制器还包括：用于从所述两个差分时移平衡I信号输出脉冲序列中产生非平衡I信号输出脉冲序列的I信号门，用于从所述两个差分时移平衡Q信号输出脉冲序列中产生非平衡Q信号输出脉冲序列的Q信号门，以及用于非平衡调制I信号脉冲序列的I信号输出和用于非平衡调制Q信号脉冲序列的Q信号输出。

开关调制器还包括笛卡尔坐标-极坐标转换器，该笛卡尔坐标-极坐标转换器将表示输入基带信号的I信号和Q信号转换成A(t)信号和相位调制ω(t)信号，其中A(t)信号表示所述输入基带信号的幅度并且连接到所述第一I信号输入，ω(t)信号表示所述输入基带信号的相位并且连接到所述第三时钟输入。

可选地，开关调制器提供合成器，该合成器用于将非平衡I信号输出脉冲序列增加到非平衡Q信号输出脉冲序列，产生表示调制输入基带信号I+jQ的合成的调制脉冲序列，其中所述合成器可以包括或门。开关调制器还包括用于调制复数I+jQ脉冲序列的信号输出。

根据第二方面，本发明涉及提供有根据上述第一方面的开关调制器的集成电路。

根据第三方面，本方面涉及用于开关调制射频功率放大器的方法，其中在该方法中复数分量I+jQ的I信号和Q信号表示输入信号。该方法包括以下步骤：

单独采样和脉冲宽度调制I信号和Q信号，从而产生调制I信号脉冲序列和调制Q信号脉冲序列；

相对于与正采样值对应的脉冲时移与负采样值对应的脉冲；

通过引入延迟时移来延迟I信号脉冲序列的每一个脉冲；

合成I信号脉冲序列和Q信号脉冲序列，然后放大合成的脉冲序列。

该方法还包括限制输入I信号和Q信号的峰值从而避免脉冲部分重叠的其它步骤。

脉冲宽度调制还包括将采样幅度映射到调制脉冲序列的脉冲宽度上。在I分量上的延迟时移可以为0.25Ts，这相当于90度相移，使负采样脉冲相对于正采样脉冲的时移可以为0.5Ts。

附图说明

现在参考附图详细的描述本发明，其中：

图1是示意性显示传统的开关调制放大器配置的方框图；

图2显示了信号幅度和相位到脉冲的映射；

图3是显示传统的组合的脉冲宽度调制器和脉冲位置调制器的配置的方框图；

图4显示了当在固定的采样周期内信号相位映射到脉冲位置上时会发生的“回绕”；

图5是显示开关调制放大器配置的第一例子的方框图；

图6是显示开关调制放大器配置的第二例子的方框图；

图7是显示开关调制放大器配置的第三例子的方框图；

图8显示了根据本发明的示例性实施例的I分量和Q分量信号的正或负采样的映射；

图9显示了用于单极和双极脉冲的笛卡尔脉冲宽度调制；

图10显示了根据本发明包括开关调制器的第一示例性开关模式RF放大器配置；

图11显示了根据本发明包括开关调制器的第二示例性开关模式RF放大器配置；

图12显示了根据本发明包括开关调制器的第三示例性开关模式RF放大器配置；

图13显示了根据本发明包括开关调制器的第四示例性开关模式RF放大器配置；

图14显示了根据本发明包括开关调制器的第五示例性开关模式RF放大器配置；

图15是根据本发明第一实施例的开关调制器的方框图；

图16显示了根据图15的脉冲序列；

图17是根据本发明第二和第三实施例的开关调制器的方框图；

图18显示了根据图17的脉冲序列；

图19显示了根据本发明包括开关调制器的开关模式放大器配置获得的带通滤波放大射频信号，以及

图20是根据开关调制放大器配置的第三实例的对RF功率放大器进行开关调制的流程图。

具体实施方式

在下面的说明中，为了全面的理解本发明，描述了具体的细节，例如详细的结构和步骤顺序。但是，对于本领域的技术人员来说，以不同于这些具体细节的其它实施例来实现本发明是显而易见的。

