本申请是2004年1月30日提交的美国专利申请No.10/769,023的部分继续申请,美国专利申请No.10/769,023是2002年4月12日提交的美国专利申请No.10/121,445的继续申请。本申请还要求2006年3月17日提交的关于“用于检测和分类发弧的基于电流的方法和设备”的美国临时专利申请No.60/783,346的优先权权益。
发明内容
根据本发明的一个观点,本发明旨在用以检测等离子体产生期间的发弧的设备与方法,其提出上述挑战和提供控制膜沉积处理的反馈方法。以一些实施和应用示例本发明,将其中一些摘要如下。
根据本发明的一示例实施例,等离子体产生设备包括被通讯式耦合到电源电路的发弧检测配置。电源电路具有被围在室中的阴极,且被设计成产生功率相关参数。发弧检测配置被设计成藉由比较功率相关参数与至少一阈值来估计室中的发弧严重性。
根据本发明的其他观点,发弧检测配置被设计成估算发弧强度、发弧持续期间及/或发弧能量。
根据本发明的另一示例实施例,使用可编程逻辑控制器(PLC)来实施发 弧检测配置。
根据本发明的另一示例实施例,PLC与发弧检测配置协同操作来计算自适应发弧阈值以响应PVD室的阻抗的一般变化,该实时自适应发弧阈值由PLC以几近实时地通讯到发弧检测设备。
根据本发明的另一示例实施例,响应于PVD室的阻抗的一般变化的自适应发弧阈值是由发弧检测配置本身利用几近实时地通讯到PLC的有关发弧活动的统计数据和自适应发弧阈值函数来计算的。
实际微发弧(例如,如示波器上所捕获者)显示出电压数值的快速减少(之后回复到正常值)和同时地电流数值的快速增加(之后亦回复到正常值)。因此,观看尖峰的电流电平,及观看同步减少的电压电平大幅增加“真”发弧检测的成功率或置信度。本发明提供用以检测此种发弧事件和用以检测与分类其他发弧事件的方法和设备的实施例。
根据本发明的另一观点,将电流转换器的输出馈入发弧检测单元的可编程阈值比较器。在此实施例中,由发弧检测单元就电流驻足在阈值上方多少次和就电流在阈值上方所消逝的时间来测量发弧事件。有关发弧的严重性的其他信息是可藉由放置一个以上的阈值(各个都在不同的电平)在标称工作点上方并且为不同的阈值电平比较发弧事件计数和消逝的时间来获得的。
根据本发明的另一观点,设备包括依据来自电源接口的电压和电流通道二者的组合数据来分类发弧事件的逻辑。另外,设备为出现在发弧事件的特定类级中的事件计算扫描能量和发弧能量。
根据本发明的示例实施例,提供用以检测和分类物理汽相沉积处理中的发弧的方法。方法包含监视等离子体产生设备的电源电压和电流。依据此监视,方法包括当电压下降在预定第一电压阈值之下时检测每个实例,电压下降在预定第一电压阈值之下时计时每个实例的持续期间,电流尖峰在预定第一电流阈值之上时检测每个实例,及电流尖峰在预定第一电流阈值之上时计时每个实例的持续期间。可以时钟周期来测量电压下降的持续期间和电流尖峰的持续期间。然后,方法包含分类电压下降到预定第一电压阈值之下时的每个实例及电流尖峰在预定第一电流阈值之上时的每个实例当作发弧事件。因此,发弧事件可从所检测到的电压下降及/或电流尖峰来确定发生。
根据本发明的示例实施例,提供一种在物理气相沉积处理中检测和分类发弧的方法,该方法包括:监视等离子体产生设备的电源电压和电流;当所述电压下降到预定第一电压阈值之下时,检测多个实例;当所述电压下降到预定第一电压阈值之下时,计时每一实例的持续时间;当电流尖峰在预定第一电流阈值之上时,检测多个实例;当电流尖峰在预定第一电流阈值之上时,计时每一实例的持续时间;对电压下降和电流尖峰同时发生的每一实例,分配该实例第一类别;对没有相应的同时发生的电流尖峰的一或多个电压下降具有低于预定时间的累计持续时间的每一实例,分配该实例第二类别;对没有相应的同时发生的电流尖峰的一或多个电压下降具有大于预定时间的累计持续时间的每一实例,分配该实例第三类别;对没有相应的同时发生的电压下降的一或多个电流尖峰具有低于预定时间的累计持续时间的每一实例,分配该实例第四类别;以及对没有对应的同时发生的电压下降的一或多个电流尖峰具有大于预定时间的累计持续时间的每一实例,分配该实例第五类别。
方法另外包括决定电源电压是否为稳定模式、上升过渡模式、或下降过渡模式的其中之一。可计数发弧事件或为这些每个种类分开分析。例如,方法可包括维持当电压是在稳定模式时出现的发弧事件和对应的持续期间的计数,维持当电压是在上升过渡模式时出现的发弧事件和对应的持续期间的计数,和电压是在下降过渡模式时出现的发弧事件和对应的持续期间的计数。
可依据从监视等离子体产生设备的电源电压和电流所获得的数据将发弧事件分类成不同类别。根据一例子,在诸如PLC或其他计算装置或逻辑配置或电路系统的扫描循环等预定时间周期期间,方法包括将电压下降和电流尖峰同时发生(coincidental)的发弧事件实例分配到第一类别;此外,方法另外包括将没有相应的具有低于预定时间的累计持续时间的同时发生的电流尖峰的一或多个电压下降的发弧事件实例分配到第二类别;将没有相应的具有大于预定时间的累计持续时间的同时发生的电流尖峰的一或多个电压下降的发弧事件实例分配到第三类别。有关感测到的电流发弧事件,方法同样地包括将没有相应的具有低于预定时间的累计持续时间的同时发生的电压下降的一或多个电流尖峰的发弧事件实例分配到第四类别;以及将没有对应的具有大于预定时间的累计持续时间的同时发生的电压下降的 一或多个电流尖峰的发弧事件实例分配到第五类别。就各种类别的每一个而言,方法可包括为所指定的发弧事件计算扫描能量。
检测发弧事件通常导致电源下降(即,进入到下降过渡模式)。为了避免在此下降过渡模式的同时包括或计算瞬变结果当作在稳定模式中,方法另外包括禁止为电压下降在预定的第一阈值之下的每个检测之后的过渡保留周期检测预定的第一阈值之下的电压下降,及禁止为电流峰值在预定的第一阈值之上的各个检测之后的过渡保留周期检测预定的第一阈值之上的电流峰值。若为过渡模式进行进一步分析则仍可保留信息。
方法又考虑到对出现在稳定模式中的溅镀沉积处理期间的电源电压的缓慢变化(即,相对于发弧事件)。就此点而言,方法另外包括调整扫描循环期间的预定的第一电压阈值以追踪电源电压中的缓慢变化。
根据一例子,可建立方法以提供有关发弧严重性的额外信息。就此点而言,方法可包括检测电压下降到预定的第二电压阈值之下的每个发弧事件实例,及检测电流尖峰到达预定的第二电流阈值之上的每个发弧事件实例。同样地也可利用其他阈值提供甚至更加精确的信息。
根据本发明的另一例子,决定等离子体产生设备中的发弧事件的方法包含监视电源电流、获得指示被监视电流的电流信号、及决定电流信号是否在指示发弧事件的预定电流阈值之外的步骤。同样地,方法可另外包含监视电源的电压、获得指示被监视电压的电压信号、及决定电压信号是否在指示发弧事件的预定电压阈值之外。另外,方法可包括计时当电流在预定电流阈值之外和当电压在预定电压阈值之外时所出现的每个发弧事件的持续期间。再者,可分类每个发弧事件,及可计算扫描能量和发弧能量。
根据本发明的另一例子,用以检测等离子体产生设备中的发弧的方法包含提供电源到等离子体产生设备以在目标和晶圆之间建立离子化气体、提供用以检测电源电压和电源电流的接口、在设定的频率中比较电压与电压阈值、及在设定的频率中比较电流与电流阈值。此外,方法包含从比较电压与电压阈值和从比较电流与电流阈值中决定是否发生发弧事件。
方法另外包括将比较电压与电压阈值和电流与电流阈值延迟达发弧事件的每个检测之后的过渡延迟周期之久。
