CN101562484A - 一种适用于ofdm系统的信道质量测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种适用于OFDM系统的信道质量测量方法。该方法使用DSP芯片可快速准确的测量出当前信道的CINR和RSSI两个信道参数，其原理是利用均衡后的导频值计算出接收机所接收到的信号平均功率，该功率是有效信号功率与噪声功率叠加之和；然后利用信道两端的保护带子载波计算出噪声功率的平均值；用接收信号功率减去噪声功率即为纯信号功率，得到纯信号平均功率和噪声平均功率以后再做除法，得到CINR值，而在上述过程中求出的纯信号的平均功率，即为RSSI值，最后将CINR值和RSSI值转换为对数格式，上报给MAC层。

Description

一种适用于OFDM系统的信道质量测量方法

技术领域

本发明涉及一种适用于OFDM系统的信道质量测量方法，特别是涉及一种适用于802.16e基站接收机的信道质量测量方法。

背景技术

OFDM是一种多载波技术，它的多载波调制和解调是通过离散傅立叶反变换(IDFT)和离散傅立叶变换(DFT)实现的。在OFDM系统中，虽然子信道频谱是重叠的，但由于子载波的正交特性，信号频谱在子载波频率处正好没有信道间干扰，因此可采用离散傅立叶变换实现解调，提高了信道利用率。在OFDM系统(如WiMAX IEEE 802.16e)中，可以结合AMC/HARQ/MIMO/AAS等技术，提供更高的网络容量、更好的网络覆盖。

其中自适应调制编码技术(AMC，Adaptive modulation and coding)可以增强时变信道中信号的鲁棒性和传输效率。其基本原理是：基站接收机利用所接收到的信号对上行信道的某些指标(如CINR，RSSI等)进行测量，从而估算出当前信道的质量，并将质量信息反馈给发射机，发射机根据这些信息所描述的信道特性自动调整发射信号的调制编码方式，在保证传输正确性的前提下尽可能提高信道利用率。

如果发射机不能根据当前信道质量实时改变调制编码方式，只能以某种固定的方式发射数据，那么为了保证发射信号在信道质量恶劣的情况下也能准确的发送数据，就需要将发射机的发射信号固定在相对低阶的调制编码方式上(如QPSK1/2)，以降低传输速率为代价换取传输的正确性。例如信道的瑞利衰落最多可以造成信号30dB的能量损失，如果要保证信号的传输质量，就必须以最差的信道情况为标准设定调制编码方式，当信道质量变好的时候，低阶调制编码方式就对频谱资源造成的极大浪费，大大降低了频谱的利用性。因此，在无线通信系统中应用AMC技术，让发射机根据信道质量改变调制编码方式，既保证了传输的准确性，又最大限度的提高了频谱的利用率。

信道质量测量是AMC技术当中的关键环节，要调整发射机的调制编码方式，接收机必须快速准确的评估出当前的信道质量，这样就需要为接收机设计一种测量方法，从接收的信号中测量出可以描述信道质量的CINR和RSSI等参数指标。其中CINR(carrier-to-interference-and-noise ratio)表示接收机接收到的信号子载波的强度与噪声强度的比值；RSSI(receive signal strength indicator)表示接收信号的功率密度谱。

发明内容

本发明的目的是提出一种适用OFDM系统的信道质量测量方法。通过该方法，可以使用DSP芯片快速准确的测量出当前信道的质量。该测量方法涉及CINR和RSSI两个信道参数的测量方法。

本发明提供了一种适用于OFDM系统的信道质量测量方法，其包括步骤(1)利用信道两端的保护带子载波计算出噪声功率的平均值；步骤(2)计算出混合信号的平均功率；步骤(3)混合信号的平均功率减去噪声功率的平均值得到纯信号平均功率，其与噪声平均功率相除得到接收机接收到的信号子载波的强度与噪声强度的比值CINR。其还包括接收信号的功率密度谱RSSI的测量步骤：步骤(4)将每个时隙中的导频点功率计算出来，进行累加，然后将累加和除以24，得出每个时隙上功率的平均值，并转成浮点格式后，将所有时隙上的平均功率累加，再除以总时隙数，得到导频的平均功率，再减去噪声平均功率即为上行信道的RSSI值。

