CN101557170A - 具自驱式同步整流器的半桥llc谐振转换器 - Google Patents

Abstract

本发明揭示一种具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其利用一直流移位器、一直流复位器且/或一差动变压器以驱动在二次侧电力回路中的同步整流器。该同步整流器的驱动电压可为双极性或单极性。在正确操作模式下，此具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器可降低整流器导通损失以提高转换器效率。

Description

具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器

技术领域

本发明揭示一种具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器。

背景技术

现有技术的电路图显示于图1，其中第一开关晶体管M₁与第二开关晶体管M₂以半桥结构(half-bridge configuration)连接于输入电压源V_in与谐振电路(resonant tank)之间；LLC谐振电路包含磁化电感L_m、谐振电感L_r与谐振电容C_r；变压器T₁包含一组一次侧线圈N_p与二组二次侧线圈N_s；第一整流二极管D₁与第二整流二极管D₂以中央抽头式全波整流器结构(center-tappedfull-wave rectifier configuration)连接于二次侧线圈N_s与输出电容C_o之间。

为便于说明，定义下列电路参数(circuit parameters)：f_s为M₁与M₂的切换频率； $f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_r{C}_r}}$ 为L_r与C_r的谐振频率； $n=\frac{N_p}{N_s}$ 为T₁的一次侧对二次侧圈数比；V_o为输出电压；V_or＝nV_o为反射输出电压。就电路变量(circuit variables)而言，M₁与M₂的栅-源极电压V_GS ^M1(t)与V_GS ^M2(t)、谐振电容电压

一次侧电压v_p(t)与二次侧电压v_s(t)的参考极性以及谐振电感电流

磁化电感电流一次侧电流i_p(t)与二次侧电流i_s(t)的参考方向也标明于图1。

依据f_s＜f_r、f_s＝f_r与f_s＞f_r的情况，V_GS ^M1(t)、V_GS ^M2(t)、

与i_s(t)的波形图分别示于第2a图、第2b图与第2c图。因前半周期与后半周期之间有对称性，故仅说明前半周期的等效电路与关键波形。

首先说明t＝t₀、t＝t₁、t＝t_r与t＝t_s的物理意义如下：t＝t₀为一个谐振周期重新开始的时刻；t＝t₁为

从负值变成正值的时刻；t＝t_r为i_s(t)下降至0的时刻；t＝t_s为V_GS ^M1(t)下降至0的时刻。

无论f_s≤f_r或f_s＞f_r，在t₀≤t≤t₁的期间，M₁与M₂皆关闭。因

小于0且大于

故

流经M₁的本体二极管；i_p(t)＞0流进N_p的黑点端；i_s(t)＞0流出N_s的黑点端；D₁导通但D₂截止。L_m被V_or箝制；未能参加L_r与C_r的谐振。

与i_s(t)皆为正弦波；

的上升斜率为D₁在t＝t₀的时刻被零电流切换(zero-current-switched，ZCS)至导通状态；M₁可在t₀≤t≤t₁的期间被零电压切换(zero-voltage-switched，ZVS)且/或在t＝t₁的时刻被零电流切换至导通状态以降低切换损失(switching loss)。

在f_s≤f_r的情况，i_s(t)在M₁关闭前下降至0(即t_r＜t_s)。在t₁≤t≤t_s的期间，M₁开启但M₂关闭。在t₁≤t≤t_r的期间，因

大于0且大于

故

流经M₁的沟道；i_p(t)＞0流进N_p的黑点端；i_s(t)＞0流出N_s的黑点端；D₁导通但D₂截止。L_m被V_or箝制；未能参加L_r与C_r的谐振。

与i_s(t)皆为正弦波；

的上升斜率为D₁在t＝t_r的时刻被零电流切换至截止状态。在t_r≤t≤t_s的期间，因

大于0且等于

故

流经M₁的沟道；i_p(t)＝0；i_s(t)＝0；D₁与D₂皆截止。L_m未被V_or箝制；能参加L_r与C_r的谐振。

与

的上升斜率小于

D₂在t＝t_s的时刻被零电流切换至导通状态。

在f_s＞f_r的情况，i_s(t)在M₁关闭后下降至0(即t_r＞t_s)。在t₁≤t≤t_s的期间，M₁开启但M₂关闭。因

大于0且大于

故

流经M₁的沟道；i_p(t)＞0流进N_p的黑点端；i_s(t)＞0流出N_s的黑点端；D₁导通但D₂截止。L_m被V_or箝制；未能参加L_r与C_r的谐振。与i_s(t)皆为正弦波；

