CN101515761A - 一种可调节死区时间的反激电路的同步整流电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种可调节死区时间的反激电路的同步整流电路，包括：主开关管延时驱动电路和副边同步整流驱动电路。所述的主开关管Q1延时驱动电路包括电阻R5、R6、R7、电容C3、PNP三极管VT2和N沟道MOS管Q3，副边同步整流管Q2的门级驱动电路包括电容C2、电阻R2、R3、R4、二极管D1、D2和PNP三极管VT1，驱动变压器Tr1实现原边PWM驱动信号的隔离与传输。本发明使用了简单分立元件电路实现了主开关管Q1和同步整流管Q2开通、关断的死区时间调制，避免共通现象，同时保证了驱动信号的上升下降沿的斜率不受影响，降低了开关损耗。确保该电路简单、转换效率高、通用性强、可靠性高。
Description
技术领域
本发明涉及反激电路的同步整流电路，特别是指一种可调节死区时间的反激电路的同步整流电路。
背景技术
反激变换器电路因其电路结构简单、元器件个数少、成本低等优点，广泛用于小功率隔离电源中。目前，应用在通讯领域中的电源，输出低电压大电流的应用越来越广，如果仍采用传统的二极管整流，那么整流二极管上的损耗会非常大，要保持电源转换的高效率，主要采用副边同步整流技术。同步整流技术中关键的是驱动方式，目前一般有两种方式为自驱或它驱方式。
自驱驱动方式虽然结构简单，但是存在主开关管和同步整流管共通问题；驱动方式多采用增加驱动芯片的方式，但是由于驱动芯片昂贵且电路比较复杂，不利于小型化和降低成本。使用分离原件的同步整流驱动电路调制死区时间时，通常使用串联电阻增大开关管门级的充电时间来达到死区延时，这样做的缺点是使门级电压上升变缓延长了开关管的开通过程，增大了开关损耗；而使用触发器等数字电路来调制死区时间结构复杂，价格昂贵。
发明内容
有鉴于此，本发明在于提供一种可调节死区时间的反激电路的同步整流电路，以解决上述调节死区时间的驱动电路，开关损耗大，结构复杂的问题。
为解决上述问题，本发明提供一种可调节死区时间的反激电路的同步整流电路，反激电路包括：主开关管Q1连接主变压器的原边；主变压器的副边连接同步整流管Q2和输出电容Cout；所述的驱动电路包括：
接收PWM驱动信号的电阻R5连接到N沟道MOS管Q3的门级，电阻R6、电容C3并联接在MOS管Q3门级与参考地-Vin之间，MOS管Q3的漏级接PWM驱动信号，电阻R7接在MOS管Q3的源级和主开关管Q1的门级之间，构成主开关管Q1的门级延时充电电路；主开关管Q1的门极连接放电电路；
接收PWM驱动信号的电阻R1串联电容C1连接驱动变压器Tr1原边同名端，驱动变压器Tr1的副边异名端接电阻R2、电容C2隔离传输，电阻R2与电容C2并联，二极管D2的阴极通过电阻R4与同步整流管Q2的门极相接，二极管D2的阳极与电容C2相接，构成同步整流管Q2的门极充电电路；PNP三极管VT1基极接D2的阳极，发射级连接同步整流管Q2的门级、集电极连接同步整流管Q2的源级作为同步整流管Q2的门极的放电电路；
电阻R3与二极管D1并联，二极管D1的阳极接在驱动变压器Tr1副边同名端，阴极与二极管D2的阳极相连接。
优选的，主开关管Q1连接的放电电路为PNP三极管VT2，所述连接为：
PNP三极管VT2的基极接收PWM驱动信号，射级接三极管Q3的源级，集电极接参考地；
或，主开关管Q1连接的放电电路为二极管，所述连接为：
二极管的阳极接三极管Q3的源级，二极管的阴极接PWM驱动信号。
优选的，所述N沟道MOS管Q3的漏极连接驱动电压源。
本发明在避免增大开关损耗的前提下保证主开关管Q1和同步整流管Q2的开通和关断具有可调的死区延时，避免了共通现象。电路结构简单，降低了成本提高了可靠性。该电路转换效率高，且工作稳定可靠。
附图说明
图1是实施例一的结构图；
图2是实施例二的结构图；
图3是电路波形图。
具体实施方式
为清楚说明本发明中的方案，下面给出优选的实施例并结合附图详细说明。
参见图1，该实施例中，PWM驱动信号经电阻R5接到N沟道MOSFET(逻辑电平)Q3的门级，电阻R6、电容C3并联接在Q3门级与参考地-Vin之间，Q3的漏级接PWM驱动信号，电阻R7接在Q3的源级和主开关管Q1的门级之间，构成主开关管Q1的门级延时充电电路，Q1连接主变压器T1的原边，主变压器T1的副边连接同步整流管Q2和输出电容Cout；
PNP三极管VT2基极接PWM驱动信号，射级接Q3的源级，集电极接参考地-Vin，构成主开关管Q1的门级放电电路；