通过本发明，接收机能够快速准确的评估出当前的信道质量。

附图说明

图1CINR测量流程图；

图2OFDMA符号频谱分布描述图；

图3QPSK星座分布图；

图416QAM星座分布图。

具体实施方式

本发明所述的CINR测量方法，其原理是接收机端接收到的纯信号平均功率除以信道中噪声的平均功率，由于发射信号经过信道传输，总是叠加了噪声的，无法在接收端直接测出纯信号的功率，因此必须先计算叠加了噪声的信号功率和噪声功率，然后再计算出纯信号的功率。根据802.16e协议规定，在上行信号中包括数据信号和导频信号，其中数据信号按照调制方式映射到不同的星座点，而导频则映射到固定的星座点。对于QPSK调制方式，因为各个星座点功率值相同，因此计算结果与导频平均功率相同；但是对于16QAM来说，星座点的分配符合统计概率，若数据信号恰好集中分配在大功率的星座点上，则计算出的平均功率偏大；若集中分配在小功率的星座点上，则平均功率偏小。因此为了使测量出的信号功率尽可能准确，应当计算导频的平均功率来反映接收信号的功率水平。在本发明中，首先利用均衡后的导频值计算出接收机所接收到的信号平均功率，该功率是有效信号平均功率与噪声平均功率叠加之和；然后利用信道两端的保护带子载波计算出噪声功率的平均值；用接收信号的平均功率减去噪声平均功率即为纯信号平均功率。得到纯信号平均功率和噪声平均功率以后再做除法，得到CINR值，并转换为对数格式，上报给MAC层。

本发明所述的RSSI测量方法，以帧为单位计算上行信号中导频的平均功率。和CINR测量类似，利用导频的平均功率作为上行信号的功率谱密度，避免在高阶调制时由于所映射的星座点过于集中而造成的测量偏差。计算导频平均功率需要累加所有导频功率的和，并除以导频总数。在本发明中，首先将每个时隙中的导频点功率计算出来，进行累加，然后将累加和除以24，得出每个时隙上导频功率的平均值，并转成浮点格式保存起来，将所有时隙上的导频平均功率累加，再除以导频总数，即为上行信道的RSSI值。最后把浮点格式保存的RSSI转为定点对数格式，上报给MAC层。

下面以10MHZ带宽配置的WiMAX(IEEE 802.16e)系统为例，结合附图，对本发明的具体实施方式做详细描述。根据802.16e协议，CINR定义为纯信号平均功率与噪声平均功率的比值，如(1)所示，其中S为纯信号的平均功率，N为噪声平均功率。

$\mathrm{CINR}=\frac{S}{N}---\left(1\right)$

发射机所发射的纯信号，经过信道传输后已经叠加上了噪声，在接收端无法直接通过纯信号的平均功率来计算CINR，只能利用保护带子载波求出噪声平均功率，再计算出混合信号的平均功率，两者相减，得到纯信号的平均功率后算出CINR值，如(2)所示。其中r为混合信号平均功率。对于上行信道来说，CINR值需要每帧计算一次，因此r和N均为一帧之内的信号及噪声平均功率。

$\mathrm{CINR}=\frac{r-N}{N}---\left(2\right)$

整个CINR测量流程如图1所示，首先计算出上行信道的噪声平均功率，再计算出混合信号平均功率，然后依照(2)式计算出浮点格式CINR值，转换成定点对数格式上报。

10MHZ带宽采用1024点FFT，每个OFDM符号上有1024个子载波，包括一个直流子载波，840个可用子载波，以及183个保护带子载波。如图2所示，保护带子载波分居可用子载波的两侧。数据信息和导频映射在可用子载波上，保护带上为空子载波。信号经过信道传输，可用子载波和保护带子载波均叠加了白噪声，因为保护带子载波为空，因此经过信道叠加噪声后，保护带子载波上所承载的即为纯噪声。首先以OFDM符号为单位累加噪声功率，每当一个符号到来时，我们提取出保护带子载波上承载的数据，并累计载波数。令n(k，i)表示第k个符号上第i个保护带子载波的能量幅度，则噪声总功率为

$N_{\mathrm{vec}}=\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{183}{\mathrm{\Σ}}}n(k,i)---\left(3\right)$

M为一帧内的符号个数。将N_vec除以总载波数M*183即可得出噪声平均功率N，如(4)所示。

$N=\frac{N_{\mathrm{vec}}}{N*183}---\left(4\right)$

因为在DSP中除法运算是浮点指令，被除数和除数都需要用浮点数格式表示，所以依照(4)式求出N后，再转成浮点格式保存。

式(2)中的r是接收机接收的纯信号叠加噪声后的混合信号平均功率，包括数据信号和导频信号。其中数据信号的调制方式为QPSK或16QAM，如图3、图4所示。当应用16QAM调制方式时，可能会出现数据集中分布在大功率星座点(如[3，3]或[-3，-3])或集中分布在小功率分布点(如[1，1]或[-1，-1])的情况，造成测量出的信号平均功率出现或大或小的偏差。为了使测量结果尽可能的准确，本发明中计算导频的平均功率作为混合信号的平均功率，即式(2)中的r。计算平均功率需要将所有导频的功率累加，再除以导频总数，如式(5)所示，其中p(i)表示第i个导频的幅度，K表示总导频数。

