CN101499718A - 高效能切换式稳压器的控制电路与方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种用以操作切换式稳压器(switching regulator)的高效能控制电路。无论输入电压是高于、低于、还是接近于输出电压，本切换式稳压器都可稳定地产生输出电压。本切换式稳压器有第一、第二、第三与第四开关。控制电路可在降压模式(buck mode)、升压模式(boost mode)或降压/升压模式(buck－boost mode)中操作切换式稳压器。在降压/升压模式中，控制逻辑电路以高效率顺序来驱动该四个开关，以降低开关转换时的能源消耗；另一方面，由能源转换阶段所导致的阻抗性损耗也可降至最低。此外，本发明可控制工作周期限制(duty cycle limitation)以符合电压转换器的线性度。
Description
技术领域
本发明涉及一种控制升压/降压切换式稳压器的控制电路与方法，以在升压/降压模式中保持高效能。
背景技术
切换式稳压器会从不稳定的输入电压(例如，电池电压)Vin供应稳定的输出电压Vout至负载。一般来说，稳压器针对系统的需求会有三种操作模式，例如：降压模式、升压模式、与降压/升压模式。图1是这三种控制模式的定义，在降压模式中，Vin高于Vout。在升压模式中，Vin低于Vout。在降压/升压模式中，Vin接近Vout。
图2显示已知级联式(cascaded)降压/升压切换式稳压器。顾名思义，稳定的输出电压是靠级联式降压转换器与升压转换器所产生。稳压器包括：电感L11与L12，电容C11与C12，以及开关SWA、SWB、SWC与SWD。此稳压器需要两个PWM控制回路，以通过控制讯号CTL_A～CTL_D去控制这四个开关。如此一来，需要用到更多的外部元件，相对的，电路复杂度与成本也随之提高。此外，电容C11的体积大小必须足以储存大量电荷。
图3为另一种传统的四开关降压/升压稳压器。此稳压器包含电感L3、电容C3、以及开关SWA、SWB、SWC与SWD。它有两个操作阶段。在切换周期的导通期间，开关SWA与SWC是导通的，而电感电流受到正跨压(crossover voltage)的影响而线性提升。在导通期间结束后，开关SWB与SWD导通，而电感电流随即降低并将此能量传到负载中。也就是说，传统的四开关降压/升压稳压器的切换顺序为“AC→BD→AC→BD”，以达到能量平衡。
图3的已知稳压器所使用的控制方法的最大的缺点就是，会有较高的切换与传导损失(switching and conduction losses)。因为在每个周期中，这四个开关都会导通与关闭，切换损失是降压或升压转换器的两倍。考虑到传导损失，其电压增益可表示为Vout/Vin＝D/(1-D)，而电感电流IL可表示为Iout/(1-D)，其中D代表工作周期，而Iout代表输出电流。当Vin接近Vout，也就是说工作周期大约等于50％时，平均电感电流IL将是平均输出电流的两倍。因此，四开关式稳压器的传导损失将会是降压或低周期升压转换器的四倍。
美国专利No.6,166,527披露切换式稳压器的另一种控制电路与方法。图4为已知的切换式稳压器14与控制电路20。稳压器14包括开关SWA、SWB、SWC与SWD、输入电容16、电感17与输出电容18。代号“19”为一个负载。开关SWA、SWB、SWC与SWD各别由驱动讯号VA、VB、VC与VD控制。控制电路20包含电阻21A与21B，误差放大器(error amplifier)22，脉冲宽度调制器(pulse width modulator)25，与逻辑电路(logic circuitry)29。脉冲宽度调制器25包括讯号产生器24、以及比较器27与28。VREF代表参考电压，其连接到误差放大器的正极。讯号VU、VX、VV与VY都是讯号产生器24所产生的输出讯号。讯号VZ1与VZ2则各是比较器27与28所产生的输出讯号。