另外,方法可包括观看其他参数(除了电压或电流阈值交叉点之外)以提供任何发弧的进一步信息。此可包括有关发弧事件严重性的进一步信息。 根据一例子,方法可另外包括产生功率相关参数、比较功率相关参数与至少一阈值以决定等离子体产生设备中的发弧严重性、及测量响应于比较功率相关参数与至少一阈值的发弧持续期间的步骤。
本发明还提供一种在等离子体产生室中检测一发弧事件的设备,该设备包括:电源接口模块,配置为检测施加到所述等离子体产生室中的电源电压和电流;发弧检测单元,其通讯地耦接到所述电源接口模块,该发弧检测单元包括设置为将所述电压与第一电压阈值相比较和将所述电流与第一电流阈值相比较的阈值比较器电路;以及逻辑电路,该逻辑电路设置为基于所述阈值比较器电路的输出来决定事件;基于下降到所述第一电压阈值之下的所述电压决定事件的持续时间,基于上升到所述第一电流阈值之上的所述电流尖峰决定事件的持续时间;通过以下步骤基于所述阈值比较器电路的输出和每一事件的持续时间分类各个事件:对电压下降和电流尖峰同时发生的每一事件,分配该事件第一类别;对没有相应的同时发生的电流尖峰的一或多个电压下降具有低于预定时间的累计持续时间的每一事件,分配该事件第二类别;对没有相应的同时发生的电流尖峰的一或多个电压下降具有大于预定时间的累计持续时间的每一事件,分配该事件第三类别;对没有相应的同时发生的电压下降的一或多个电流尖峰具有低于预定时间的累计持续时间的每一事件,分配该事件第四类别;以及对没有对应的同时发生的电压下降的一或多个电流尖峰具有大于预定时间的累计持续时间的每一事件,分配该事件第五类别。
根据本发明的另一观点,设置一用以检测等离子体产生室中的发弧事件的设备。设备包含电源接口模块,被组配成检测施加到等离子体产生室的电源电压和电流;及发弧检测单元,被通讯式耦合到电源接口模块,发弧检测单元包括阈值比较器电路,此阈值比较器电路被配置成比较电压与第一电压阈值以决定发弧事件是否发生和比较电流与第一电流阈值以决定发弧事件是否发生。发弧检测单元包括具有模拟到数字转换器的数字信号处理器(DSP)较佳。
此外,设备的发弧检测单元包括或被耦合至逻辑电路系统,此逻辑电路系统被配置成依据阈值比较器电路的输出来决定发弧事件。逻辑电路系统可以是可编程逻辑控制器(PLC)或其他类似的计算装置。而且,在一些实例中,DSP可包括执行本文所揭示的一些或全部的功能的逻辑。
阈值比较器电路可被程序化以让使用者能够设定最初电压阈值和最初电流阈值较佳。此外,电压和电流可使用分开的组件。阈值比较器电路是模拟电路较佳。阈值电平产生于DSP,及以DSP中的模拟到数字转换器将发弧信号转换成数字。DSP包含参数是由PLC或其他逻辑电路系统或配置所控制的软件的固体。
设备的逻辑电路系统被用于一些功能。例如,逻辑电路系统被配置成决定电压是否为稳定模式、上升过渡模式、及下降过渡模式的其中之一。此外,逻辑电路系统被配置成维持当电压是在稳定模式中时所发生的发弧事件的计数、维持当电压是在上升过渡模式中时所发生的发弧事件的计数、及维持当电压是在下降过渡模式中时所发生的发弧事件的计数。逻辑电路系统亦被配置成依据下降到第一电压阈值之下的电压来决定发弧事件的持续期间,依据尖峰上达第一电流阈值之上的电流来决定发弧事件的持续期间。持续期间典型上以可被转换成时间单位的依据频率的时钟周期来测量。
逻辑电路系统另外被配置成依据阈值比较器电路的输出和每个发弧事件的持续期间来分类发弧事件。分类是针对预定时间循环,诸如PLC扫描循环等。逻辑电路系统可被组配成例如将电压下降和电流尖峰同时发生的发弧事件实例分配到第一类别;将没有相应的具有低于第一预定时间周期的累计持续时间的同时发生的电流尖峰的一或多个电压下降的发弧事件实例分配到第二类别;将没有相应的具有大于第一预定时间周期的持续时间的同时发生的电流尖峰的一或多个电压下降的发弧事件实例分配到第三类别;将没有相应的具有低于第二预定时间周期的累计持续时间的同时发生的电压下降的一或多个电流尖峰的发弧事件实例分配到第四类别;将没有对应的具有大于第二预定时间周期的累计持续时间的同时发生的电压下降的一或多个电流尖峰的发弧事件实例分配到第五类别。
逻辑电路系统亦可计算发弧的各种参数。此可包括扫描能量和发弧能量。
根据本发明的另一观点,用以检测等离子体产生设备中的发弧的设备包含被通讯式耦合至电源的电流的发弧检测单元。发弧检测单元包括阈值比较器电路,其被组配成比较电流与第一电流阈值;及逻辑电路系统,被配置成依据阈值比较器电路中的电流与电流阈值的比较来检测发弧事件。
发弧检测单元亦可被通讯式耦合至电源的电压。在此实例中,阈值比 较器电路被另外组配成比较电压与第一电压阈值,而逻辑电路系统被另外配置成依据阈值比较器电路中的电压与电压阈值的比较来检测发弧事件。
发弧检测单元另外包含计时电路,其被配置成依据电流与电流阈值的比较来计算被检测的发弧事件的持续期间。计时电路亦被配置成依据电压与电压阈值的比较来计算被检测的发弧事件的持续期间。
阈值比较器电路可被组配成比较电流与不同于第一电流阈值的第二电流阈值(或多个其他的阈值电平)。阈值比较器电路同样可被组配成比较电压与一或多个其他的阈值。可为各个阈值计算电流或电压在特定阈值之外的持续期间。
根据本发明的另一观点,用以检测等离子体产生设备中的发弧事件的设备包含电源接口模块,其被通讯式耦合至等离子体产生设备用的电源的电压和电流;发弧检测单元,具有用以接收指示电压的信号的第一通道,及用以接收指示电流的信号的第二通道;及阈值比较器电路,位在发弧检测单元中,被配置成比较电压信号与电压阈值和比较电流信号与电流阈值。
设备可另外包含逻辑电路系统,用以依据阈值比较器电路的输出来决定发弧事件是否发生。逻辑电路系统亦可被配置成计算供应到等离子体产生设备的功率的相关参数。逻辑电路系统亦可比较功率相关参数与至少一阈值以决定等离子体产生设备中的发弧严重性。
本发明增加实时决定何时发生发弧以采取改善行动的能力。此可提高晶圆产量和降低缺陷。
在某些实例中,主要观看电压和电流的设备将计算发弧和最后的电压下降(即,发源自响应到发弧的降低电源)二者,如此将产生不准确的计数。本发明另外提供更准确计算和分类发弧的方法和设备。也就是说,藉由计算发弧当作电流阈值违犯,甚至在电力降低事件存在时,将以发弧计数和时间统计更准确呈现发弧。
从连同下面附图的下面说明将可更加明白本发明的的其他特征和优点。
具体实施方式
虽然本发明可有许多不同形式的实施例,但是附图中图示有并且此处将详细说明本发明的较佳实施例,应了解本揭示应被视作本发明的原则的示例而非将本发明的广义局限于所图解说明的实施例。
本发明相信可被应用到不同等离子体产生设备类型,并且发现特别适用于膜沉积应用,后者从响应于等离子体环境的产生期间所检测到的发弧的技术得到益处。本文所说明的示例实施例包含PVD溅镀技术;但是,本发明可连同各种系统一起实施,包括那些使用诸如等离子体蚀刻或等离子体增强化学气相沉积系统(PECVD)等等离子体产生技术者。