另外，显然可以用软件功能结合可编程微处理器或者通用计算机，和/或使用专用集成芯片来实现所描述的功能。当以方法的形式来描述本发明时，本发明也可以嵌入至计算机程序产品和包括计算机处理器和存储器的系统，其中使用一个或者多个可以执行所述功能的程序对该存储器编码。

本发明涉及用于开关模式射频功率放大器的开关调制器，该开关调制器能够将有关于基带信号的幅度和相位的信息映射到调制输出脉冲序列上。不同于传统的PWM/PPM(脉冲宽度调制器/脉冲位置调制器)将相位映射到两个采样之间的脉冲的位置上，根据本发明的开关调制器分别包括输入基带信号的单独的用于I信号和Q信号的输入和路径。I信号和Q信号代表表示为I+j＊Q的复数的笛卡尔坐标，其中实部I表示信号的同相分量，即I信号，虚部Q表示信号的正交相位分量，即Q信号。根据本发明的开关调制器包括配置为分别采样和调制I信号和Q信号的I信号部分和Q信号部分，调制包括在采样间隔内相位位置的时移。另外，为了传送表示基带信号的复数I+jQ(并非分开来传送实部(I)和虚部(Q))，要在放大各自的信号之前或之后将这两个信号转换成一个对应于I+jQ的信号。因为乘以j相当于90°的相移和0.25^＊时间周期的时移，因此根据本发明的开关调制器执行I分量的0.25Ts的延迟(即时移)，其中采样周期Ts是在射频(RF)的采样周期。之后，合成信号以获得I+jQ，最后对该信号进行滤波从而产生正确的放大的射频信号。

根据本发明的上述的开关调制器能够使电路设计适用于以集成电路实现。通过利用经调制器的分离的I和Q路径并保持二进制信号的适当的时移(为了对放大的射频信号内的总体相位信息进行编码)，回绕和相位跳变问题得到了解决，总体无线电架构得到简化，因此有助于以RF-ASIC(射频-专用集成电路)实现。

图5显示了第一示例性开关模式放大器配置，包括根据本发明第一实施例的开关调制器15，通过将每个采样的幅度映射到两个50％占空比的差分的时移位置上，能够分别对基带信号的I信号分量1和Q信号分量9进行调制。调制器包括I信号部分2a、Q信号部分2b和被配置为将I信号延迟0.25Ts的延迟单元12。

来自开关调制器15的合成的平衡(即以时移平衡意义而言)的脉冲序列3a、3b、3c、3d由四个功能上分开的功率放大器4a、4b、4c、4d进行放大，放大的信号由合适的合成器以第一成对差分的方式合成，因此产生了脉宽调制双极性I和Q脉冲序列。合适的合成器13对双极性I和Q脉冲序列进行合成，产生合成的放大的脉冲序列5，合适的带通滤波器6对放大的脉冲序列5进行放大，产生正确的放大的带通信号7。

图6显示了第二示例性开关模式放大器配置：包括根据本发明第二实施例的开关调制器15；通过将每个采样的幅度映射到脉冲的宽度上以及使负采样值的采样位置和脉冲相对于正采样值的采样位置和脉冲时移0.5Ts，分别执行基带信号的I信号分量1和Q信号分量9的脉冲宽度调制。调制器包括I信号部分2a、Q信号部分2b和配置为将I信号延迟0.25Ts的延迟单元12。

开关调制器15产生的两个分开的非平衡的(以信号不包括平衡时移的意义而言)脉冲序列3e、3f由两个功能上分开的功率放大器4a、4b进行放大，合适的合成器13对放大的信号进行合成，因此产生合成的放大脉冲序列5，合适的带通滤波器6对合成的放大脉冲序列5进行滤波，产生正确的放大的带通信号7。

图7显示了第三示例性开关模式放大器配置：包括根据本发明第三实施例的开关调制器15；通过将每个采样的幅度映射到脉冲的宽度上，并使负采样值的采样位置和脉冲相对于正采样值的采样位置和脉冲时移0.5Ts，分别实现基带信号的I信号分量和Q信号分量的脉冲宽度调制。开关调制器I信号部分2a、Q信号部分2b、被配置为延迟I信号的延迟单元12和合成器13，其中该合成器13被配置成在开关调制器内将调制的延迟I信号与调制的Q信号合成从而在输出端输出合成的调制I+jQ脉冲序列3g。之后，信号功率放大器4对来自开关调制器的合成的脉冲序列3g放大，因此产生合成的放大脉冲序列5，合适的带通滤波器6对合成的放大脉冲序列5进行滤波以产生正确的放大的带通信号7。