图5是图4的电路的讯号波形，而图6则是图4的电路在降压/升压模式下的讯号波形图，以显示其切换顺序。该电路在降压/升压模式下，开关流程是AD→BD→AD→AC→AD→BD→AD→AC→...，其中“AD”代表开关SWA与SWD是导通的，以此类推。在降压模式下，开关流程是AD→BD→AD→BD→AD→BD→...。在升压模式下，开关流程是AD→AC→AD→AC→AD→AC→...。
图7a与图7b分别显示图3与图4中电路的电感电流与输出电流。在能量储存阶段中，开关SWA与SWC是导通的，因此能量储存在电感中；而在能量转换阶段中，开关SWB与SWD是导通的，因此能量转换到负载中。此外，在能量储存的过程中，输出电压Vout是没有跟电感相连接的，因此可以很清楚地得知，能量转换所历经的时间越久，开关的传导损失量就会越高。
如同图7a与图7b中所示，由于图7b中能量转换的期间比图7a中的短，因此图7b中的平均电感电流较低，如此一来，传导损失就会增加。
希望能有一种高效能降压/升压切换式稳压器的控制电路与方法，其输出电压可高于、低于或接近于输入电压。也希望能有一种降压/升压切换式稳压器控制电路，其借着调制开关的工作周期以达到省电目的。更希望能有一种降压/升压切换式稳压器，在相同输出电流下，其平均电感电流较低。
发明内容
本发明提供一种可在线路与负载传送中保持固定输出电压的高效能切换式稳压器。本发明还提供一种减少切换需求并降低平均电感电流的控制方法。因此它可以将转换器的总能源损失降至最低。
本发明提供一种在降压/升压模式中控制切换式稳压器的方法，以产生稳定输出电压，该切换式稳压器包括：电感，耦接于输入电压与该电感的第一端间的第一开关，耦接于该电感的该第一端与一接地端间的第二开关，耦接于该电感的第二端与该接地端间的第三开关，以及耦接于该电感的该第二端与该稳定输出电压间的第四开关；该方法包括：导通该第一与该第三开关，并关闭该第二与该第四开关；关闭该第三开关并导通该第四开关；关闭该第一开关并导通该第二开关；以及重复以上步骤以调整该稳定输出电压。
本发明还提供一种控制电路，用以控制切换式稳压器以供应稳定输出电压，该切换式稳压器包含电感，耦接于输入电压与该电感的第一端间的第一开关，耦接于接地端与该电感的该第一端间的第二开关，耦接于该电感的第二端与该接地端间的第三开关，以及耦接于该电感的该第二端与该稳定输出电压间的第四开关，该控制电路包括：误差放大器，用来比较反馈讯号与参考电压，以产生输出电压，该反馈讯号与该稳定输出电压成正比；波形产生器，用来供应第一与一第二周期性波形讯号；第一比较器，用来比较该误差放大器的该输出电压与该第一周期性的波形讯号，以产生第一控制讯号；第二比较器，用来比较该误差放大器的该输出电压与该第二周期性的波形讯号，以产生第二控制讯号；时钟产生器，用来产生第一时钟讯号；分频器，用来将该第一时钟讯号分频，以供应第二时钟讯号；以及控制逻辑电路，响应于该第一控制讯号、该第二控制讯号、该第一时钟讯号以及该第二时钟讯号，供应第一、第二、第三与第四驱动讯号，分别控制该第一、该第二、该第三与该第四开关的工作周期。
为使本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并结合附图详细说明如下。
附图说明
附加的各附图可让人更进一步了解本发明，而且也属于本发明的一部分。各图将会具体描绘本发明，也会伴随文字来说明本发明的运作原理。
图1示出了已知的降压模式、升压模式与降压/升压模式的定义示意图。
图2示出了一种已知的级联式降压/升压切换式稳压器。
图3示出了另一种传统的四开关降压/升压切换式稳压器。
图4示出了美国专利No.6,166,527中的切换式稳压器14与控制电路20。
图5示出了图4中电路的讯号波形示意图。