尽管从来无法完全避免发弧事件,但是获得有关溅镀处理期间所发生的发弧严重性的某些详细数据提供有用的信息以决定补偿处理。例如,经由小数值的单一发弧的实时检测,可怀疑在受到影响的集成电路晶粒上由于发弧而产生最小缺陷的存在。相反地,从大量发弧的实时检测,或高严重性的发弧,可怀疑许多缺陷的存在,或许甚至达成整个处理步骤有缺陷的结论。根据本发明的实时发弧检测实时或几乎实时地允许产生制造决定。例如,由于检测到发弧严重性或明显数量的发弧而将处理步骤视作有缺陷,可在进一步破坏发生之前终止PVD处理步骤。在PVD处理步骤的结束时,在开始进一步处理步骤之前,可根据补救或丢弃晶圆的决定来决定终止或正常完成。若经由明显发弧的实时检测发现最初处理步骤有缺陷,则制造 晶圆的本阶段的处理成本是低的,丢弃晶圆是具有成本效益的。若在后面处理步骤期间发生发弧,则化学蚀刻或物理抛光晶圆以去除缺陷的沉积层和重新处理晶圆是具有成本效益的。此外,根据观察没有或最小先前发弧活动的个别PVD系统的晶圆对晶圆来检测发弧活动可以是起初设备错误条件的发展的指示,可在有规划的设备不活动期间藉由规划适当的设备维修来校正。重点是及时识别由于发弧所增加的缺陷可能性。
就特别PVD系统而言,驱动处理的电源试图调整输送到室的功率。包括阳极、阴极、及阳极和阴极之间的室环境的室元件的阻抗与等离子体产生电源电路的阻抗串联。在等离子体中维持固定功率的电压和电流间的关系是视室元件的阻抗而定,包括经过由于溅镀处理的变化的特定目标材料本身的传导性。
当发弧在溅镀室中发展时,室的阻抗数值快速下降,因此改变等离子体产生电源电路的阻抗。电源和分布电路包含明显的串联电感,限制电流在电路中可变化的比率。因此,由于此感应组件,室阻抗的快速下降导致室电压的阻抗快速减少。在可能产生对室、电源、或目标的严重破坏之前,室电压数值的此崩塌通常足以使发弧条件消失并且重新建立辉光放电。典型上,发弧事件比能够响应调节电源的电子更快发生(或消失),因此,即使由电子开始改善行动,仍可能对晶圆有一些破坏。如上述,由于各个发弧事件,会增加被涂布的项目将遭受诸如晶圆上的不均匀涂布等一些缺陷形式的可能性。因为室电压在发弧事件发生时快速下降,所以可使用预定或自适应电压阈值电平之下的不预期电压下降来定义发弧条件的发生。
根据一示例实例,描述发弧事件的存在的电压阈值可能是依据改变室电压的标称上所施加的(即,非发弧)时间。施加至生产辉光放电的非发弧室电压是依据许多因素,包括目标的条件和组成(影响电路阻抗)。所有其他电路阻抗维持固定,使用相对较低传导的目标材料来产生辉光放电需要较高的室电压,而相反地,使用相对较高传导的目标材料来产生辉光放电需要较低的室电压。例如,在一溅镀室实例中,均匀沉积铝所需的室电压几乎是沉积铜所需的室电压两倍。均匀沉积铝所需的室电压亦可能从室到室而变化,是依据包括电源和其他室元件的电路阻抗的平衡而定。而且,当目标老化及溅镀更多材料时,维持均匀沉积率所需的功率必须被修改(即,增加)。当所需的施加电压变化时,接着亦应改变决定发弧条件的相关阈值电 压。
根据本发明的一般示例实施例,等离子体产生设备包括被通讯式耦合至电源电路的发弧检测配置。电源电路具有被围在室中的阴极,及电源电路被设计成产生功率相关参数(即,电压信号)。发弧检测配置被设计成藉由比较功率相关参数与至少一阈值来评估室中的发弧严重性。决定发弧严重性的参数是处理上相依的,包括发弧量、发弧率、发弧强度、发弧持续期间、及/或发弧度能量,但并不局限于此。
根据一实例,每当室电压数值下降至预设发弧电压阈值以下时,用于溅镀处理的发弧检测配置监视溅镀室电压和检测发弧条件。
根据一观点,功率相关参数(如,电压)阈值在功率相关参数值范围上是多变的。任何阈值可被编程化,及可由逻辑配置来控制,例如,由远端逻辑配置电子式控制。在一示例实施例中,计算有关发弧发生的电压阈值以响应标称室电压数值的估算,标称室电压数值是非发弧条件期间产生辉光放电(即,产生等离子体)所需的室电压。在一示例实施例中,任何阈值可以是迟滞的,或可被编程化成是具有不同于“超过”值的“重设”值的迟滞。
根据本发明的一观点,发弧检测配置被另外设计成响应至少一阈值来计数发弧条件(事件)。可自此决定所检测到的发弧条件发生率。
根据另一观点,发弧检测配置被另外设计成比较功率相关参数与至少一阈值来测量发弧持续期间。例如,在一实施中,发弧检测配置包括时钟和数字计数配置。时钟提供具有固定周期的时钟信号,及数字计数配置被设计成以比较功率相关参数与至少一阈值来计算时钟信号周期。根据本发明的另一观点,藉由比较功率相关参数与至少一阈值来估算发弧条件的持续期间。根据一示例实施,发弧条件的持续期间在固定周期期间是累计的。根据另一示例实施,发弧条件的持续期间被累计直到到达持续期间阈值为止,或直到累计持续期间被重设为止。
根据另一观点,发弧检测配置被另外设计成以比较功率相关参数与至少一阈值来测量发弧强度。在一示例实施中,发弧检测配置被设计成比较功率相关参数与以不同值排列的多个阈值,藉以确定发弧事件期间功率相关参数的变化(从标称开始)的范围或程度。在一示例实施例中,对应于最大所观察到的电压数值下降的阈值提供下边界给能量估计,而下一较大的电压下降阈值(系统被观察到不超过的)提供上边界给能量估计。
根据本发明的另一示例实施例,发弧检测配置被设计成以比较功率相关参数与至少一阈值来测量发弧持续期间和强度。在一实施中,发弧检测配置被另外设计成以比较功率相关参数与至少一阈值来测量发弧能量,发弧能量与发弧持续期间和发弧强度的乘积成比例,及发弧严重性的估算是发弧能量的函数(即,发弧强度和发弧持续期间的乘积)。根据一特定实施,多个阈值被用于决定多个持续期间,以估计由于发弧而使电压下降期间的(即,近似或积分)电压相关参数(即,室电压)对时间的标绘所界定的区域。各个发弧事件的与所界定的区域成比例的发弧能量被用于估算发弧严重性。根据另一实施,发弧检测配置被另外设计成通过多个发弧事件来累计发弧能量,例如,藉由对发弧强度和发弧持续期间的乘积求和以估算发弧严重性。
根据另一示例实施,发弧检测配置包括功率相关参数频带限制滤波器当作防止数字化功率相关参数之前的混叠的手段。一般了解的数字信号处理技术被应用到此数字化功率相关参数以降低或突出功率相关参数的某些频率响应特性。然后,可将此数字式信号处理参数与至少一阈值的同样数字化版本直接比较。
根据另一示例实施,上述的数字式信号处理参数被用于,以PVD处理的过程中的一或多个功率相关参数的某些观察到的特性来计算改变阈值的至少一时间。
根据本发明的另一示例实施例,在估算上述发弧严重性时,比较多个功率相关参数与多个阈值。例如,除了室电压之外,电源电流被监视并且被用于检测发弧事件,每当电流数值超过预设电流阈值时决定发弧事件。
根据本发明的另一示例实施例,逻辑配置被通讯式耦合至发弧检测配置,并且被设计成处理发弧检测配置所收集的发弧数据。在一实施中,逻辑配置被设计成与发弧检测配置接合,逻辑配置具有数据网络和其他外部装置,诸如处理控制器、监视器、及逻辑配置等。在一特别应用中,逻辑配置是可编程逻辑控制器(PLC)。
根据本发明的另一示例实施例,藉由定时由比较功率相关参数与至少一发弧强度阈值所衍生的发弧持续期间、及将此发弧持续期间增加到累计的发弧持续期间来估算等离子体产生室中的发弧严重性。该方法的另一示例实施包括测量非发弧等离子体产生期间的功率相关参数和以测量功率相 关参数来自动调整发弧强度阈值;计数发弧发生;及/或按照发弧强度、发弧持续期间的函数、及/或其乘积估算发弧严重性。
根据本发明的另一示例实施例,藉由决定由比较功率相关参数与至少一发弧强度阈值所衍生的发弧强度、以比较功率相关参数与至少一发弧强度阈值来计时发弧持续期间、按照发弧强度和发弧持续期间的函数计算发弧能量、然后将发弧能量增加到累计的发弧能量来估算等离子体产生室中的发弧严重性。该方法的另一示例实施包括测量非发弧等离子体产生期间的功率相关参数及以测量功率相关参数来自动调整至少一发弧强度阈值;以比较功率相关参数与至少一发弧强度阈值来计数发弧发生;及/或利用迟滞发弧强度阈值;及/或通过共享数据路径以命令传送表示发弧的信息到逻辑配置,信息是选自包括发弧发生的量、累计的发弧持续期间的组中之一。在一特定实施中,功率相关参数是等离子体产生室电压的函数;在另一实施中,功率相关参数被形成为等离子体产生室的操作特性的数字表示。