因此根据图5中上述的第一配置，四个功能上分开的功率放大器4a、4b、4c、4d用于放大四个分开的脉冲序列3a、3b、3c、3d，其中3a、3b对应于调制的延迟I信号，3c、3d对应于调制的Q信号。合适的合成器以成对差分的方式合成放大的信号，因此产生脉冲宽度调制双极性I和Q脉冲序列。对于这种具有三级的双极性合成脉冲序列，脉冲的位置和极性根据下面的示例性表1对两个输入信号I和Q的符号进行编码：

表1

因此，在根据本发明的开关调制器5的第一实施例中，幅度和相位信息的编码方式为，利用相对于固定位置(为两个单独的I和Q信号的每一个而定义)的两个50％占空比脉冲的差分时间位置，以及随后利用这样的脉冲的脉冲宽度和极性模式，该脉冲是在功率放大之后将两个时移的50％占空比脉冲差分合成为一个双极性脉冲序列所产生的。

根据图6中的第二配置，两个功能上分开的功率放大器4a、4b、用于放大两个分开的脉冲序列3e、3f，其中3e对应于调制的延迟同相信号(I信号)，3f对应于调制的正交相位信号(Q信号)。

根据图7所示的第三配置，为了放大来自开关调制器15的合成脉冲序列3，只需要一个功率放大器4。为了获得正确的放大的输出射频信号，在功能延迟单元12中的脉冲宽度调制之后，将I信号延迟大约四分之一采样间隔(即0.25Ts)，然后合成同相(I)和正交相位(Q)信号。因此，I信号脉冲序列在采样间隔内时移0.25Ts，使得正采样位于0.5Ts和负采样脉冲位于1Ts，同时未延迟的Q信号采样脉冲分别位于0.25Ts和0.75Ts。延迟四分之一采样间隔相当于90度相移，这简化了将两个正交分量合成为复数表示I+jQ。

图8显示了根据本发明第二和第三实施例的开关调制器的根据示例性实施例的调制，包括I信号和Q信号的单独的脉冲宽度调制，形成单极性调制脉冲序列。相对于Q分量将I分量延迟0.25Ts，导致在Ts0的I分量的采样位于0.5Ts，而在Ts0的Q分量的采样位于0.25Ts。另外，在Ts0处的与正幅度相关的脉冲分别位于I分量和Q分量的采样周期的前半周期，即分别位于0.5Ts和0.25Ts；而在Ts1处的与负幅度相关的脉冲分别位于I分量和Q分量的后半周期，即分别位于1Ts和0.75Ts。借助于所描述的设想，通过将脉冲分配到采样间隔Ts内稍微不同的位置，将复数信号转换为实信号。明显地，所描述的位置只是在采样周期内的合适位置的示例，一些替代位置是可能的，假设I信号采样脉冲相对于Q信号采样脉冲延迟0.25Ts，负采样脉冲相对于正采样脉冲偏移0.5Ts。对于单极性脉冲序列(即具有二进制电平)，按照下面示例性表2，脉冲的位置依赖于两个输入信号I和Q的符号：

信号值	T内位置
信号值	T内位置	正Q	0T
负Q	0.5T	正Q	0T
负Q	0.5T	正I	0.25T

负I

0.75T

表2

因此，根据本发明的开关调制器的第二和第三实施例，幅度和相位信息编码的编码方式为，利用两个单独的时移I和Q信号脉冲序列的每个脉冲的宽度和通过将脉冲定位于采样周期T内的固定时移位置上。