$r=\frac{\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p\left(i\right)\right|}^2}{K}---\left(5\right)$

1个上行时隙由3个OFDM符号和一个子信道组成，其中包含24个导频，1个上行子帧最多可以包含数百个时隙，在DSP中每个导频的功率用32位定点数表示，如果将全部的导频功率值直接累加，很可能会出现溢出的情况，因此在本发明的算法中，先累加每个时隙上24个导频的功率值，将和除以24，算出每个时隙的平均功率。将所有时隙上的平均功率转成浮点格式后累加，最后再除以总时隙数，得到导频平均功率，即混合信号的平均功率，如式(6)所示，其中S为总时隙数。

$r=\frac{\underset{S}{\mathrm{\Σ}}\frac{\underset{i=1}{\overset{24}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p\left(i\right)\right|}^2}{24}}{S}---\left(6\right)$

在计算每个时隙的平均功率时，因为除数24是个确定的值，所以可以采用对定点数移位再乘以小数的方法来替代浮点除法运算。具体做法是将时隙上的导频功率累加值右移3位，相当于除以8，再乘以1/3。1/3用32位有符号定点小数表示，即为0x2AAB2AAB。每个时隙的平均功率计算出来以后转成浮点格式累加起来，同时累计时隙数，当所有时隙的导频都处理完成后，把时隙总数也转换成浮点格式，应用DSP中浮点除法运算指令，将时隙导频功率累加值除以总时隙数，得到平均导频功率，即混合信号平均功率r。当r和N都求出来以后，按照(2)式计算CINR值，在计算中又用到一次浮点除法运算，计算出的结果为浮点格式。

根据协议接口要求，DSP计算出的CINR值应以dB对数格式上报给MAC层，因此利用DSP指令将(6)式中计算出的浮点CINR值转换为定点格式，再通过查表法，找到对应的对数值。表事先由相应软件计算出来，存在DSP的RAM中。

在RSSI的测量中采用和CINR测量类似的方法，在空子载波上提取出噪声功率并求其平均值N，并利用导频的平均功率作为混合信号平均功率r，依照式(7)每帧计算一次RSSI。

RSSI＝r-N  (7)

其中N与r的计算方法与CINR中的计算方法相同，也是以同样的方法转换成对数格式上报给MAC层，此处不再赘述。

以上所述，仅为本发明在Wimax(IEEE802.16e)系统中，10MHZ带宽配置、1024点FFT、上行调制方式为QPSK或16QAM时的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，在本发明揭露的技术范围内，应用在任何OFDM系统中的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围以权利要求书的保护范围为准。

Claims (9)

1.一种适用于OFDM系统的信道质量测量方法，其特征在于该方法包括以下步骤：

步骤(1)利用信道两端的保护带子载波计算出噪声功率的平均值；

步骤(2)计算出混合信号的平均功率；

步骤(3)混合信号的平均功率减去噪声功率的平均值得到纯信号平均功率，其与噪声平均功率相除得到接收机接收到的信号子载波的强度与噪声强度的比值CINR。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于还包括接收信号的功率密度谱RSSI的测量步骤：

步骤(4)将每个时隙中的导频点功率计算出来，进行累加，然后将累加和除以24，得出每个时隙上功率的平均值，并转成浮点格式后，将所有时隙上的平均功率累加，再除以总时隙数，得到导频的平均功率，再减去噪声平均功率即为上行信道的RSSI值。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：

将步骤(4)中计算的导频的平均功率作为步骤(2)中混合信号的平均功率。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于步骤(1)进一步包括：

以符号为单位，累加每个符号上保护带子载波的能量幅度作为噪声总功率N_vec；M为一帧内的符号个数，将N_vec除以总载波数M*183即可得出噪声平均功率N。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(3)中的CINR计算利用DSP中的浮点除法运算指令进行计算。

6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：

将计算出来的CINR值和RSSI值转换成对数dB格式，上报给MAC层。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：将计算出的CINR和RSSI值转换为定点格式，再通过查表法找到对应的对数值。

8.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：在计算每个时隙导频的平均功率时，因为除数24是个确定的值，所以可以采用对定点数移位再乘以小数的方法来替代浮点除法运算。

9.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：步骤(3)、(4)中的CINR和RSSI值每帧计算一次。

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