的上升斜率为

在t_s≤t≤t_r的期间，M₁与M₂皆关闭。因

大于0且大于

故

流经M₂的本体二极管；i_p(t)＞0流进N_p的黑点端；i_s(t)＞0流出N_s的黑点端；D₁导通但D₂截止。L_m被V_or箝制；未能参加L_r与C_r的谐振。

与i_s(t)皆为正弦波；

的上升斜率为i_s(t)在t＝t_r的时刻以零电流切换从D₁换流(commutate)至D₂。

因开关晶体管与整流二极管能被零电压切换或被零电流切换，此现有转换器具有低切换损失。然而，此现有转换器采用二极管为整流器，故导致较高的整流器导通损失(conduction loss)。本发明以同步整流器取代二极管整流器以降低整流器导通损失并揭示便宜有效的栅极驱动器。

理论上，一次侧开关晶体管与二次侧同步整流器可被一次侧集成电路控制器或二次侧集成电路控制器驱动。实际上，一次侧集成电路控制器较二次侧集成电路控制器有三项优点：(1)较易取得(2)较易与一次侧功率因素校正器配合(3)较易实现转换器的保护功能。因此，本发明提出以一次侧集成电路控制器驱动二次侧同步整流器的方法。

发明内容

为解决上述问题，本发明揭示一种具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其利用一次侧集成电路控制器与栅极驱动器以驱动一次侧开关晶体管与二次侧同步整流器。

栅极驱动器由集成电路基础型(IC-based)或变压器基础型(transformer-based)驱动模块(driver module)与差动变压器(differential transformer)组成；或者由直流移位器(DC shifter)、直流复位器(DC restorer)与差动变压器组成。

一次侧开关晶体管的驱动电压为单极性；二次侧同步整流器的驱动电压可为双极性或单极性。

附图说明

图1示出了现有半桥LLC谐振转换器的电路图。

图2a、2b、2c示出了电压与电流的波形图；分别对应于f_s＜f_r、f_s＝f_r与f_s＞f_r的情况。

图3a与图3b示出了第一实施例的电路图与驱动电压波形图。

图4a与图4c示出了第二实施例的电路图与驱动电压波形图。

图4b与图4c示出了第三实施例的电路图与驱动电压波形图。

图5a与图5b示出了第四实施例的电路图与驱动电压波形图。

图6a与图6c示出了第五实施例的电路图与驱动电压波形图。

图6b与图6c示出了第六实施例的电路图与驱动电压波形图。

主要组件符号说明：

M₁、M₂                                    开关晶体管

SR₁、SR₂                                  同步整流晶体管

Q₅、Q₆                                    PNP双极晶体管

D₁、D₂、D₄、D₅₁、D₅₂、D₆₁、               二极管

D₆₂、D₇、D₈

L_r、L_m                                    电感

C_r、C_o、C₃、C₄                            电容

v_in、y_o、y_P、v_B、v_A                       电压

V_GS ^M1(t)、V_GS ^M2(t)、V_GS ^SR1(t)、V_GS ^SR2(t)  栅极驱动电压

T₁、T₂、T₃、T₄、T₅                        变压器

A、B、P、G                                节点

i_Lr(t)、i_Lm(t)、i_p(t)、i_s(t)              电流

t、t₀、t₁、t_s、t_r                         时间

U₁                                        一次侧集成电路控制器

U₂                                        驱动模块

R₅、R₆                                    电阻

具体实施方式

首先以图2a图至图2c的分析说明切换频率与谐振频率间的关系对转换器操作的影响。

在f_s≤f_r的情况，在t_r≤t≤t_s的期间，M₁开启但M₂关闭。因 $\frac{{\mathrm{di}}_{L_m}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}<\frac{V_{\mathrm{or}}}{L_m}\&DoubleRightArrow;v_s\left(t\right)=\frac{L_m}{n}\frac{{\mathrm{di}}_{L_m}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}<V_o,$ 故D₁截止。若D₁以第一同步整流器SR₁取代，则SR₁与M₁同步开启。输出电压V_o与二次侧电压v_s(t)间的电压差除以SR₁的微小导通电阻(conduction resistance)将导致巨大击穿电流(shoot-throughcurrent)而烧毁第一同步整流器SR₁。