图9显示了分别将I分量和Q分量信号的正或者负采样以笛卡尔脉冲宽度调制方式调制到产生的单极性和双极性脉冲序列上。

根据本发明的开关调制器15包括I信号部分2a和Q信号部分2b，I信号部分具有到I分量的第一输入并且Q信号部分具有到Q分量的第二输入。开关调制器15也提供有第三输入，其中该第三输入用于时钟信号，该时钟信号位于所需的载波频率或者无线射频信号带通的中心频率(如果射频信号由一些已调制的载波组成)。根据第一实施例，I分量和Q分量的每一个的输出由形式上为两个单独50％占比因数的二进制矩形脉冲序列的平衡输出组成，该两个单独50％占比因数的二进制矩形脉冲序列相对于彼此适当地时移从而分别对I和Q分量的幅度编码，还包括所需的反正弦逆预矫正器。I和Q分量的输出还相对于彼此适当地时移从而表示Q信号(+90度)的正交位置，使之能够在开关调制器内(并在放大之前)或者在放大之后简化I和Q分量输出的合成。

可选地，根据第二或第三实施例，I和Q分量的输出由形式上为单个(非平衡的)调制二进制方形波脉冲序列的输出组成，需要较简单的无线电架构。

图10显示了开关模式射频功率放大器的配置，该开关模式射频功率放大器包括根据本发明第一实施例的开关调制器15，具有来自开关调制器15的差分时移平衡输出。开关调制器15的I信号部分包括用于基带信号的I信号的第一输入、通过开关调制器的I信号路径和调制单极矩形脉冲序列的两个平衡I信号输出。为了对I信号的幅度进行编码，两个平衡的输出脉冲序列需要适当地在每个采样周期内差分时移50％占空比(包括所需要的反正弦预矫正器)，并且两个平衡输出脉冲序列在功率放大器4a、4b中被放大并在差分合成器中被合成，产生双极性I信号脉冲序列。类似地，开关调制器15的Q信号部分包括用于基带信号的Q信号的第二输入、通过开关调制器15的Q信号路径和适当地差分时移的单极性脉冲序列的两个平衡Q信号输出。另外，为了表示Q信号的正交位置，相对于彼此适当地时移I信号输出脉冲序列和Q信号输出脉冲序列。两个平衡的Q输出在功率在功率放大器4c、4d中被放大并在差分合成器中被合成，产生双极性Q信号脉冲序列。然后，放大的双极性I脉冲序列和双极性Q脉冲序列在合成器13中被合成，产生放大的I+jQ信号，然后在合适的带通滤波器6中对放大的I+jQ信号进行滤波。开关调制器15还包括用于时钟信号(位于载波频率)的第三输入。

图11显示了开关模式射频功率放大器的配置，该开关模式射频功率放大器包括根据本发明第二实施例的具有非平衡输出的开关调制器15。开关调制器15的I信号部分包括用于基带信号的I信号的第一输入、通过开关调制器的I信号路径和调制单极矩形脉冲序列3e的一个非平衡I信号输出。为了对I信号的幅度进行编码，I信号输出脉冲序具有在每个采样周期内适当的脉冲宽度调制和时移的脉冲(包括所需要的反正弦预矫正)，并且在功率放大器4a中被放大。类似地，开关调制器15的Q信号部分包括用于基带信号的Q信号的第二输入、通过开关调制器的Q信号路径以及脉冲宽度调制的和适当时移的单极性脉冲序列3f的非平衡Q信号输出，其中脉冲序列3f在功率放大器4b中被放大。另外，为了表示Q信号的正交位置，相对于彼此适当地时移I信号输出脉冲序列3e和Q信号输出脉冲序列3f。之后，在合适的合成器13中合成放大的I脉冲序列和Q脉冲序列，产生合成的单极性放大的I+jQ信号，合适的带通滤波器6对I+jQ信号进行滤波。开关调制器15还包括用于时钟信号(位于载波频率)的第三输入。

图12和13显示了包括根据本发明的开关调制器15的开关模式放大器的配置，显示了开关调制器15是怎样作为合成的脉冲宽度/脉冲位置调制器工作的以及产生以极坐标表示的(即幅度和相位)来自基带信号的射频信号。基带信号I+jQ的笛卡尔坐标(即I信号和Q信号)被转换器10转换成极坐标，幅度信号A和相位信号

表示极坐标。相位信号将载波频率信号调制为调制器的时钟输入，放大的信号馈给开关调制器15的I信号输入或者可选的是Q信号输入。

在图12中，所示配置包括根据本发明第一实施例的具有两个平衡的I输出和两个平衡的Q输出的开关调制器15。两个单极性、调制平衡脉冲序列3a、3b是开关调制器15的输出并且被两个功率放大器4a、4b放大。然后调制和放大的平衡脉冲序列在差分合成器中被合成为在带通滤波器6中被滤波的双极性脉冲序列。

