CN101634669B - 一种谐波电流检测仪及检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种谐波电流检测仪及检测方法，传感器将测量的电压和电流信号经过抗混叠滤波电路进入采样保持A/D转换电路；锁相环同步脉冲产生电路提供转换信号给采样保持A/D转换电路；数字信号处理器采用LMS/LMF自适应谐波电流检测算法检测出负载电流中的谐波电流值；键盘电路和彩色液晶显示器实现人机对话，铁电存储器存储数据；本发明利用改进的LMS/LMF算法进行权值更新，步长迭代时采用归一化的当前误差信号与上一次的误差信号的自相关估计，有效避免了信噪比较低带来的影响，取得更好的稳态效果；在具体算法上利用TMS320F2812芯片来实现，DSP程序简单易行，可连续、长期对被测信号进行检测；整个检测仪硬件电路简单、体积较小、便于携带且可存储数据。

Description

一种谐波电流检测仪及检测方法

技术领域

本发明涉及一种谐波和无功电流分量的精确快速检测仪表及检测方法，具体是采用一种LMS/LMF(最小均方算法/最小四阶矩算法，下同)自适应算法的谐波电流检测仪及其DSP(数字信号处理器，下同)检测方法，属于电流信号检测技术处理领域。

背景技术

随着电力电子装置的广泛应用，由其产生的谐波已成为污染电力系统的严重公害之一。许多国家和地区制定了各自的谐波标准，我国也在1993年通过了《电能质量公用电网谐波》(GB/T-14594-93)标准，用以限制供电系统及用电设备的谐波污染。对谐波进行有效抑制的效果在很大程度上取决于谐波检测的动态响应特性和稳态性能。

常规的谐波电流检测方法有：(1)提取基波分量法，该方法误差大、实时性差、对电路元件参数十分敏感。(2)基于FFT的傅立叶分析法，该方法计算量大、实时性不好、对非整数次谐波存在频谱泄漏和栅栏现象。(3)基于瞬时无功功率理论的谐波电流检测方法，是目前应用最广泛的检测方法之一，其中p-q法仅适用于电网电压无畸变情况下谐波和无功电流的检测，i_p-i_q法在电网电压畸变时也同样有效，具有较好的检测速度和精确度，但检测电路相对复杂。

基于LMS的自适应谐波检测因计算简单以及良好的自适应性和鲁棒性，近来逐渐得到广泛的重视。在此基本算法的基础上，不少新的算法被提出，如归一化解相关LMS算法(NDLMS算法)，仿射投影算法(APA算法)等，这些算法虽然能得到较好的稳态效果，但是计算比较繁琐，NDLMS算法需要引入相关原理，并采用输入向量的正交分量来更新权系数，虽然能提高收敛精度，但算法复杂，而APA算法是归一化最小均方误差算法(NLMS算法)的多维推广，其计算复杂度要比一般LMS算法高很多。更重要的是一般自适应算法普遍存在检测速度与稳态误差需要折中考虑的问题，不能很好地解决动态响应速度和稳态性能的矛盾。

近年来，基于DSP、微控制器(MCU)和可编程逻辑器件(PLD)等实现的谐波检测与传统的模拟实现相比，易于实现先进控制，且降低了电路成本，易实现大规模产品生产，但是，非线性负载电流中含有较高的频率成分，会造成负载电流采样信号的延时和失真，对数字化谐波实时检测提出了挑战，为了改善数字控制带来的时间延迟影响，一般采用DSP设计方案，通过增强数据采样和处理速率，以弱化延迟影响。

发明内容

本发明的目的在于针对现有谐波检测技术的不足，提供一种结构简单、实用性强的采用改进LMS/LMF自适应算法的谐波电流检测仪及其检测方法，能够实现精度较高、实时性较强的谐波检测。

本发明谐波电流检测仪是通过以下技术方案实现的：电网电流、电网电压信号的输出连接传感器，传感器的输出依次连接抗混叠滤波电路、采样保持A/D转换电路和数字信号处理器；电网电压信号的输出经过零比较器、锁相环同步脉冲产生电路连接数字信号处理器，数字信号处理器分别外接彩色液晶显示器、铁电存储器、键盘电路和时钟电路。