在描述下面本发明的特定示例实施时,将参考附图的图1-27,其中相似数字表示本发明的类似特征。
图1图解本发明的发弧检测配置100的示例实施例。发弧检测配置100被例如用在集成电路制造的压力气相沉积(PVD)处理步骤中或想要均匀材料沉积的其他处理中。PVD溅镀系统包括低压的含有诸如氩等气体15的沉积(真空)室10。由金属所形成的目标20被置放在真空室10中,并且通过独立电源接口模块(PSIM)40被当作阴极电耦合至电源30。根据一示例实施,使用同轴互连电缆35来耦合电源30和室10。基板(晶圆)25经由通地连接被当作阳极耦合至电源30。典型上,真空室亦被耦合至大地电位。根据另一示例实施,阳极被直接耦合至电源30。包括操纵等离子体的旋转磁铁27以维持均匀的目标磨损。PSIM 40包括缓冲电压衰减器44,其被设计成感测室电压,和通过电压信号路径42提供模拟信号到发弧检测单元(ADU)50以响应于室电压。PSIM亦包括基于霍尔效应的电流感测器46,其被设计成感测流到室的电流,并且通过电流信号路径48提供模拟信号到ADU以响应室电流。在另一示例实施中,目标是由绝缘材料所形成。通过局部数据接口70将ADU 50通讯式耦合至逻辑配置60,例如,可编程逻辑控制器(PLC)或通讯顶帽(tophat)。可将逻辑配置60耦合至数据网络80,例如,诸如乙太网络上的EG Modbus-Plus TCP-IP等高级处理控制网络。
藉由电源使真空室中的气体产生离子化而在目标(阴极)和阳极之间产生电场。离子化的气体原子(即,等离子体)被加速横跨电场的电位并且以高速冲击目标,使目标材料的分子能够与目标实际上分离,或“溅镀”。被喷出的分子实际上畅通无阻地行进过低压气体和等离子体,其中某一些降落在基板上且在基板上形成目标材料的涂层。用以溅镀铝的典型目标电压是大约直流450伏特(VDC)的稳态数值。
图2图解PSIM 40的一示例实施例。PSIM 40衍生表示室电压和电流的信号。同轴电缆35电耦合电源到室。电缆35具有标称在大地(地面)电位的外部导体210,及相对外部导体负向偏压的中央导体215。使用霍尔效应转换器220或其他电流转换装置测量电缆35中的电流。转换器220被配置成选择性测量流动在中央导体215中(表示流动到室的总电流)的电流。电缆35的中央导体215通过霍尔效应转换器220的孔隙225。为了露出中央导体215,外部导体210被中断在转换器220附近,及通过耦合至外部导体210的电流分流器230将外部导体电流引导向孔隙225四周。霍尔效应转换器220的配置简化PSIM的封装,同时在电缆35与转换器220的输出信号之间提供高度的电流隔离。本发明并不局限于使用霍尔效应转换器。亦可考虑衍生响应于从室10流动到电源30的电流的信号的其他机构,包括含具有适当电压隔离的电流分流器的配置,及依据特定压阻电流转换器的机构,但并不局限于此。
转换器220具有带有电流信号I-的第一输出端子222和带有信号I+的第二输出端子224。第一和第二转换器输出端子被电耦合至Isense电路配置240,第一转换器输出端子222被耦合至Isense电路第一输入端子242,而第二转换器输出端子224被耦合至Isense电路第二输入端子244。Isense电路配置240亦具有带有信号IPSIM-的第一输出端子246和带有信号IPSIM+的第二输出端子248。Isense电路接收电流信号I+及I-,及在信号IPSIM+和IPSIM-之间产生差动电压以响应从室流到电源的电流。
Vsense电路250测量中央导体215与外部导体210之间的电位差,及产生响应于电位差的差分。Vsense电路包括耦合至内部导体215且带有电压信号V-的第一输入端子252。Vsense电路又包括耦合至外部导体210且带有电压信号V+的第二输入端子254。Vsense电路具有带有输出电压信号VPISM-的第一输出端子256和带有输出电压信号VPSIM+的第二输出端子 258。
在一示例实施中,以标准商业用UHF型连接器终止连接电源30至真空室10的同轴电缆35。根据本发明的一观点,PSIM 40的机械包装被配置和组配成电缆35可以在一端解除终止,插入经过PSIM 40的孔隙225,并且重新终止以完成电源30和室10之间的电路。在另一实施中,PSIM 40包括UHF型连接器,使得PSIM 40可被插入在电源30和室10之间的电缆35的电路中。
图3图解提供差动输出电压信号以响应PVD系统的阴极和阳极之间的瞬间电压差异的Vsense电路250的一示例实施。图3所示的示例Vsense电路在存在于其输入端子的电压信号和其输出端子所提供的电压信号之间提供非常高的阻抗。从外部导体210衍生正输入电压信号254(V+),及从电源电缆35的内部导体215衍生负电压信号252(V-)。
根据所图解的示例实施,有关基准面,GNDANALOG,电阻器网络R3及R4提供500:1的衰减因子给每个相应的输入电压信号。每个电阻器网络R3及R4在网络感测端子(接脚1)和基准面(接脚3)之间具有大约20百万欧姆的标称电阻。可使用例如诸如Ohmcraft P/N CN-470等厚膜高压分压器网络来实现电阻网络R3及R4。252(+)和254(-)之间的1000伏特施加电压使25微安培的电流能够流入R4的接脚1和从R3的接脚1流出。这些电压衰减器(即电阻网络)中每个的接脚3被耦合至基准面,GNDANALOG。因为每个电压衰减器提供500:1衰减,所以以500:1衰减每个电阻网络的接脚2之间所测量的差动电压(即,R4的接脚2中的衰减信号VPSA+和R3的接脚2中的衰减信号VPSA-之间),及此测量是独立于V+和GNDANALOG或V-和GNDANALOG之间的电压差异之外的。
在一示例实施中,PVD溅镀室10具有所施加的射频(RF)能量以使等离子体稳定。Vsense电路250的电容器C2、C3及C5明显使此高频率“噪声”衰减(即,滤波)。根据一示例实施,C2及C3的组合在大约22kHz中具有有效极点。
如上述,VPSA-和VPSA+之间的差动电压是出现在V-与V+之间的信号的频带受限表示,具有标称DC衰减因子500:1。VPSA-和VPSA+之间的等效DC Thevenin源阻抗是高的(在80 kOhms的数量级),因此并不适合在大距离间传输或进入低阻抗负载。因此,例如LT 1920仪器运算放大器等 差动仪器运算放大器U2被结合在Vsense电路中以充作低阻抗电压跟随器。运算放大器U2提供高阻抗输入(接脚2及3),其将不明显地载入衰减器R3及R4的输出。电阻网络R3的接脚2被耦合至U2的反向输入(接脚2),及电阻网络R4的接脚2被耦合至U2的非反向输入(接脚3)。在一示例实施例中,电阻器RG2设定U2的电压增益并且被选择产生1V/V的增益。U2的结果输出(接脚6)是相对于GNDANALOG的单端低阻抗电压源,其紧密跟随VPSA-和VPSA+之间所变化(develope)的电压。
U2的输出(接脚6)被耦合至BNC型连接器J2的中央端子,并且带有信号VPSIM+258。BNC型连接器J2的外部连接器带有信号VPSIM-256,并且被耦合至基准面GNDANALOG。信号VPSIM+与VPSIM-之间的所得差动电压是有关差动输入信号V+和V-所限制的频带,且具有2mV/V的标称DC响应。