在图13中，所示配置包括根据本发明第二实施例的具有非平衡的I输出和非平衡的Q输出的开关调制器15。单极性脉冲宽度和脉冲位置调制脉冲是开关调制器15的输出并在功率放大器4中被放大。之后，在带通滤波器6中对调制和放大的脉冲序列进行滤波。

图14显示了包括根据第三实施例的开关调制器15的配置，通过产生直接传送到单个开关模式放大器4的合成的、非平衡二进制电平输出信号在放大之前在开关调制器内执行I信号和Q信号的合成。在这种情况下，为了避免I和Q信号的部分重叠，必须在开关调制器的输入之前插入用于限制基带I和Q信号的峰值的装置，例如用于执行适当的电平补偿(level back-off)或者限幅功能(clipping function)的装置。在第三实施例中，开关调制器不能具有平衡输出，不能处理表示基带信号极坐标的输入信号。

在所有的上述附图中，滤波器6所示的位置位于I信号和Q信号的合成之后。但是，滤波器的该位置只是示意性，旨在更清楚地描述本发明的设想。在实际的实施中，滤波器的优选位置可以例如是更为靠近功率放大器内的开关装置并且和在I信号和Q信号的合成之前。

根据本发明上述实施例的开关调制器15的优点是它的电路设计可以例如RF ASIC方式实现，这些电路设计在图15和17中示出。

图15显示了实现根据第一实施例的具有平衡输出的开关调制器15的示例性电路设计的功能方框图，，根据电路实现技术的不同，可以以不同的方式实现功能块。图15中的电路包括非平衡I输入27和非平衡Q输入28，并且通过如图所示使信号经过单位增益反转和非反转放大器或者通过其它适当的装置来产生差分平衡信号。在Q信号分量中，以相反的方式交替选择差分信号Q+和Q-中的一个，例如通过两个开关的方式。开关由50％占空比矩形波时钟信号Q_S的电平控制，因此产生具有相反相位的两个斩波信号Q1，32a和Q2，32b。两个矩形波时钟Q_S和I_S可以例如由施密特触发器分别从正弦的相反分量I时钟信号25，I_CLK和Q时钟信号26，Q_CLK中产生的，其中I_CLK和Q_CLK由包含在电路中的正交时钟发生器16产生。正弦时钟发生器16的参考输入是电路的输入时钟信号21CLK。信号Q1 32a和Q2 32b和正交相位正弦Q时钟信号Q_CLK 26连接到两个比较器18a、18b，其中Q时钟信号并行连接到正输入，斩波Q分量信号Q1 32a和Q2 32b分别连接到负输入。比较器18a、18b的输出20a、20b组成了两个用于开关模式RF功率放大器的差分时移平衡二进制电平Q输出驱动信号Q_B_P，30a和Q_B_N，30b。

图16显示了在Q分量内产生的相对于0Ts，0.25Ts，0.5Ts，0.75Ts和1Ts的一些上述信号。

在根据图15的电路中的I分量与上述的Q分量以相同的方式工作，只是由同相正弦I时钟信号25I_CLK和矩形波时钟I_S作了时移。因此，比较器17a、17b的输出19a、19b组成了两个用于开关模式RF功率放大器的差分时移平衡二进制I输出驱动信号I_B_P，29a和I_B_N，29b。

应当注意用于控制开关的时钟信号I_S和Q_S分别与实际的信号分量I时钟信号25I_CLK和26Q_CLK正交。

因此，在开关调制器内的单独路径内处理I信号和Q信号，借助于共用同步正交时钟信号，保持适当的相位差作为输出信号的时移。另外，电路会产生正确的在两个输出脉冲序列的固定偏移量(根据上面所列的表)附近的正弦预矫正差分时移，从而保持大约50％的占空比。这会导致对信号和时钟电平误差(level error)的低灵敏度。另外，通过这种电路设计，会得到准确的与所产生的脉冲位置对应的采样位置，因此导致所生成的RF信号的非常低的失真电平。另外，由于两个分量的最终的线性叠加，I和Q分量之间脉冲宽度内任何生成的电平失衡或时移内的相位失衡不会引起IM(内调制)性能的降低，只会引起EVM(Error Vector Magnitude误差向量幅度)性能的降低。