本发明谐波电流检测方法是通过以下技术方案实现的：传感器将测量的电压和电流信号经过抗混叠滤波电路进入采样保持A/D转换电路；锁相环同步脉冲产生电路提供转换信号给采样保持A/D转换电路；数字信号处理器采用LMS/LMF自适应谐波电流检测算法检测出负载电流中的谐波电流值；键盘电路和彩色液晶显示器实现人机对话，铁电存储器存储数据；所述LMS/LMF自适应谐波电流检测算法按如下步骤：

1)初始化权值、误差和步长，计算式为： $W(n+1)=W\left(n\right)+2\mathrm{\μ}\left(n\right)\frac{{e\left(n\right)}^3}{{e\left(n\right)}^2+V_{\mathrm{th}}}X\left(n\right),$

式中：W(n)为权值、μ(n)为变步长、e(n)为误差反馈信号、X(n)为参考输入信号、V_th为阀值；

利用归一化的当前误差信号e(n)和上一次的误差信号e(n-1)的自相关估计进行步长迭代，计算式为：p(n)＝βp(n-1)+k(1-β)e(n)e(n-1)/(|S(n)|)(|S(n-1)|)，μ(n+1)＝αμ(n)+γp²(n)，

式中：p(n)为n时刻误差信号的时间均值估计、e(n)为误差反馈信号、S(n)为n时刻待检测负载电流、μ(n)为n时刻步长、β、k、α、γ为系数；

2)读取参考输入信号X(n)和采样数据；

3)根据步骤1)的公式来调整权值W(n)；

4)当电压同步中断未到来时，n值加1，重复上述2)～3)步操作，不断调整权值使之接近最优值；

5)当电压同步中断到来时，保存分离出来的谐波数据，发送检测到的数据；根据定时器计数来调整计算步长μ，把n复位为0，转至第2)步继续执行

本发明的有益效果是：

1)改变传统自适应算法的权值更新方式和步长迭代，利用改进的LMS/LMF算法进行权值更新，步长迭代时，采用归一化的当前误差信号与上一次的误差信号的自相关估计，有效地避免了信噪比较低带来的影响，使得算法的收敛速度变快，获得较快的动态响应速度，并能取得更好的稳态效果；

2)在具体算法实现上利用TMS320F2812芯片来实现，DSP程序简单易行，可以连续、长期对被测信号进行检测。

3)整个检测仪硬件电路简单、体积较小、便于携带，并且可以存储数据，形成样本数据库，便于实际应用。

附图说明

以下结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细说明。

图1为本发明的硬件电路原理框图

图2为本发明的改进LMS/LMF自适应谐波电流检测算法的原理框图

图3本发明的DSP主程序流程图

图4本发明的谐波检测算法实现流程图

图5本发明的算法权值变化波形图

图6本发明的算法谐波电流变化波形图

具体实施方式

如图1所示，将电网电流、电网电压信号输出连接传感器1，传感器1的输出依次串接抗混叠滤波电路2、采样保持A/D转换电路3、数字信号处理器4。电网电压信号的输出依次串接过零比较器5、锁相环同步脉冲产生电路6和数字信号处理器4。铁电存储器8、时钟电路9、彩色液晶显示器10和键盘电路7分别接数字信号处理器4。