图6示出了图4中电路的切换周期讯号波形示意图。
图7a与图7b分别示出了图3与图4电路中的电感电流与输出电流的示意图。
图8示出了根据本发明实施例的控制电路示意图。
图9示出了本发明实施例的模式1至4的定义示意图。
图10示出了模式2与模式3中的电流方向示意图。
图11分别示出了模式2与模式3中的电感电流IL流经电感L8的示意图。
图12示出了本发明实施例如何决定操作模式的流程图。
图13示出了本发明实施例的操作于模式1至4下的波形。
附图符号说明
Vin：输入电压
Vout：输出电压
C11、C12：电容
CTL_A、CTL_B、CTL_C、CTL_D：驱动讯号
L11、L12：电感
SWA、SWB、SWC、SWD：开关
Vin：输入电压
boost：升压
buck：降压
C3：电容
CTL_A、CTL_B、CTL_C、CTL_D：驱动讯号
IL：电感电流
L3：电感
SWA、SWB、SWC、SWD：开关
Vin：输入电压
Vout：输出电压
14：切换式稳压器
16、18：电容
17：电感
19：负载
20：电路
21A、21B：电阻
22：误差放大器
24：讯号产生器
25：脉冲宽度调制器
27、28：比较器
29：逻辑电路
IL：电感电流
SWA、SWB、SWC、SWD：开关
VA、VB、VC、VD：驱动讯号
Vin：输入电压
Vout：输出电压
VREF：参考电压
VU、VX、VV、VY、VZ1、VZ2：输出讯号
VA、VB、VC、VD：驱动讯号
VX、VY：输出讯号
VZ1、VZ2：输出讯号
VA、VB、VC、VD：驱动讯号
IL：电感电流
Vin：输入电压
Vout：输出电压
IL：电感电流
IL：电感电流
Iout：输出电流
800：控制电路
81：负载
810：误差放大器
820：参考讯号产生器
830：时钟产生器
84：稳压器
840：分频器
850、860：比较器
870：控制逻辑电路
C8：输出电容
CLK、CLK/2：时钟
CTL_A、CTL_B、CTL_C、CTL_D：驱动讯号
IL：电感电流
L8：电感
N1：电压反馈讯号
R42、R43：电阻
SAW12、SAW34：周期性波形
SW1、SW2：控制讯号
SWA、SWB、SWC、SWD：开关
VEA：控制电压
VIN：输入电压
VOUT：输出电压
VREF：参考电压
VIN：输入电压
VOUT：输出电压
81：负载
AC、AD、BD：电流
C8：电容
CTL_A、CTL_B、CTL_C、CTL_D：驱动讯号
DSWA、DSWB、DSWC、DSWD：工作周期
L8：电感
SWA、SWB、SWC、SWD：开关
VIN：输入电压
VOUT：输出电压
IL：电感电流
VIN：输入电压
VOUT：输出电压
VIN：输入电压
VOUT：输出电压
CLK、CLK/2：时钟
CTL_A、CTL_C：驱动讯号
SAW12、SAW34：周期性波形
具体实施方式
本发明实施例提供高效能的控制电路与方法，以控制切换式稳压器。此切换式稳压器可令输出电压高于、低于、或使之接近于输入电压。此切换式稳压器可以是同步(synchronous)或异步(non-synchronous)。此控制电路可以在降压模式(模式1)、升压模式(模式4)或降压/升压模式(模式2或3)中控制此切换式稳压器。在模式1中，切换式稳压器所调节出的输出电压低于输入电压。在模式4中，切换式稳压器调节出的输出电压高于输入电压。在模式2或3中，切换式稳压器调节出的输出电压低于可能高于、低于或接近于输入电压。