在一实施例中,当耦合至位于信号244(I+)及242(I-)之间的适当负载阻抗时,霍尔效应型DC电流转换器220产生响应于流动在内部电源导体215中的电流的电流。在一特定实施例中,使用由LEM制造的型号LA25-P霍尔效应型DC电流转换器,由DC电流转换器220所得到的电流信号约与通过孔隙220的总电流成1000:1的比例。因此,在DC电流转换器设计的限制内,通过孔隙220的1安培信号产生流过位于244(I+)及242(I-)之间的阻抗的1mA的恒定电流。图4图解电流感测配置的一示例实施。Isense电路240产生响应于由示例LA25-P霍尔效应型DC电流转换器所得到的电流的电压。在此例中,信号I-被耦合至PSIM 40的基准面GNDANALOG。包含与包含电阻器R7和电容器C10的低通滤波器并联的100 Ohm电阻器R6的阻抗被耦合在I+与I-之间。忽略低通滤波器的相对高阻抗,电流I+流经电阻器R6并且经由I-回到电流转换器220。包含电流转换器220和电阻器R6的电路的净结果是横跨与流经孔隙222的电流成比例的R6的电压,及具有比例常数100mV/Ampere。包含电阻器R7及C10的低通滤波器具有23kHz的标称3dB截止频率,其用以去除来自电流信号的任何杂散噪声,包括上述所包括的一些RF组件以使辉光放电稳定。低通滤波器输出(图4中的VIL)是由电流转换器220所产生的横跨R6的电压的频带受限表示。诸如LT1920等仪器型放大器U3充作响应于藉由耦合VIL到U3的非反向输入(接脚3)的信号VIL的低阻抗电压跟随器,U3具有经由电阻器R5耦合至GNDANALOG 的U3(接脚2)的反向输入。在本例中,电阻器RG1用以设定将仪器型放大器U3的增益设定成1V/V。U3的输出端子(接脚6)带有信号IPSIM+且被耦合至BNC型连接器J3的中央导体。BNC型连接器J3的外部导体被耦合至GNDANALOG以及指定信号IPSIM-。在IPSIM+和IPSIM-之间得到的电压因此是响应于在孔隙220中流动的电流的信号,限制到约23kHz的截止频率的频带及具有大约100mV/Ampere的比例常数。
图5图解PSIM电源电路500(未图示在图2)的一示例实施并且需要偏压仪器运算放大器U2及U3。例如Astrodyne型号FDC10-24D15的双电源模块U1产生用以偏置PSIM放大器U2、U3和电流感测器CS1的标称+15VDC及-15 VDC。模块U1经由连接器J1、接脚1及3从外部标称24 VDC电源衍生其偏置电源,接脚1比接脚3被偏压至更正向。连接器J1的接脚3被耦合至电源模块U1的-Vin端子。经由肖特基势垒二极管D2将连接器J1的接脚3耦合至电源模块U1的+Vin端子以保护模块U1免于由于电源到连接器J1的极性偶然被颠倒的破坏。
电源模块U1具有三个输出端子+Vo、-Vo及Com。在端子+Vo提供+15VDC信号及在端子-Vo提供-15VDC信号。端子Com被耦合至基准面GNDANALOG。在一应用中视需要将连接器J1的接脚2亦耦合至GNDANALOG当作公共电位。电阻器R1及R2及发光二极管D1被串联耦合在+15VDC偏压和-15VDC偏压之间以提供工作着PSIM电源电路500的指示。
将发弧定义作与阈值电压交叉的室电压数值中的崩塌。当发生发弧时,从稳态(即,非发弧)条件起,室(目标)电压数值快速减少(即,较接近大地电位),及由于串联电感,室电流增加得更慢。被编程化的阈值电压是预定的室电压,在此预定室电压中或之下决定发弧状态,此预定室电压可以是固定值或标称的时间变化函数,预期、可能随时间变化的室电压。当室电压在阈值电压之上时决定发生非发弧状态。根据另一示例实施,从包括非发弧状态的周期决定阈值电压,及每当室电压在电压阈值之下时定义发弧状态发生。可使用多个阈值电压决定发弧的数值(即,电压下降或“严重性”)。例如,与-200V阈值交叉但不与-100V阈值交叉的发弧的严重性可被视作比与两阈值交叉的发弧严重性小。
ADU 50包括数字信号处理器以处理从PSIM接收的信号,藉以分别提 供室电压和电流信号的数字式滤波表示(如,数字信号)到逻辑配置。根据一示例实施,ADU包括模拟到数字转换器(A/D)。
ADU另外被设计成设定至少一可编程发弧阈值电压。在另一实施中,ADU亦被设计成设定至少一迟滞阈值电压。根据一观点,各个阈值可被设定在沿着连续频谱的任一点;此可被控制比较器电路配置的电位器设定所影响。根据另一示例实施,通过数字到模拟转换器或通过藉由将特定电路组件交换成比较器电路配置所达成的多个分离阈值电平来数字式设定各阈值,例如藉由选择电阻网络的组配。为了识别迟滞阈值,ADU提供可编程迟滞函数以检测缓慢证实本身的发弧。可将发弧(电压)阈值和迟滞函数二者直接设定或编程在ADU中,或可由被通讯式耦合至ADU的远端装置选择性控制阈值,例如,经由通过乙太网络的标准动量通讯顶帽(topcap),ModbusPlus,Devicenet,或其他数据网络。在一示例实施中,将ADU稳固地耦合至可编程逻辑控制器(PLC),诸如通过高速专属串联接口的动量M1-E等,及PLC可被程序化成根据实时自适应演算法实时连续采用发弧电压阈值和迟滞函数。
图6图解依据数字信号处理器和控制器(DSPC)630的发弧检测单元(ADU)的一示例实施例,其包括数字信号处理器(DSP)集成电路,诸如可从美国德州达拉斯的Texas Instruments Inc.购得的型号TMS320F2407,及用于获得信号以控制和与外部装置通讯的其他市面上可购得的集成电路装置等。此种装置的例子是地址译码器,其一般用于将DSP的地址空间分割成数个范围,及选择多个外部集成电路装置的其中之一用于进出DSP的数据移转。使用集成电路的这些信号的获得是根据当存取外部装置时的数字信号处理器的时序需求,并且为精于设计和实施基于微处理器和微控制器的系统的技艺的人士所知。
所图解的DSP包括可由整合性10位模拟对数字转换器635来数字化和样本化的16模拟输入通道。诸如信号ICH616及VCH614等随后将讨论表示这些模拟输入通道的信号可以使用者可编程比率由DSP来数字化和样本化。在一示例实施中,该可编程比率可增大至每通道10kHz。在另一示例实施中可在DSP内执行的软件程序提供多个数字有限脉冲响应滤波器的其中之一的选择和应用给样本化的数据信号。DSPC 630亦提供控制信号给可编程阈值比较器函数620以设定可编程阈值比较器的阈值和迟滞值。此外, DSPC 630提供进出高速发弧检测逻辑单元(ADLU)640的控制和数据路径,其连同可编程阈值比较器620一起运作以累计发弧统计,诸如发弧数量和总发弧时间等。DSPC 630通过例如专属ATII接口等局部数据接口70与诸如网络式通讯顶帽或可编程逻辑控制器(PLC)等外部逻辑配置60通讯。可从ADU供应到外部逻辑配置60的信息的例子是已滤波的室电压和电流、个别发弧事件的数量、及指出发弧严重性的其他值,如发弧检测器单元640所决定的。可由ADU从外部逻辑配置接收的数据的例子是瞬时发弧阈值电压和迟滞,及控制发弧检测逻辑单元的逻辑控制信号。