使用交流电压、交流电流的传感器1采集模拟信号，采用LEM公司的LAP-58P电流互感器和LV100电压互感器，传感器1实时测量的非线性电压和电流模拟信号经过抗混叠滤波电路2，进入采样保持A/D转换电路3变为数字信号，该采样保持A/D转换电路3可以选用ADS7864对六路信号进行采样，可分析三相电压和三相电流基波和各次谐波的相位，完成模拟信号向数字信号的转换，与一般MAX125等A/D转换器相比，简化电路设计，增强了可靠性。锁相环同步脉冲产生电路6为采样保持A/D转换电路3提供转换信号，采用由硬件锁相环技术组成的同步脉冲发生电路，对电网频率进行自动跟踪，实现每个周波准确采样，锁相环是完成两个电信号的自动控制系统，能实现对输入信号的频率和相位进行自动跟踪，使N个采样点均匀分布在电网的一个整波内，消除了同步误差，实现了无相位差的同步采样。本发明采用的改进的LMS/LMF自适应谐波电流检测算法由数字信号处理器4实现，该数字信号处理器4采用TMS320F2812芯片作为主控芯片，检测出负载电流中的谐波电流值，包括对命令文件、头文件和库文件等进行编写和修改，然后根据模块化的设计编写主程序、A/D转换子程序、自适应算法子程序、LCD的子程序、键盘处理子程序、串行通讯服务程序等主要软件。数字信号处理器4外接的键盘电路7和彩色液晶显示器10以实现人机对话，可采用扩展的4×4的16键小键盘，键盘扫描采用中断扫描方式，当键盘上有键闭合时，向DSP发出中断请求，DSP在中断服务子程序中对键盘进行处理，液晶显示具有尺寸小、功耗低、可靠性高、成本低等优点。外接的铁电存储器8便于存储数据，存储速度与RAM相当，且可掉电保存数据。

图2为本发明的改进LMS/LMF自适应谐波电流检测算法的原理框图，以下以一相为例加以说明：

(1)信号实时迭代运算

将i_L(n)中基波分量i₁(n)作为期望信号，所有谐波的总和i_h(n)作为输入干扰信号。误差反馈信号e(n)控制权值W(n)的迭代过程，权值W(n)跟踪最佳权系数W^*的变化，此时输出信号y(n)也跟踪i₁(n)的变化。将y(n)从i_L(n)中扣除，就可得到谐波电流i_h(n)。对于每一点的采样过程中，计算量很少。

(2)权值调整

LMS/LMF算法是一种结合了LMS与LMF两者优点的算法，计算量较之一般LMS算法增加不多，却同时兼有LMS与LMF算法的优点，即收敛速度比一般的LMS算法好，稳定性比LMF算法好。采用变步长的LMS/LMF算法能够获得更好的收敛速度和稳态效果，计算式为 $W(n+1)=W\left(n\right)+2\mathrm{\μ}\left(n\right)\frac{{e\left(n\right)}^3}{{e\left(n\right)}^2+V_{\mathrm{th}}}X\left(n\right).$

通过选取0.015作为阀值V_th，使该算法自动地在基于电流误差量的两种状态下切换，当e(n)²大于或等于V_th时，步长趋近基本的LMS算法步长；反之，步长趋近LMF算法的步长μ/V_th，只要适当地设置μ，V_th的改变不会引起收敛过程的振荡。

(3)步长迭代

利用归一化的当前误差信号e(n)和上一次的误差信号e(n-1)的自相关估计来进行步长迭代，采用误差信号的时间均值估计来实现，这样做能尽可能地排除噪声的干扰，计算式为p(n)＝βp(n-1)+k(1-β)e(n)e(n-1)/(|S(n)|)(|S(n-1)|)，μ(n+1)＝αμ(n)+γp²(n)，式中：p(n)为n时刻误差信号的时间均值估计、e(n)为误差反馈信号、S(n)为n时刻待检测负载电流、μ(n)为n时刻步长、β、k、α、γ为系数。

在更新μ(n)中使用p(n)具有两个优点：①、自相关误差通常接近最佳值的衡量标准；②、在更新μ(n)时，排除了不相关噪声序列的影响。在自适应初始阶段，自相关估计误差p²(n)较大，导致较大的步长μ(n)，当接近最佳值时，自相关误差p²(n)接近于零，导致一个较小的步长，由于较大的初始μ(n)值，产生了快速收敛，同时由于后期μ(n)较小，导致在最佳值附近产生较小失调，即使有噪声存在也是如此，因此得出上述步长更新公式。