PNP三极管VT2可用二极管代替，如图2所示，二极管的阳极接Q3的源级，阴极接PWM驱动信号，同样构成主开关管Q1的门级放电电路；同时，将N沟道MOS管Q3的源级连接驱动的电压源，以增加驱动功率。
电阻R1串联电容C1接在PWM驱动信号和驱动变压器Tr1原边同名端之间，Tr1副边异名端接电阻R2、电容C2隔离传输，R2与C2并联，二极管D2的阴极通过电阻R4与同步整流管Q2的门极相接，D2的阳极与C2相接，构成同步整流管Q2的门极充电电路；
PNP三极管VT1基极接D2的阳极，发射级和集电极分别与同步整流管Q2的门极和源级相接作为同步整流管Q2的门极的放电电路；
电阻R3与二极管D1并联，D1的阳极接在Tr1副边同名端，阴极与D2的阳极相接之间。
本发明所述的新型反激同步整流驱动电路的工作原理如下：
参照图3，在正半周期时，PWM翻转为高电平，由于电阻R5、R6的分压和电容C3的积分作用N沟道MOSFET(逻辑电平)Q3的门级电压延时到达开启电平，Q3开通后立即将PWM驱动信号接至主开关管Q1门级，Q3的导通电阻很小PWM驱动信号为Q1门级充电的电压上升斜率不会受到影响，保证了Q1的开关损耗不会增大；利用Q3为MOSFET需要在门级电压达到开启电平后才开通的这段死区延时来使Q1在同步整流管Q2关断后才开通，避免共通现象，死区时间的长短可以调节电阻R5、R6和电容C3来控制；通常在Q1门级串连阻值很小的电阻R7防止振荡。驱动变压器Tr1副边电压也发生翻转，其同名端为高电平。PNP三极管VT1的基极与发射极原来的正电压迅速变为负电压，VT1导通给同步整流管Q2门极放电，保证了Q2迅速关断。避免共通。电阻R3与二极管D1并联，为Tr1副边提供正半周期的交流回路，保证C2的电荷释放。
在负半周期时，PWM翻转为低电平，PNP三极管VT2开通为Q1门级放电，主开关管Q1迅速关断。驱动变压器Tr1副边电压也发生翻转，其异名端为高电平。PNP三极管VT1的基极电压升高，VT1关断，D1反向截止，通过电阻R2、电容C2、二极管D2和电阻R4构成同步整流管Q2的门极充电回路，Q2门极电压升高，Q2导通。通常由于VT2放电速度很快，Q2的驱动信号需要通过一系列电路传输开通有所延时，Q1关断后Q2还不能开启，这段死区时间避免了共通现象，同时调节电阻R2、R4减小充电电流增加Q2开通的延时。电阻R2与电容C2并联能写放掉因多周期充放电不平衡而积累的电荷，保证驱动电压稳定。
用二极管代替PNP三极管VT2，原理类似，在此不再赘述。
本发明在避免增大开关损耗的前提下保证主开关管Q1和同步整流管Q2的开通和关断具有可调的死区延时，避免了共通现象。电路结构简单，降低了成本提高了可靠性。该电路转换效率高，且工作稳定可靠。
对于本发明各个实施例中所阐述的同步整流电路，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (3)
1、一种可调节死区时间的反激电路的同步整流电路，反激电路包括：主开关管Q1连接主变压器的原边；主变压器的副边连接同步整流管Q2和输出电容Cout；其特征在于，所述的驱动电路包括：
接收PWM驱动信号的电阻R5连接到N沟道MOS管Q3的门级，电阻R6、电容C3并联接在MOS管Q3门级与参考地-Vin之间，MOS管Q3的漏级接PWM驱动信号，电阻R7接在MOS管Q3的源级和主开关管Q1的门级之间，构成主开关管Q1的门级延时充电电路；主开关管Q1的门极连接放电电路；
接收PWM驱动信号的电阻R1串联电容C1连接驱动变压器Tr1原边同名端，驱动变压器Tr1的副边异名端接电阻R2、电容C2隔离传输，电阻R2与电容C2并联，二极管D2的阴极通过电阻R4与同步整流管Q2的门极相接，二极管D2的阳极与电容C2相接，构成同步整流管Q2的门极充电电路；PNP三极管VT1基极接D2的阳极，发射级连接同步整流管Q2的门级、集电极连接同步整流管Q2的源级作为同步整流管Q2的门极的放电电路；
电阻R3与二极管D1并联，二极管D1的阳极接在驱动变压器Tr1副边同名端，阴极与二极管D2的阳极相连接。
2、根据权利要求1所述的可调节死区时间的反激电路的同步整流电路，其特征在于，主开关管Q1连接的放电电路为PNP三极管VT2，所述连接为：
PNP三极管VT2的基极接收PWM驱动信号，射级接三极管Q3的源级，集电极接参考地；
或，主开关管Q1连接的放电电路为二极管，所述连接为：
二极管的阳极接三极管Q3的源级，二极管的阴极接PWM驱动信号。
3、根据权利要求1所述的可调节死区时间的反激电路的同步整流电路，其特征在于，所述N沟道MOS管Q3的漏极连接驱动电压源。
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