图8为本发明实施例的控制电路示意图。同步式切换式稳压器84接收输入电压Vin并提供稳定的输出电压Vout至负载81。输入电压Vin有可能会高于、低于或接近于输出电压Vout。控制电路800可在模式1、模式2、模式3或模式4中控制此切换式稳压器84，而图9定义了模式1至4。当Vout低于或等于Vin的第一比率(例如10％)，则切换式稳压器84就会在模式1中操作。当Vout高于Vin的第一比率却又低于Vin，则切换式稳压器84就会在模式2中操作。当Vout高于Vin却又低于Vin的第二比率(例如110％)，则切换式稳压器84就会在模式3中操作。当Vout高于Vin的第二比率，则切换式稳压器84就会在模式4中操作。第一与第二比率是依据总电路线性反应(total circuit response)而来的，例如第一比率可以定为0.9，而第二比率可定为1.1，但实际上并无限制。
同步式切换式稳压器84有四个开关SWA、SWB、SWC与SWD，耦接于Vin与Vout之间。反馈机制(feedback mechanism)可以调整每个开关工作周期的方式，以使输出电压Vout稳定于所需值。控制电路800接收输出电压Vout，并提供四个操作讯号CTL_A、CTL_B、CTL_C与CTL_D以控制同步式切换式稳压器84中的四个开关(SWA、SWB、SWC与SWD)的导通与关闭。
稳压器84包括开关SWA、SWB、SWC与SWD、电感L8与输出电容C8。代码“81”为一个负载。开关SWA、SWB、SWC与SWD都分别由讯号CTL_A、CTL_B、CTL_C与CTL_D加以控制。控制电路800包括电阻R42与R43、误差放大器810、参考讯号产生器(reference signal generator)820、时钟产生器(clock generator)830、分频器(frequency divider)840、比较器(comparator)850与860、以及逻辑电路870。
在图8电路的降压模式(模式1)中，功率切换顺序为AD→BD→AD→BD→AD→BD→...，其中“AD”代表开关SWA与SWD都导通，以此类推。在降压模式中，稳压器84提供比输入电压Vin还低的输出电压Vout，并控制电路800，在稳压器的切换频率下，将开关SWA与SWB导通与关闭，并保持开关SWD的恒开与SWC的恒关。
在图8电路的升压模式(模式4)中，切换顺序为AD→AC→AD→AC→AD→AC→...，稳压器84提供比输入电压Vin还高的输出电压Vout，并控制电路800，在稳压器切换频率下，将开关SWC与SWD导通与关闭，并保持开关SWA的恒开与SWB的恒关。
在降压/升压模式(模式2或模式3)中，稳压器84提供接近(有可能是较高或较低)于输入电压Vin的输出电压Vout。模式2或模式3的切换顺序为AC→AD→AD→BD→AC→AD→AD→BD...。其中“AC→AD”代表升压转换器的开关周期，这有助于升高输出电压。另一方面，“AD→BD”是降压转换器的切换顺序，这有助于降低输出电压。因此，可通过升压或降压的操作步骤，将输出电压调整为高于或低于输入电压。
再次参考图8，电阻R42与R43在Vout与GROUND之间形成一个电阻分配器(resistor divider)，而其中间点连接至误差放大器810的反向输入端(inverting input terminal)。误差放大器810的正向输入端(non-inverting inputterminal)耦接至参考电压VREF；误差放大器810的输出端连接到比较器850与860。比较器850的反向输入耦接至参考讯号产生器820；比较器850的正向输入耦接至误差放大器810；比较器850的输出端耦接至控制逻辑电路870。比较器860的反向输入耦接至参考讯号产生器820，比较器860的正向输入耦接至误差放大器810，比较器860的输出端耦接至控制逻辑电路870。控制逻辑电路870提供四个逻辑讯号(CTL_A、CTL_B、CTL_C与CTL_D)给开关SWA、SWB、SWC与SWD。时钟产生器830产生时钟CLK给参考讯号产生器820、控制逻辑电路870与分频器840。分频器840将时钟CLK分频成为另一个时钟CLK/2，也就是说时钟CLK/2的频率是时钟CLK的一半，这有助于降低转换器的切换损耗。