发弧检测单元50的基本感测处理输入是来自PSIM 40的Vsense电路(VPSIM+及VPSIM-)及Isense电路(IPSIM+及IPSIM-)的差分输出信号。再次参考图6,这些信号驱动模拟信号调节器610。模拟信号调节器610将相应差分模拟信号转换成ADU的剩余部分可使用的单个结束信号。信号调节器610亦提供频带限制滤波器给相应输入模拟信号,使得DSPC 630可应用数字信号采样和处理演算法而无须通称作“混叠”的环境。模拟信号调节器610包括三个输出端子:提供信号VCH’的输出端子612,提供信号VCH的输出端子614,及提供信号ICH的输出端子616。信号VCH’是发源自PSIM且衍生自信号VPSIM+及信号VPSIM-的信号的单端版本,且供给可编程阈值比较器620。信号VCH是由PSIM40的Vsense电路250所获得的差分信号VPSIM+及VPSIM-的频带限制、单端版本。信号ICH是由PSIM40的Isense电路240所获得的差分信号IPSIM+及IPSIM-的频带限制、单端版本。将信号ICH和VCH输入到DSPC 630的模拟到数字转换器635。随后将更详细讨论由数字信号处理器和控制器630在这些模拟信号上所执行的处理。
图7图解使用诸如用于U27:A-D的模拟型号AD824等市面上可购得的四运算放大器集成电路的信号调节器610的电压滤波器部位700的一示例实施。放大器U27A和电阻器R108、R107、R115及R116形成差分放大器,其将VPSIM1+及VPSIM1-之间的差分电压转换成相对于放大器U27A的输出(接脚1)的基准面GNDANALOG的单端电压。放大器U27A的输出是图6中的信号612并且标明为VCH’。将VCH’耦合至包含形成具有约2500Hz的3dB交叉的六极点Butterworth(巴特威士)滤波器的放大器U27B、U27C、及U27D和剩下的无源电阻器的内部网络。在图6中被标明作614(VCH)的此滤波器的输出是被提供到DSPC 630的模拟到数字转换器635的信号。假设模 拟到数字转换器635的10kHz采样率,则图7所示的6极点Butterworth(巴特威士)滤波器将优于-80dB的5kHz的Nyquist比率之上的信号衰减,因此最小化混叠信号对采样化电压信号的作用。
从PSIM信号IPSIM+及IPSIM-产生信号ICH的信号调节器610的电流滤波器部位在拓朴上与电压滤波器完全相同,但是在示例实施例中并不使用等同VCH’的电流信号。电流滤波器的输出(ICH)同样地由具有在约2500Hz的穿越3dB的完全相同的Butterworth(巴特威士)滤波器来频带限制。
再次参考图6,功能性可编程阈值比较器620比较信号VCH’与DSPC 630所设定和控制的可编程电压值以响应来自PSIM的室电压信号之间的差异数值。可编程阈值比较器620的输出622是信号\ARC。每当感测的差分室电压数值超过程序化阈值时可编程阈值比较器622确立\ARC为逻辑“1”值,每当感测的差分室电压数值低于程序化阈值时可编程阈值比较器622确立\ARC为逻辑“0”值。可编程迟滞以稍后将说明的方式施加到程序化阈值,藉以最小化应用到可编程阈值比较器620的噪声VCH’信号的作用。下面,信号\ARC(即,“非ARC”)是在逻辑“0”状态的条件(室电压在预定阈值之下)被称作ARCING条件,及\ARC信号是在逻辑“1”状态的条件(室电压在预定阈值之上)被称作NON_ARCING条件。
图8图解可编程阈值比较器620的一示例实施。可编程阈值比较器620包括市面上可购得的模拟比较器集成电路U12:A,诸如LM319M等。GNDANALOG是模拟基准面;DGND是DSPC 630和其他装置的逻辑信号所使用的数字基准面,及集成电路偏压是在+5V。功能上,模拟比较器U12:A具有输出端子(接脚12)、反向输入端子1IM-(接脚5)、非反向输入端子1IN+(接脚4)。U12:A的输出端子(接脚12)产生图6中的信号622并且标明作\ARC。名义上,每当非反向输入中的信号是在比反向输入端子的信号的电压高的电压中时,存在于输出端子的逻辑信号被表示作逻辑“1”。相反地,每当非反向输入中的信号是在比反向输入端子的信号的电压低的电压中时,存在于输出端子中的逻辑信号是逻辑“0”。每当输入端子中的两各自信号完全相同时的存在于输出端子的信号未被定义。在本申请案的实施例中,装置U12:A被配置成具有集电极开路输出。电阻器R27是上拉电阻器,被耦合至用于供给DSP、ADLU、及其他电路系统供电的+3.3V偏压供应。电阻器R25在标称上是200k-ohms及提供最小迟滞电平到模拟比 较器U12:A以当U12:A遇到缓慢变化的输入信号时达到平顺逻辑状态过渡而无振荡。连同连接至R26的精确性3.00伏特参考电压源,电阻器R28、R29、及R26一起提供形式的比例、瞬时室电压信号VCH’的仿射变换:
VCS=0.6VCH+1.0 (等式1)
其中VCS即为出现在图8中的模拟比较器U12:A的接脚4、非反向输入的信号。因此,根据等式1,在VCH’的0V信号出现当作模拟比较器U12:A的接脚4中的1V信号,且在VCH’的2.5V信号出现当作模拟比较器U12:A的接脚4中的2.5V信号。藉由模拟比较器制造商保证在0及-1250伏特之间的室操作电压的范围中线性操作以将此仿射变换应用到维持模拟比较器U12:A的输入在所需的范围内。在一特定实施例中,以市面上可购得的National Semiconductor(国际半导体)所制造的调整器型号REF193来提供用于内部模拟对数字转换器的3.00伏特参考。
提供可编程阈值电压信号VTH到模拟比较器U12:A(接脚5)的反向输入以设定ADU过渡在NON_ARCING及ARCING状态之间的室电压。以后述的方式所产生的可编程迟滞值允许VTH的值可成为模型。使用者指定值可被程序化以设定系统从NON_ARCING过渡到ARCING状态的室电压数值VTHNA,及第二电压数值VTHAN以设定系统从ARCING过渡到NON_ARCING状态的电压。装置U13是双14位数字到模拟转换器(DAC),例如,Analog Device,Inc(模拟器件公司)所制造的型号AD5322,其被用以设定VTH的两个值。其具有两输出端子,被标明为VO_A及VO_B,由使用整合至DSP的标准串联外设接口(SPI)特征的DSP来设定其电压值。标称为SPISIMO、SPICLK、\DAC1_SELECT及\LDAC的信号是由DSPC630所使用的信号以为用于两DAC通道的每一个程序化范围在0及4095之间的数字值。上述的精确3.00伏特基准被施加到U13,结果每个DAC输出产生0-3.00伏特范围中的独立模拟输出,与程序化的数字值对最大值4095的比成比例。从U13的DAC B所产生的输出端子VO_B(接脚6)被耦合至运算放大器U14:A的非反向输入,及被标明为VOB。如随后所示一般,信号VOB决定比较器U12:A从NON_ARCING过渡到ARCING状态的电压阈值VTHNA。由U13(接脚5)的DAC A的输出所产生的信号VOA被耦合至模拟开 关U15:D的输入端子,及如随后所示一般,连同信号VOB一起用来设定比较器U12:A从ARCING过渡到NON_ARCING状态的电压阈值VTHAN。根据一示例实施,U15:D是四模拟开关的一部份,例如,Intersil所制造的DG201HS和其他。此模拟开关的输出出现在U15:D的接脚15并且在图8中被标明作VSW。
在运算放大器U14:A的输出接脚1中产生状态过渡阈值电压VTH。假设采用理想运算放大器U14:A,很容易显示出输出信号VTH与信号VOB和信号VSW的关系:
VTH=2VO_B-VSW (等式2)