图17显示了提供有实现根据第二实施例的开关调制器15的附加电路系统的另一个示例性电路设计的功能方框图，具有非平衡I输出22和非平衡Q输出24，以及根据第三实施例具有非平衡合成I+jQ输出23。通过由差分时移平衡I和Q信号29a、29b、30a和30b的逻辑合成产生的用于I和Q分量的非平衡输出信号29c、30c来实现这个电路，其中信号29a、29b、30a和30b构成了图13所示的执行根据第一实施例的开关调制器的电路的输出。

在图17中，接收平衡I和Q信号29a、b和30a、b的异或门在所述的平衡信号29a、b(I_B_P和I_B_N)之间和在所述的平衡信号30a、b(Q_B_P和Q_B_N)之间执行差分功能(I_DIFF或Q_DIFF)，在每个采样周期内产生具有两个脉冲的单极性脉冲序列。根据输入I或Q信号的符号，来自斩波信号(I2或Q1)和与门的施密特触发器功能(I_SIGN或Q_SIGN)在正确的位置选择这些脉冲中的一个。

另外，根据第三实施例，非平衡I和Q信号29c和30c的逻辑合成产生单个非平衡合成输出信号3c，信号3c包括对I和Q分量的合成(即求和)，形成I+jQ，为了避免I和Q脉冲的部分重叠也需要限制脉冲宽度。或门13将I和Q分量中的双极脉冲序列合成为一个在输出23上的合成脉冲序列3c(IQ_C)。

图18描述了在Q分量内产生的相对于0Ts，0.25Ts，0.5Ts，0.75Ts和1Ts的上述信号和输出信号。

图19描述了根据本发明的方法和配置的被开关调制和放大的基带信号的滤除频谱的放大视图。被滤除的频率表示放大的原始的复数基带信号，被滤波信号的双载波特性表示取得了良好的动态范围。

图20为流程图，示出了根据如图7和14所示的本发明示例性配置的开关调制到达射频功率放大器的输入信号的方法的流程图，其中在放大之前执行I和Q分量的合成。

在图20的方法中，一个I信号分量和一个Q信号分量表示笛卡尔复数坐标I+jQ的采样输入基带信号，其中为了避免脉冲的部分重叠，在步骤210中限制I信号分量和Q信号分量的峰值。之后，在步骤220中，I和Q信号被输入到两个单独的脉冲宽度调制器，用于将每个采样的幅度映射到在脉冲序列的脉冲宽度上。

在步骤230中，使表示负幅度的脉冲相对于表示正幅度的脉冲作时移，在采样周期内将正和负采样脉冲放置在不同的位置，例如正采样脉冲在0.25Ts上、负采样脉冲在0.75Ts上。也是为了有助于简化单独的I信号和Q信号分量的合成从而重新建立复数表示I+jQ，在步骤240中延迟表示I信号分量的脉冲序列，例如延迟0.45Ts，这相当于乘以j。

在步骤250中，合成放大的脉冲序列以产生复数表示I+jQ，并在步骤260中，在功率放大器中放大所合成的脉冲序列。最后，在步骤270中，在适当的基带滤波器中对合成的放大脉冲序列进行滤波，从而获得放大的基带信号。

本发明适用于电压模式D类(VMCD)开关模式功率放大器拓扑结构，但不限于用在这样的拓扑结构中。具体而言，VMCD拓扑结构的三种变化都可以使用根据本发明的开关调制器。根据本发明的第一实施例，第一个变化是具有两个H桥和使用平衡驱动信号的双平衡拓扑，其中I和Q中的每一个用一个H桥。根据本发明的第二实施例，第二个变化是具有H桥和使用非平衡驱动信号的平衡拓扑，其中I和Q中的每一个用一个半桥。根据本发明的第三实施例，第三个变化是使用合成的I和Q驱动信号(也被称为F类)的单端拓扑结构。但是，本发明不限于这些拓扑的任一个。