电阻R42与R43形成一个电压分配器，其所产生的电压反馈讯号N1正比于输出电压Vout。误差放大器810放大了VREF与N1间的差距，并产生一个控制电压VEA，此控制电压定义了四个开关SWA～SWD的工作周期。VEA与Vout成反比变化，其在负载或线路转态中的短暂期间内会改变。
参考讯号产生器820会产生相同频率的两个周期性信号(periodicwaveforms)SAW12与SAW34。参考讯号产生器820产生的波形讯号SAW12耦接至比较器850。参考讯号产生器820也产生波形讯号SAW34，并耦接至比较器860。周期性波形如同图13所示，有可能是三角形，也有可能是不对称的锯齿状(sawtooth)。参考讯号产生器820可为斜波产生器(ramp generator)，而波形讯号SAW12与SAW34则是锯齿状讯号。
再次参考图8，比较器850将讯号SAW12与控制电压VEA加以比较，以产生控制讯号SW1来决定开关SWA与SWB的导通时间。比较器860将讯号SAW34与VEA相比，以产生控制讯号SW2来决定开关SWC与SWD的导通时间。
在图13中，讯号SAW12与SAW34都是锯齿状的波形，而且拥有相同的周期Ts。此外，SAW12与SAW34的波形是同相位。
逻辑电路870产生驱动讯号CTL_A、CTL_B、CTL_C与CTL_D。图13为讯号SAW12、SAW34与控制讯号CTL_A与CTL_C的范例。在此实施例中，例如讯号CTL_B可能是CTL_A的反向讯号，讯号CTL_D可能是CTL_D的反向讯号。请参照图13，当讯号是HIGH时，开关会被导通；而当讯号是LOW时，开关会被关闭。在此实施例中，CTL_A＝SW1，CTL_B＝SW1，CTL_C＝SW2 CTL_D＝SW2。除此之外，讯号CTL_A、SW1、CTL_B、CTL_C、SW2与CTL_D间的其它关系都是有可能的。举例来说，若比较器850的正向输入耦接至SAW12，而反向输入耦接至VEA，则CTL_B＝SW1，CTL_A＝SW1。此外，若比较器860的正向输入耦接至SAW34，而比较器860的反向输入耦接至VEA，则CTL_D＝SW2，CTL_C＝SW2。
再次参考图8，控制逻辑电路870包含驱动电路(未示出)，以驱动开关SWA、SWB、SWC与SWD的导通或关闭。举例来说，当SW1为HIGH，则控制逻辑电路870就会促使逻辑讯号CTL_A为HIGH而逻辑讯号CTL_B为LOW，如此将导通开关SWA而关闭开关SWB。当SW1为LOW，控制逻辑电路870会促使逻辑讯号CTL_A为LOW而逻辑讯号CTL_B为HIGH，如此将关闭开关SWA而导通开关SWB。当SW2为HIGH，控制逻辑电路870会促使逻辑讯号CTL_C为HIGH而逻辑讯号CTL_D为LOW，如此将导通开关SWC而关闭开关SWD。当SW2为LOW，控制逻辑电路870会促使逻辑讯号CTL_C为LOW而逻辑讯号CTL_D为HIGH，如此将关闭开关SWC而导通开关SWD。此外，控制逻辑电路870会防止开关SWA与SWB在同一时间导通，并防止开关SWC与SWD同时导通。在降压/升压模式中，逻辑讯号CTL_A～CTL_D控制开关SWA～SWD在AC→AD→AD→BD→AC→AD→AD→BD...的顺序中切换，而CTL_A～CTL_D的工作周期限制是决定于切换式稳压器的线性度考虑。
图10为模式2与模式3的电流方向。AC线段表示开关SWA与SWC导通后所引发的电流。AD线段表示开关SWA与SWD导通后所引发的电流。BD线段表示开关SWB与SWD导通后所引发的电流。DSWA、DSWB、DSWC与DSWD则分别表示开关SWA、SWB、SWC与SWD的工作周期。在模式2中，DSWC固定在10％，而DSWD则固定在90％。在模式3中，DSWA固定在90％，而DSWB则固定在10％。请注意固定的工作限制有可能因为不同的状况而改变。