在f_s＞f_r的情况，在t_s≤t≤t_r的期间，M₁与M₂皆关闭。因 $\frac{{\mathrm{di}}_{L_m}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}<\frac{V_{\mathrm{or}}}{L_m}\&DoubleRightArrow;v_s\left(t\right)=\frac{L_m}{n}\frac{{\mathrm{di}}_{L_m}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}<V_o,$ 故D₁导通。若D₁以第一同步整流器SR₁取代，则SR₁与M₁同步关闭。i_s(t)将流经SR₁的本体二极管且转换器仍可安全操作。因此，本发明所揭示的具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器仅适用在f_s＞f_r的情况。

一次侧的第一开关与第二开关可由P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(p-channel metal oxide semiconductor field effect transistor，PMOS)、N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(NMOS)、P型结型场效应晶体管(p-type junctionfield effect transistor，p-JFET)以及N型结型场效应晶体管(n-JFET)实作，惟需注意晶体管电极的极性。相同的原理，二次侧的第一同步整流器与第二同步整流器可由PMOS、NMOS、p-JFET或n-JFET实作，惟需注意晶体管电极的极性。为说明方便，一次侧的第一开关与第二开关与二次侧的第一同步整流器与第二同步整流器采用NMOS实作，分别表示为M₁、M₂、SR₁、SR₂。

第一实施例的电路图与驱动电压波形图分别显示在图3a与图3b，其中一次侧集成电路控制器U₁输出两个对地参考(ground-referenced)的驱动电压v_B(t)与v_A(t)；第一开关晶体管M₁与第二开关晶体管M₂以半桥结构(half-bridgeconfiguration)连接于输入电压源V_in与谐振电路(resonant tank)之间，M₁与M₂的连接点记为P，其电压记为V_p；LLC谐振电路包含磁化电感L_m、谐振电感L_r与谐振电容C_r；变压器T₂包含一组一次侧线圈N_p与二组二次侧线圈N_s；第一同步整流器SR₁与第二同步整流器SR₂以共源极结构(common-sourceconfiguration)连接于二次侧线圈N_s与二次侧接地端之间，二组二次侧线圈N_s连接于电压输出端V_o，电压输出端V_o与二次侧接地端跨接滤波电容。

当M₁开启但M₂关闭时，M₁的源极电位为V_in；当M₁关闭但M₂开启时，M₁的源极电位为0。因此，M₁的源极电位V_p为一变动电位(fluctuatingpotential)。

因M₁的开启需要M₁的栅极与源极间的电压差高于栅-源极临界电压(gate-source threshold voltage)，故一集成电路基础型(IC-based)或一变压器基础型(transformer-based)驱动模块U₂必须被用以将v_B(t)与v_A(t)转换成M₁与M₂的单极性栅-源极电压

与

具1∶1∶1一次侧对二次侧圈数比的差动变压器T₃的一次侧线圈将v_B(t)减去v_A(t)以产生SR₁与SR₂的双极性栅-源极电压

与

二次侧同步整流器栅极所受电压如表一：

表一

v_B(t)、v_A(t)、

与的电压波形如第3b图。

第二实施例的电路图与驱动电压波形图分别显示在图4a与图4c，其中二极管D₅₂与电阻R₅的组合、二极管D₆₂与电阻R₆的组合、二极管D₅₁与PNP双极晶体管Q₅的组合及二极管D₆₁与PNP双极晶体管Q₆的组合分别构成SR₁与SR₂的半波整流器(half-wave rectifier)与快速关闭电路(fast turn-off circuit)。

当 $V_{T_3}\left(t\right)=V_{\mathrm{cc}}$ 时，D₅₂、D₅₁、Q₆导通但Q₅、D₆₂、D₆₁截止；SR₁开启但SR₂关闭。当 $V_{T_3}\left(t\right)=0$ 时，D₅₂、D₅₁、D₆₂、D₆₁截止但Q₅、Q₆导通；SR₁与SR₂皆关闭。当 $V_{T_3}\left(t\right)=-V_{\mathrm{cc}}$ 时，D₆₂、D₆₁、Q₅导通但Q₆、D₅₂、D₅₁截止；SR₂开启但SR₁关闭。对应于T₃的双极性驱动电压，SR₁与SR₂的单极性驱动电压列于表二：