信号VSW的瞬时值是依据U15:D的开关控制输入(接脚16)的逻辑状态。当模拟开关U15:D的开关控制输入(接脚16)中的信号是在逻辑“0”状态时,VSW跟随DAC U13所产生且被连接到U15:D的输入端子接脚14的信号VOA。当模拟开关U15:D的开关控制输入(接脚16)中的控制信号是在逻辑“1”状态时,模拟开关U15:D的电路系统驱动输出端子(接脚15)处在非常高的阻抗状态,及由于电阻器R30的低电阻值和运算放大器U14的极小输入偏置电流,所以VSW紧紧跟随VOB。
通讯到U15:D的开关控制输入的信号是由逻辑OR门U16:A所提供。到OR门U16:A的输入信号是来自DSPC 630的迟滞使能控制输出(\HYSEN)及来自模拟比较器U12:A(接脚12)的输出的信号。在DSP软件控制之下产生信号\HYSEN的逻辑状态并且在正常操作下被维持在逻辑“0”状态中。只有在某些制造系统校准和测试程序以隔离迟滞产生信号VOA与VSW期间,将信号\HYSEN设定成逻辑“1”状态。
如上述,由于模拟开关U15:D的状态而模型化VSW的值和因此模型化VTH的值,模拟开关U15:D的状态是依据模拟比较器U12:A(接脚12)的输出端子中的数字信号\ARC的状态而定。现在将导出二者皆由DAC U13所获得的信号VOA及VOB与比较器阈值VTHNA及VTHAN之间的关系。首先假设模拟比较器U12:A的输出信号最初是在逻辑高状态。藉由定义NON_ARCING状态,此需要U12:A的接脚4上的电平移位室电压信号VCS成为比U12:A的接脚5上的目前阈值电压VTH高的电平。在该方案中, 模拟开关U15:D的输出端子呈现高阻抗,及如上述,由于R30的低阻抗值和运算放大器U14:A的低输入偏置电流,VSW被迫采用值VOB。在此条件下,运算放大器U14:A的输出端子中的信号跟随VOB,且从等式2,VTH亦采用值VOB。因此,根据等式3电压信号VOB直接设定比较器U12:A从NON_ARCING过渡到ARCING状态的比例、电平移位电压:
VTHNA=VOB (等式3)
一旦比例、移位室电压数值VCS下降到根据等式3所产生的阈值电压VTH的程序化NON_ARCING到ARCING状态过渡值VTHNA之下,则比较器U12:A的输出中的信号从逻辑“1”状态(NON ARCING)过渡到逻辑“0”(ARCING)状态。假设\HYSEN控制信号是在逻辑“0”状态中,(使可编程迟滞函数生效),如上述,模拟开关U15:D闭合并且模拟开关U15:D的输出VSW跟随由U13的DAC A所确立的模拟开关U15:D的输入VOA。根据VOB被设定成VTHNA的等式2,最后的阈值VTH变成:
VTH=2VTHNA-VOA (等式4)
若迟滞的程序化值(按比例以反应PSIM的增益和电平移位网络)是VHYSS,则根据等式5设定VOA:
VOA=VTHNA-VHYSS (等式5)
及置换到等式4提供:
VTHAN=VTHNA+VHYSS (等式6)
根据等式5设定VOA使得当ADU是在ARCING状态中时能够将固定迟滞电压值VHYSS增加至NON_ARCING到ARCING状态过渡电压VTHNA以产生ARCING到NON_ARCING过渡电压值VTHAN。总之,在此实施例中,根据等式1,DAC B输出信号VOB被用于直接设定可编程比较器从NON_ARCING过渡到ARCING状态的室电压,而在等式5指出演算法以 决定用于DAC A的值以增加迟滞值到VTHNA以产生从ARCING到NON_ARCING状态的相关但是可能较高的过渡电压VTHAN。
根据一实施,可编程比较器620从NON_ARCING过渡到ARCING状态的想要的室电压阈值电压值、及欲增加至此室电压阈值以定义可编程比较器从ARCING过渡到NON_ARCING状态的室电压值的想要电压可通过局部数据接口70从逻辑配置60通讯到DSPC 630,及DSPC 630可计算正确的数字值以发送到DAC U13,藉以由于使用被储存整合至DSP存储器的适当的按比例及偏移常数的仿射变换来产生适当的信号VOA及VOB。在一示例实施例中,为了提供高度准确的阈值,为个别模块计算该按比例和偏移的常数值以解决校准例程在电子组件(如,电阻器容限值)中所遇到的距离标称值的正常偏差。这些校准常数值被储存在整合至DSPC 630的串联EEPROM。
根据一示例实施,DSP 630的模拟到数字转换器的采样率是在每通道10kHz等级上,或每100uS的已滤波的室电压和电流信号VCH及ICH的一完整采样。在此采样率中,1uS或更小的持续期间的随机发生的微发弧被DSP检测到的可能性小于1%,及如上述,1uS等级上的微发弧都常见到并且可能在集成电路制造中产生破坏。为了可靠地检测持续期间中的1uS或更小等级上的微发弧,ADU50包括高速发弧检测器逻辑单元(ADLU)640,其与可编程阈值比较器620共同运作并且可被DSPC 630控制和监视以产生有关PVD处理期间的发弧的统计数据。参考图6,DSPC 630提供控制信号和系统脉冲信号SYSCLK 650到ADLU 640并且以随后将讨论的方式从ADLU 640读取数据和写入数据至ADLU 640。ADLU 640包括第一高速计数器,被设计成计数\ARC信号从NON_ARCING逻辑状态过渡到ARCING逻辑状态的次数,如同可编程阈值比较器620的程序化电压阈值和室10的阴极和阳极之间的电压所决定一般。如上述,与电压下降和电流增加的数值一样,发弧的持续期间是其严重性的一指示。因此,ADLU 640亦包括计时器,其被设计成测量可编程阈值比较器自以随后将讨论的方式所设定的最后计时器重设起在ARCING状态中所花的持续期间。根据一示例实施,计时器是将时钟信号循环表格化的计数器。根据一特定示例实施,固定的时钟工作在30MHz。计数器累计室已在生产循环期间的发弧条件中的与总时间(自最后的重设起)成比例的(计数)值。维持在ARCING状态已发生的系 统时钟循环的数目的操作计数提供关于在发弧条件中溅镀处理已花的总时间的一测量。
根据一特定例子,ADLU包括以地址和数据总线的形式的到DSPC 630的接口机构,且从DSPC 630接受控制信号,使得DSPC 630可从装置读取和写入数据。ADLU包括寄存器,其允许DSPC 630控制某些ADLU功能,诸如计数器的重设、使能、及禁止等,并且亦包括额外的寄存器和控制逻辑以使DSPC 630能够从ADLU读取状态信息。
图9图解使用已利用众所皆知的FPLA设计工具加以程序化的通用型现场可编程逻辑阵列(FPLA)的本发明的ADLU 640的一示例实施。图9中被图示成在ADLU 640外部的信号表示存在于FPLA的实体接脚上的信号,信号在制造FPLA期间被预先分配FPLA的特定接脚,或使用在制造时预先定义的整合性FPLA程序接口910由启动的DSP下载到FPLA的FPLA“程序”来定义。ADLU 640包含由内部数据总线结构950耦合至DSP接口逻辑配置960的计数器单元(CU)920、计数器控制寄存器(CCR)930、及计数器状态缓冲器(CSB)940。如上述,信号\ARC 622是由可编程阈值比较器620所产生的到ADLU的逻辑输入。系统时钟信号SYSCLK 650是30MHz。逻辑方波信号是由DSPC 630所提供并且提供时间基础给ADLU。