图11显示电感电流IL分别在模式2与模式3中流经电感L8的状况。当Vin大于Vout时，稳压器84会在模式2(也就是降压/升压模式)中工作；而当Vin小于Vout时，稳压器84会在模式3(也就是降压/升压模式)中工作。请注意比较输入电压与全输出电压并非是模式转换的唯一标准。此外，图11中的斜线区域代表能量转换，而空白区域代表能量储存。
在图11中，tboost，AC是当输出电压Vout经由稳压器84升压时，开关SWA与SWC在一个切换周期内同时导通的总时间。以此类推，tboost，AD则是当输出电压Vout经由稳压器84升压时，开关SWA与SWD在一个切换周期内同时导通的总时间。tbuck，AD是当输出电压Vout经由稳压器84降压时，开关SWA与SWD在一个切换周期内同时导通的总时间。tbuck，BD是当输出电压Vout经由稳压器84降压时，开关SWB与SWD在一个切换周期内同时导通的总时间。“Ts”就是切换周期的时间。
在模式2与模式3中，能量储存阶段的期间是由tboost，AD定义的。如同图11所示，能量储存阶段很短，意味着模式2与模式3中的传导损失很低。
图12为定义操作模式的流程图。在步骤S1201中，在预设的情况下，Vin大于(Vout/0.9)。步骤S1202中，稳压器在模式1中操作。接着，在步骤S1203中，要视Vin是否低于(Vout/0.9)而定，如果是，流程将跳至步骤S1205，否则就会跳回步骤S1202。在步骤S1204中，要视Vin是否低于(Vout/0.9)而定，如果是，流程将跳至步骤S1205，否则就会跳回步骤S1202。在步骤S1205中，稳压器在模式2中操作。在步骤S1206中，要视Vin是否低于Vout而定，如果是，流程将跳至步骤S1207，否则就会跳回步骤S1204。在步骤S1207中，稳压器在模式3中操作。随后在步骤S1209中，要视Vin是否低于(0.9*Vout)而定，如果是，流程将跳至步骤S1210，否则就会跳回步骤S1208。在步骤S1208中，要视Vin是否高于Vout而定，如果是，流程将跳至步骤S1205，否则就会跳回步骤S1207。在步骤S1210中，稳压器在模式4中操作。根据这个流程图，可得到所需的稳定输出电压。
图13显示模式1～4的波形。在模式2中，根据负载与输入电压，tbuck，BD是可调制的而tboost，AC是固定的。在模式3中，当tbuck，BD固定时，tboost，AC是可调制的。
承上所述，开关SWA～SWD的导通时间都不会超过换周期Ts的90％以上，因此，其稳压增益的线性度是很好的。
在美国专利6,166,527(图5)中，在降压/升压模式下，所有四个开关在单一切换周期T中各会导通与关闭一次。然而，在本发明实施例中，在降压/升压模式下，只有两个开关在单一切换周期T中会各导通与关闭一次，如此一来便提升了稳压器的效能(例如，在模式2与模式3的升压周期中，开关SWC与SWD会在一个切换周期内导通与关闭一次，而在其降压周期中，开关SWA与SWB会在一个切换周期内导通与关闭一次)。由于切换次数少，切换损耗也随之降到最低。
虽然本发明已以较佳实施例披露如上，然其并非用以限定本发明，本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，当可作若干的更改与修饰，因此本发明的保护范围应以本申请的权利要求为准。
Claims (17)
1.一种在降压/升压模式中控制切换式稳压器的方法，以产生稳定输出电压，该切换式稳压器包括：电感，耦接于输入电压与该电感的第一端间的第一开关，耦接于该电感的该第一端与接地端间的第二开关，耦接于该电感的第二端与该接地端间的第三开关，以及耦接于该电感的该第二端与该稳定输出电压间的第四开关；该方法包括：
导通该第一与该第三开关，并关闭该第二与该第四开关；