根据本发明的开关调制器适用于开关模式射频功率放大器，获得了大功率效率和动态范围并且避免了相位回绕和相位跳变。另外，开关调制器可以用适用于RF ASIC的电路设计来实现。

就线性而言，开关调制器在相对于输出脉冲的实际相移位置的正确位置处执行I和Q信号的采样，无需任何内插。另外，它在对幅度误差的灵敏度较低的情况下执行所需要的幅度信号的反正弦预矫正，并且避免了数字化定义的脉冲宽度和位置的时间粒度问题。根据本发明一个实施例的开关调制器能够产生差分(平衡)二进制电平输出，其中在由开关模式功率放大器(PA:s)放大之后能够对该差分(平衡)二进制电平输出容易地合成，因此合成信号对放大器的线性或非线性响应不灵敏，只对两个放大器之间的响应的差值灵敏。另外，在从0频率到用于平衡输出信号的载波频谱的3倍范围内，内调制性能对内部I和Q信号之间的任何非平衡的和正交时钟之间的任何非平衡不灵敏，而对这些信号的相对相移灵敏，意味着会在输出RF频谱中产生较低值的寄生(spurious)分量或者内调制(IM)分量(在仿真中＜-65dBc)，并且理想情况下不需要PA的进一步线性化。

就效率而言，根据本发明的开关调制器自身不会限制能取得的功率效率。

就灵敏度而言，误差向量幅度(EVM)受以下因素影响：在内部I和Q信号之间的非平衡、在正交时钟和这些信号的相移之间的非平衡和在两个用于I和Q的单独的功率放大分量之间的增益的非平衡。但是对于相移来说，这些灵敏度是低的。

就无线电结构而言，根据本发明的开关调制器的输入在低通滤波之后可以直接连接到具有相对较低的采样速度的数模转换器的输出。另外，具有非平衡输出的实施例允许较简单的无线电架构。

虽然参考具体示例性实施例描述本发明，说明书一般仅用于描述发明的概念，不应当被认为限制本发明的范围。

Claims

1.一种用于开关模式射频功率放大器的开关调制器(15)，所述开关调制器被配置为将由I信号分量和Q信号分量表示的输入复数基带信号的相位和幅度映射到调制输出脉冲序列，其特征在于，所述开关调制器(15)被配置为单独采样和调制所述I信号和所述Q信号，所述调制包括在采样间隔内时移所述脉冲位置，所述开关调制器包括：

在所述开关调制器内到单独的I信号路径的第一输入(27)；

在所述开关调制器内到单独的Q信号路径的第二输入(28)；

在所述开关调制器内到正交时钟发生器(16)的第三输入(21)，所述正交时钟发生器被配置为为了相对于调制Q信号脉冲序列(3b、30a、30b、30c)延迟调制I信号脉冲序列(3a、29a、29b、29c)而产生具有正交移相关系的I时钟信号(25)和Q时钟信号(26)，以及在所述脉冲序列中产生所述脉冲位置的时移。

2.根据权利要求1所述的开关调制器，其中所述产生的I时钟信号(25)和Q时钟信号(26)是正弦的，并且被配置为产生反正弦预矫正。

3.根据权利要求1或2所述的开关调制器，其中所述I信号和所述Q信号的所述调制包括将所述I信号和所述Q信号的采样幅度分别映射到两个平衡的50％占空比I信号脉冲序列(3a、3b)和两个平衡的50％占空比Q信号脉冲序列(3c、3d)的差分时间位置上。

4.根据权利要求1或2所述的开关调制器，其中所述I信号和所述Q信号的所述调制包括分别在调制非平衡I信号脉冲序列(3e)和调制非平衡Q信号脉冲序列(3f)上将采样幅度调制到所述脉冲宽度和使与正采样值对应的脉冲相对于与负采样值对应的所述脉冲作时移。

5.根据权利要求4所述的开关调制器，其中所述I时钟信号(25)和所述Q时钟信号(26)被配置为在所述脉冲序列中产生所述脉冲的正确的时移位置和脉冲宽度。

6.根据权利要求4或5所述的开关调制器，其特征在于，所述开关调制器还包括合成器(13)，所述合成器被配置为从所述调制非平衡I信号脉冲序列(3e)和所述调制非平衡Q信号脉冲序列(3f)中产生表示所述复数I+jQ信号的合成的调制脉冲序列(3g)。