式中系数k的作用是在控制步长时，增加e(n)和e(n-1)自相关值的影响，使得p²(n)增大，增强了算法跟踪信号变化的能力；α主要控制权值W(n)的收敛速度；β用以控制过去信号对现在状态的影响，越早的数据遗忘度越大，对现在的影响也就越小；γ对收敛速度和稳态误差均有较大影响，通常选取较小的值来保证均方误差收敛且失调较小。在本发明中，每个共频基波的采样点取200，因为谐波的最低次数为2次，其周期为电网基波周期的1/2，所以只要选取时间窗的宽度为T/2，即可将e(n)中的噪声信号滤除，这样时间窗的宽度为100，1-β＝0.01，β＝0.99。当β选定后，α和γ是成反比的，调节α或者γ，具有等效的作用。

如图3所示的DSP主程序流程图，主程序负责将不同功能的子程序组织在一起。主程序先完成DSP系统的初始化，根据外部启动信号开启A/D转换进行预采样，设定AD采样周期，完成周期信号的采样；准备好等待上位机开始检测命令，若接受到命令，调用中断子程序，使用周期中断，读取A/D采样数据，若没有接受到命令，则继续等待上位机的检测命令。通过改进的LMS/LMF谐波电流检测算法子程序实现基波和谐波电流的检测，并发送数据后停止检测并关闭周期中断程序，若未停止检测则重新读取A/D采样数据。

图4为本发明的谐波检测算法实现流程图，谐波检测算法为本发明的核心技术，具体实现如下：

(1)初始化权值w、误差和步长；

(2)读取参考输入信号X(n)和采样数据；

(3)根据公式 $W(n+1)=W\left(n\right)+2\mathrm{\μ}\left(n\right)\frac{{e\left(n\right)}^3}{{e\left(n\right)}^2+V_{\mathrm{th}}}X\left(n\right)$ 来调整权值W(n)；

(4)当电压同步中断没有到来时，n值加1，重复(2)～(3)步操作，不断调整权值使之接近最优值；

(5)当电压同步中断到来时，表示进行了一个基波周期的运算，这时保存分离出来的谐波数据，以便向上位机发送检测到的数据；同时根据定时器计数来调整计算步长μ，把n复位为0，转至第(2)步继续执行；

(6)循环执行(2)～(5)步操作，不断检测谐波数据，直至程序停止运行。

图5为本发明的算法仿真权值变化波形，图6为本发明的算法的仿真谐波电流变化波形图。利用幅值为1A，频率为50Hz的方波作为谐波源，采样速率为1600，参考输入信号x₁(n)和x₂(n)分别代表以电源基波电压u_s为参考输入，由锁相环输出的标准正弦和余弦信号采样值，w₁和w₂分别代表参考输入信号x₁(n)和x₂(n)的权值，y(n)为自适应滤波器的输出信号，e(n)为自适应滤波器的误差反馈信号，记W＝[w₁，w₂]^T，X(n)＝[x₁(n)，x₂(n)]^T，

传统的LMS算法迭代公式可以表示为：

y(n)＝W^TX(n)

e(n)＝i(n)-y(n)

权值W迭代公式为：

${\▿}_W{e}^2\left(n\right)=-2e\left(n\right)X\left(n\right)$

W(n+1)＝W(n)+2μe(n)X(n)

在本发明中，权值迭代公式采用： $W(n+1)=W\left(n\right)+2\mathrm{\μ}\left(n\right)\frac{{e\left(n\right)}^3}{{e\left(n\right)}^2+V_{\mathrm{th}}}X\left(n\right),$ 变步长初始值选取基本与LMS约束条件下相同，即必须小于输入信号的自相关矩阵的最大特征值的倒数。只要适当的设置μ，V_th的改变不会引起收敛过程的振荡。经过反复实验，取V_th＝0.015。

对于步长迭代，采用p(n)＝βp(n-1)+k(1-β)K(n)K(n-1)，μ(n+1)＝αμ(n)+γp²(n)，设K(n)＝e(n)/(|S(n)|)、K(n-1)＝e(n-1)/(|S(n-1)|)。采用归一化的处理方式，使得对于不同电网功率等级下算法具有通用性。