关闭该第三开关并导通该第四开关；
关闭该第一开关并导通该第二开关；以及
重复以上步骤以调整该稳定输出电压。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：
控制该第一、该第二、该第三与该第四开关的各别工作周期，使之不超过该切换式稳压器的切换周期的既定比率。
3.如权利要求2所述的方法，还包括：
设定该第三与该第四开关的各别工作周期，其中若该第三开关的该工作周期是D，则该第四开关的该工作周期为1-D。
4.如权利要求2所述的方法，还包括：
设定该第一与该第二开关的各别工作周期，其中若该第二开关的该工作周期是D，则该第一开关的该工作周期为1-D。
5.如权利要求3所述的方法，还包括：
依据该稳定输出电压的线性度来定义该工作周期D。
6.如权利要求4所述的方法，还包括：
依据该稳定输出电压的线性度来定义该工作周期D。
7.一种控制电路，用以控制切换式稳压器以供应稳定输出电压，该切换式稳压器包含电感，耦接于输入电压与该电感的第一端间的第一开关，耦接于接地端与该电感的该第一端间的第二开关，耦接于该电感的第二端与该接地端间的第三开关，以及耦接于该电感的该第二端与该稳定输出电压间的第四开关，该控制电路包括：
误差放大器，用来比较反馈讯号与参考电压，以产生输出电压，该反馈讯号与该稳定输出电压成正比；
波形产生器，用来供应第一与第二周期性波形讯号；
第一比较器，用来比较该误差放大器的该输出电压与该第一周期性的波形讯号，以产生第一控制讯号；
第二比较器，用来比较该误差放大器的该输出电压与该第二周期性的波形讯号，以产生第二控制讯号；
时钟产生器，用来产生第一时钟讯号；
分频器，用来将该第时钟讯号分频，以供应第二时钟讯号；以及
控制逻辑电路，响应于该第一控制讯号、该第二控制讯号、该第一时钟讯号以及该第二时钟讯号，供应第一、第二、第三与第四驱动讯号，分别控制该第一、该第二、该第三与该第四开关的工作周期。
8.如权利要求7所述的控制电路，其中波形产生器是斜波产生器，而该第一与该第二周期性波形讯号都是锯齿状讯号。
9.如权利要求7所述的控制电路，其中该第一与该第二周期性波形讯号是同相位或反相位。
10.如权利要求7所述的控制电路，其中该分频器将该第一时钟讯号的频率除以2。
11.如权利要求7所述的控制电路，其中该切换式稳压器在降压/升压模式中，该控制逻辑电路供应该第一、该第二、该第三与该第四个驱动讯号，以按照以下顺序分别控制该第一、该第二、该第三与该第四个开关的该工作周期：
导通该第一与该第三开关，并关闭该第二与该第四开关；
关闭该第三开关，并导通该第四开关；
关闭该第一开关，并导通该第二开关；以及
重复以上步骤以调整该稳定输出电压。
12.如权利要求7所述的控制电路，其中该控制逻辑电路控制该第一、该第二、该第三与该第四开关的该工作周期，使之不会超过该切换式稳压器的切换周期的既定比率。
13.如权利要求12所述的该控制电路，其中该控制逻辑电路设定该第三与该第四开关的导通与关闭的该工作周期，若该第三开关的该工作周期是D，则该第四开关的该工作周期是1-D。
14.如权利要求12所述的该控制电路，其中该逻辑控制器设定该第一与该第二开关的导通与关闭的该工作周期，若该第二开关的该工作周期是D，则该第一开关的该工作周期是1-D。
15.如权利要求13所述的该控制电路，其中该控制逻辑电路根据该稳定输出电压的线性度来定义该工作周期D。
16.如权利要求14所述的该控制电路，其中该控制逻辑电路根据该稳定输出电压的线性度来定义该工作周期D。
17.如权利要求7所述的该控制电路，还包括：
耦接于该稳定输出电压与该误差放大器的第一输入节点间的第一电阻；以及
耦接于该误差放大器的该第一输入节点与该接地端间的第二电阻。
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