表二

第三实施例的电路图与驱动电压波形图分别显示在图4b与图4c，其中差动变压器T₅包含一组一次侧线圈与一组二次侧线圈；二极管D₇与二极管D₈的组合构成SR₁与SR₂的信号分配器(signal distributor)。

当 $V_{T_5}\left(t\right)=V_{\mathrm{cc}}$ 时，D₈导通但D₇截止；SR₁开启但SR₂关闭。当 $V_{T_5}\left(t\right)=0$ 时，D₇与D₈皆截止；SR₁与SR₂皆关闭。当 $V_{T_5}\left(t\right)=-V_{\mathrm{cc}}$ 时，D₇导通但D₈截止；SR₂开启但SR₁关闭。对应于T₅的双极性驱动电压，SR₁与SR₂的单极性驱动电压列于表三：

表三

第四实施例的电路图与驱动电压波形图分别显示在图5a图与图5b，其中一次侧集成电路控制器U₁藉由直流移位器与直流复位器的组合电路可直接驱动第一开关晶体管M₁与第二开关晶体管M₂；电容C₄与脉波变压器(pulsetrans幻rmer)T₄构成一直流移位器(DC shifter)；电容C₃与二极管D₃构成一直流复位器(DC restorer)。

因M₁的源极电位V_p为一变动电位但M₂的源极电位为一接地电位(grounding potential)，故差动变压器T₃不能直接比较M₁的栅-源极电压

与M₂的栅-源极电压

因此，一直流移位器与一直流复位器必须被用以将

转换成对地的参考(ground-referenced)驱动电压v_B(t)。

C₄的跨电压可从伏-秒乘积平衡等式(volt-seconds product equilibriumequation)被推导：

$(V_{\mathrm{cc}}-V_{C_4})D=V_{C_4}(1-D)\&DoubleRightArrow;V_{C_4}={\mathrm{DV}}_{\mathrm{cc}}$

其中，D为M₁的占空比(duty ratio)。因 $D\&ap;0.5\&DoubleRightArrow;V_{C4}={\mathrm{DV}}_{\mathrm{cc}}\&ap;0.5V_{\mathrm{cc}},$ 故

在一个切换周期内可被视为一固定电压源。

具1∶1一次侧对二次侧圈数比的T₄的二次侧线圈的跨电压可被表示为：

$v_w\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{cc}}-V_{C_4},M_1\mathrm{onand}{D}_3\mathrm{off}\\ -V_{C_4},M_1\mathrm{offand}{D}_3\mathrm{on}\end{array}\right.$

当D₃导通时，C₃被充电至

因此，C₃的跨电压 $V_{C_3}=V_{C_4}\&ap;{0.5V}_{\mathrm{cc}}$ 在一个切换周期内也可被视为一固定电压源。

节点B与一次侧接地端间的电压差可被表示为：

$v_B\left(t\right)=V_{C_3}+v_w\left(t\right)=V_{C_4}+\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{cc}}-V_{C_4},M_1\mathrm{onand}{D}_3\mathrm{off}\\ -V_{C_4},M_1\mathrm{offand}{D}_3\mathrm{on}\end{array}\right.=\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{cc}},M_1\mathrm{onand}{D}_3\mathrm{off}\\ 0,M_1\mathrm{offand}{D}_3\mathrm{on}\end{array}\right.$

第四实施例的二次侧电路与第一实施例二次侧电路相同，

与

具有相同的电压波形。

第五实施例与第六实施例的电路图与驱动电压波形图分别显示在图6a至图6c，其一次侧的电路与第四实施例相同，二次侧的电路分别与第二实施例与第三实施例相同，可由前述实施例类推其作动，此处不再重新叙述。

以上所述的实施例仅系为说明本发明的技术思想及特点，其目的在使熟习此项技艺的人士能够了解本发明的内容并据以实施，当不能以之限定本发明的专利范围，即大凡依本发明所揭示的精神所做的均等变化或修饰，仍应涵盖在本发明的专利范围内。

Claims (9)