相干平均是通过对信号序列取宽度为M的矩形窗，并对窗内数据求取平均实现的。无疑，窗的宽度M的选取是一个关键问题。由于噪声信号ξ(n)是电网电流中的高次谐波信号，是零均值的周期性信号，并且谐波次数最低为2次，其周期为电网基波周期T的1/2(不考虑间谐波)。因此只要选取矩形窗的宽度为谐波信号的周期T/2，通过对移动的矩形窗内数据取相干平均，能够彻底将ξ(n)从误差信号e(n)中滤除。

采用本算法后，步长μ作为时变量，其数值选取是有范围的，以保证算法的稳定性，因此在递推过程中，需要对步长进行限幅：0＜μ_min＜μ＜μ_max，μ_max的选择应保证算法的稳定性，通常接近定步长LMS算法的临界稳定步长值。μ_min的选择应兼顾稳态失调和收敛速度的要求，通常为一较小的正数，本发明中，选取μ_max为0.1，μ_min为0.001。

μ的递推过程涉及α、β、γ共三个参数的选择，参数β由选用的指数窗的宽度决定，本发明中的β为0.99，单独调节参数α或γ，对整个算法具有等效的作用，但由于通常γ的值很小，而α接近1，γ值的微小变化就会对系统的性能产生较大影响，因而本发明中采用固定α，改变γ的方法来调整检测算法的性能，α＝0.978，γ＝0.000354。

可以看出，本发明的新算法明显提高了检测的动态响应速度，获得较小的稳态误差，提高了算法的实时快速精确分析。

Claims (2)

1.一种谐波电流检测方法，该检测方法使用谐波电流检测仪，谐波电流检测仪的结构如下：电网电流、电网电压信号的输出连接传感器(1)，传感器(1)的输出依次连接抗混叠滤波电路(2)、采样保持A/D转换电路(3)和数字信号处理器(4)；电网电压信号的输出经过零比较器(5)、锁相环同步脉冲产生电路(6)连接数字信号处理器(4)，数字信号处理器(4)分别外接彩色液晶显示器(10)、铁电存储器(8)、键盘电路(7)和时钟电路(9)，其特征在于按如下步骤：

1)传感器(1)将测量的电压和电流信号经过抗混叠滤波电路(2)进入采样保持A/D转换电路(3)；锁相环同步脉冲产生电路(6)提供转换信号给采样保持A/D转换电路(3)；

2)数字信号处理器(4)采用LMS/LMF自适应谐波电流检测算法检测出负载电流中的谐波电流值；

3)键盘电路(7)和彩色液晶显示器(10)实现人机对话，铁电存储器(8)存储数据；

步骤2)所述LMS/LMF自适应谐波电流检测算法按如下步骤：

A)初始化权值、误差和步长，计算式为：

式中：W(n)为权值、μ(n)为变步长、e(n)为误差反馈信号、X(n)为参考输入信号、V_th为阀值；

利用归一化的当前误差信号e(n)和上一次的误差信号e(n-1)的自相关估计进行步长迭代，计算式为：p(n)＝βp(n-1)+k(1-β)e(n)e(n-1)/(|S(n)|)(|S(n-1)|)，μ(n+1)＝αμ(n)+γp²(n)，

式中：p(n)为n时刻误差信号的时间均值估计、e(n)为误差反馈信号、S(n)为n时刻待检测负载电流、μ(n)为n时刻步长、β、k、α、γ为系数；

B)读取参考输入信号X(n)和采样数据；

C)根据步骤A)的公式来调整权值W(n)；

D)当电压同步中断未到来时，n值加1，重复上述B)～C)步操作，不断调整权值使之接近最优值；

E)当电压同步中断到来时，保存分离出来的谐波数据，发送检测到的数据；根据定时器计数来调整计算步长μ，把n复位为0，转至第B)步继续执行；

F)循环执行(B)～(E)步操作，不断检测谐波数据，直至程序停止运行。

2.根据权利要求1所述的谐波电流检测方法，其特征在于：μ_max为0.1；μ_min为0.001；α＝0.978；γ＝0.000354；V_th＝0.015。

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