7.根据权利要求3至6中的任一权利要求所述的开关调制器，其中所述负采样脉冲相对于所述正采样脉冲的时移相当于0.5倍采样间隔Ts。

8.根据上述权利要求的任一权利要求所述的开关调制器，其中所述Q信号输出脉冲序列相对于所述I信号输出脉冲序列的延迟是0.25倍采样间隔Ts，这相当于90度相移并且简化了复数I+jQ信号的合成。

9.根据上述权利要求的任一权利要求所述的开关调制器，其中所述开关调制器还包括两个从所述I时钟信号(25)和两个反相斩波I信号(31a、31b)中产生两个差分时移平衡I信号输出脉冲序列(29a、29b)的I信号比较器(17a、17b)和两个从所述Q时钟信号(26)和两个反相斩波Q信号(32a、32b)中产生两个差分时移平衡Q信号输出脉冲序列(30a、30b)的I信号比较器(18a、18b)。

10.根据权利要求9所述的开关调制器，包括两个用于所述差分时移平衡调制I信号脉冲序列(29a、29b)的I信号输出(19a、19b)和两个用于所述差分时移平衡调制Q信号脉冲序列(30a、30b)的Q信号输出(20a、20b)。

11.根据权利要求9或10所述的开关调制器，其中所述开关调制器还包括用于从所述两个差分时移平衡I信号输出脉冲序列(29a、29b)产生非平衡I信号输出脉冲序列(29c)的I信号门和用于从所述两个差分时移平衡Q信号输出脉冲序列(30a、30b)产生非平衡Q信号输出脉冲序列(30c)的Q信号门。

12.根据权利要求11所述的开关调制器，包括用于所述非平衡调制I信号脉冲序列(29c)的I信号输出(22)和用于所述非平衡调制Q信号脉冲序列(30c)的Q信号输出(24)。

13.根据上述权利要求的任一权利要求所述的开关调制器，还包括笛卡尔坐标-极坐标转换器(10)，所述笛卡尔坐标-极坐标转换器将表示输入基带信号的所述I信号和所述Q信号转换成A(t)信号和相位调制ω(t)信号，其中所述A(t)信号表示所述输入基带信号的幅度并且连接到所述第一I信号输入(27)，所述ω(t)信号表示所述输入基带信号的相位并且连接到所述第三时钟输入(21)。

14.根据权利要求11或12所述的开关调制器，其中所述开关调制器还包括合成器(13)，所述合成器(13)用于将所述非平衡I信号输出脉冲序列增加到所述非平衡Q信号输出脉冲序列从而产生表示调制输入基带信号I+jQ的合成的调制脉冲序列(3c)。

15.根据权利要求14所述的开关调制器，其中所述合成器(13)包括或门。

16.根据权利要求14或15所述的开关调制器，其中所述的开关调制器还包括用于所述调制复数I+jQ脉冲序列(3c)的信号输出(23)。

17.一种集成电路，包括根据上述权利要求的任一权利要求所述的开关调制器(15)。

18.一种开关调制射频功率放大器的方法，所述输入信号由复数分量(I+jQ)的I信号和Q信号表示，该方法特征在于以下步骤：

单独采样和脉冲宽度调制(220)所述I信号和所述Q信号，以产生调制I信号脉冲序列和调制Q信号脉冲序列；

相对于与正采样值对应的所述脉冲时移(230)与负采样值对应的所述脉冲；

通过引入延迟时移来延迟(240)所述I信号脉冲序列的每个脉冲；

合成(250)所述I信号脉冲序列和所述Q信号脉冲序列，之后放大合成的脉冲序列。

19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，限制(210)所述输入I信号和Q信号的所述峰值从而避免部分重叠脉冲的额外步骤。

20.根据权利要求18或19所述的方法，其中所述脉冲宽度调制包括将所述采样幅度映射到调制脉冲序列的宽度上。

21.根据权利要求18至20的任一权利要求所述的方法，其中在所述I分量的所述延迟时移是0.25Ts，这相当于90度相移。

22.根据权利要求18至21的任一权利要求所述的方法，其中所述负采样脉冲相对于所述正采样脉冲的时移是0.5Ts。