1.一种具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其特征在于，包含：

一第一开关晶体管与一第二开关晶体管，其中所述第一开关晶体管与所述第二开关晶体管连接于一第一节点，再串接于一外部电源与一一次侧接地端之间；

一LLC谐振电路，其包含串接的一谐振电容、一谐振电感与一磁化电感，其由一电力变压器的一一次侧线圈提供，串接于所述第一节点与所述一次侧接地端之间；

一电力回路，包含串接的所述电力变压器的一第一二次侧线圈、一第一同步整流晶体管、一第二同步整流晶体管与所述电力变压器的一第二二次侧线圈，所述第一同步整流晶体管与所述第二同步整流晶体管连接于一第二节点，所述第二节点连接一二次侧接地端，所述第一二次侧线与所述第二二次侧线圈连接于一电压输出端，所述电压输出端与所述二次侧接地端之间跨接一滤波电容；

一一次侧集成电路控制器；

一栅极驱动器连接所述第一开关晶体管的栅极与所述第二开关晶体管的栅极与所述一次侧集成电路控制器；以及

一差动变压器连接所述一次侧集成电路控制器、所述栅极驱动器、所述第一同步整流晶体管的栅极与所述第二同步整流晶体管的栅极。

2.如权利要求1所述的具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其特征在于，所述栅极驱动器为一集成电路基础型或一变压器基础型的栅极驱动器。

3.如权利要求2所述的具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其特征在于，所述差动变压器包含一一次侧线圈与二二次侧线圈，所述差动变压器的二所述二次侧线圈的一端连接于所述二次侧接地端，所述差动变压器的二所述二次侧线圈的另二端分别连接所述第一同步整流晶体管的栅极与所述第二同步整流晶体管的栅极，所述差动变压器的所述一次侧线圈连接所述栅极驱动器。

4.如权利要求3所述的具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其特征在于，还包含二结合电路，任一所述结合电路为一半波整流器与一快速关闭电路的结合，二所述结合电路分别连接于所述差动变压器与所述第一同步整流晶体管的栅极，以及所述差动变压器与所述第二同步整流晶体管的栅极之间，其中任一所述结合电路的所述半波整流器包含一二极管与一电阻，任一所述结合电路的所述快速关闭电路一二极管与一PNP双极晶体管。

5.如权利要求2所述的具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其特征在于，所述差动变压器包含一一次侧线圈与一二次侧线圈，所述差动变压器的所述二次侧线圈的二端间连接一信号分配器的二信号输出端，所述信号分配器的一输入端连接于所述第二节点，所述信号分配器的二所述信号输出端分别连接所述第一同步整流晶体管的栅极与所述第二同步整流晶体管的栅极，所述差动变压器的所述一次侧线圈连接所述栅极驱动器，所述信号分配器包含二二极管，以共阳极方式连接，其中二所述二极管的阴极为二所述输出端，二所述二极管的共阳极连接所述第二节点。

6.如权利要求1所述的具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其特征在于，所述栅极驱动器包含为一直流移位器与一直流复位器，所述直流移位器包含一电容与一脉波变压器，所述直流复位器包含一电容与一二极管。

7.如权利要求6所述的具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其特征在于，所述差动变压器包含一一次侧线圈与二二次侧线圈，所述差动变压器的二所述二次侧线圈的一端连接于所述二次侧接地端，所述差动变压器的二所述二次侧线圈的另二端分别连接所述第一同步整流晶体管的栅极与所述第二同步整流晶体管的栅极，所述差动变压器的所述一次侧线圈连接所述栅极驱动器。

8.如权利要求7所述的具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其特征在于，还包含二结合电路，任一所述结合电路为一半波整流器与一快速关闭电路的结合，二所述结合电路分别连接于所述差动变压器与所述第一同步整流晶体管的栅极，以及所述差动变压器与所述第二同步整流晶体管的栅极之间，其中任一所述结合电路的所述半波整流器包含一二极管与一电阻，任一所述结合电路的所述快速关闭电路一二极管与一PNP双极晶体管。

9.如权利要求6所述的具自驱式同步整流器的半桥LLC谐振转换器，其特征在于，所述差动变压器包含一一次侧线圈与一二次侧线圈，所述差动变压器的所述二次侧线圈的二端间连接一信号分配器的二信号输出端，所述信号分配器的一输入端连接于所述第二节点，所述信号分配器的二所述信号输出端分别连接所述第一同步整流晶体管的栅极与所述第二同步整流晶体管的栅极，所述差动变压器的所述一次侧线圈连接所述栅极驱动器，所述信号分配器包含二二极管，以共阳极方式连接，其中二所述二极管的阴极为二所述输出端，二所述二极管的共阳极连接所述第二节点。

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