图10图解本发明的CU 920的一示例实施。CU 920包含16位异步二进制计数器(ACC)1010、32位异步二进制计数器(ATC)1020、三个16位锁存器(ACC锁存器1030、ATC高锁存器1040、及ATC低锁存器1050),及三个16位三状态缓冲器(ACC三状态缓冲器1060、ATC高三状态缓冲器1070、及ATC低3状态缓冲器1080)。从计数器控制寄存器930提供三数字信号:计数器设定(CRST)、使能(ENB)、及快照(SNP)以分别控制ACC和ATC计数器的操作。当由CCR 930确立时,CRST信号使ACC及ATC计数器能够重设到零,并且在确立的同时将计数器保留在重设条件中。当CCR930释出CRST信号时,分别使能计数器,及它们的各自时钟(CLK)信号的每个高至低过渡上的增加输入。藉由计数通过其最大量容量和回到零,每个计数器具有应被确立(及被锁定)为特定计数器出错(roll over)的相应的溢出位(OVF)。OVF信号维持为高直到由CRST信号的确立来清除。ACC计数器1010是由信号ACCLK所驱动,ACCLK是衍生自D触发器1090的输出端子1092。ATC计数器1020是由信号ATCLK所驱动,其源自NAND(与 非)门1094的输出端子。
图11为ADLU 640的各种信号之间的关系的时序图。参考图10及11,反相器1096反转DSPC系统时钟信号SYSCLK 650而变成\SYSCLK 1120。信号\SYSCLK驱动D触发器1090的脉冲输入端子1091。在来自DSP的SYSCLK信号的每个高至低过渡上,出现在D输入端子1093中的值被锁定到D触发器,及在短的传播延迟之后出现在触发器1090的Q输出端子1092。
存在于D触发器1090的D输入端子1093的信号是由AND门1098所驱动。到AND 1098的输入信号是从计数器控制寄存器930所提供的信号ENB 1130,及来自反相器1097的信号\ARC 622(\\ARC 1150)的反转,信号\ARC 622是由可编程比较器620提供。当信号ENB 1130是在逻辑低(FALSE)状态或在\ARC信号是在高状态(指出NON_ARCING室条件的检测)时,D输入端子1093中的信号是在逻辑低状态。相反地,当ENB信号是在逻辑高状态(藉以使计数生效),及\ARC信号是在逻辑低状态(指出ARCING室条件的检测)时,D输入端子1093中的信号是在逻辑高状态。因此,假设计数被使能(信号ENB 1130是在逻辑高状态),则当在NON_ARCING条件中检测室时,在SYSCLK的随后高至低过渡上ACCLK信号1160将在逻辑低状态。当ARCING条件被检测时,例如如图11中的1180所指出一般(及假设计数仍然被使能),\ARC信号被确立是低的。在SYSCLK信号的下一高至低过渡上(如图11中的1182所指出一般),ACCLK信号将从低过渡到高逻辑状态,及经过随后的SYSCLK信号仍维持在高逻辑状态,直到ARCING条件不再被检测到(及\ARC信号回到如图11中的1184所指出一般的逻辑高状态)。
每当CRST信号被确立是低的时,ACC计数器1010在其CLK输入端子的信号的每个低至高过渡中增加。因此,在ENB信号被确立是高的同时(使计数生效),ACC计数器1010有效计数从NON_ARCING条件到ARCING条件的室过渡数量。在一示例实施例中,ACC计数器1010可使用具有30MHz等级上的频率的SYSCLK信号,由可编程比较器620(产生\ARC信号)所检测到的微发弧可以分辨(resolve)至短如33nS。较高的分辨度是可藉由增加时钟率来达成。
ATC计数器1020被用于估计由可编程比较器620所决定的室在ARCING条件中的总时间。每当CRST信号被确立是低的时,ATC计数器 1020在其CLK输入端子的信号的每个低至高过渡中增加。ATC计数器1020的CLK输入端子是由具有ACCLK和SYSCLK信号输入的AND门1094所提供的信号ATCLK 1170所驱动。每当计数被使能(ENB信号1130是高的)并且室ARCING条件被检测到(\ARC信号1140是低的)时,信号ATCLK 1170开始追踪SYSCLK信号1110,例如在图11中的1186。之后,ATC计数器1020计数在可编程阈值比较器是在ARCING状态的同时(指出PVD室中的发弧)所持留的ATCLK信号1170的时钟循环。使用30MHz系统时钟,每个ARCING条件的持续期间可被分辨到33nS增加量内。
ACC 1030、ATC高1040、及ATC低1050锁定快照寄存器允许ACC计数器1010值、ATC计数器1020高阶字,及ATC计数器1020低阶字的值能够被分别实时立即按命令捕获。此使DSPC 630能够在特定顷刻读取计数器的状态,保留用于DSPC 630随后检索的那些值,同时允许ACC及ATC计数器能够持续根据上述它们各自的逻辑来操作。如将讨论一般,在DSPC630的控制之下,这些三16位寄存器每个被配置并且组配成捕获由计数器控制寄存器930所提供的SNP信号的低至高过渡的瞬时对应计数器值。每个快照寄存器的输出信号是由ACC 1060A、TC高1070及ATC低1080三状态缓冲器三状态缓冲到内部数据总线950。DSP接口逻辑960确立到ACC三状态缓冲器1060的RACC 1086上的使能信号以提供内部总线950上的ACC锁定快照寄存器1030的被捕获值;确立到ATC高三状态缓冲器1070的RATH 1087上的使能信号以提供内部总线950上的ATC高锁定快照寄存器1040的被捕获值;及确立到ATC低三状态缓冲器1080的RATL 1088上的使能信号以提供内部总线950上的ATC低锁定快照寄存器1050的被捕获值。
再次参考图9,CCR锁定寄存器930产生SNP、CRST、及ENB信号。DSP接口逻辑960提供适当的地址译码和定时信号,确立内部数据总线950上的SNP、CRST、及ENB信号的被命令值,及当由DSPC 630命令如此作时,产生信号WCCR以锁定这些值到CCR内。计数器状态缓冲器(CSB)940是被配置和组配成经由确认信号RCSB,当由DSP接口逻辑960命令时,确立到内部数据总线950上的CRST、ENB、ACCLK、COVF、及TOVF信号的目前值的三状态缓冲器。DSP接口逻辑960随后确立由DSPC630使用的到DSPC数据总线上的这些信号。
再次参考图9,根据由DSP 630所确立以帮助与诸如ADLU 640等外部装置通讯的信号\STRB、W/R、及地址线AD0-AD15的作用,以数据总线线DB0-SB15形式从外部供应的信号提供进出DSPC 630的数据的双向通讯。这些数据线从内部直接被有效地结合到ADLU 640的内部数据总线950。当试图与诸如ADLU 640等任何外部周边装置通讯时,DSPC 630确立\STRB信号是低的。当试图从装置读取时,DSPC 630亦确立信号W/R是低的,及当试图写入到装置时是高的。这些是由DSPC 630所确立的通用型信号以与任何装置通讯。特别是在从ADLU 640读取数据或写入数据到ADLU 640时,信号\ARLU_CS被DSPC 630确立是低的。DSP接口逻辑960被包括在ADLU 640内以由DSPC 630一经命令就根据控制信号\STRB、W/R的操作和地址信号AD0及AD1的译码来产生时序和控制信号WCCR、RCSB、RACC、RATL、及RATH。信号WCCR被用于将到由DSPC 630所确立到内部数据总线950上的ENB、CRST、及SNP的值锁定到CCR 930内。信号RCSB使CSB 940中的值能够被确立到随后DSPC 630将读取的内部数据总线上。信号RACC、RATL、及RATH如上述分别使能ACC三状态缓冲器1060、ATC高三状态缓冲器1080、及ATC低三状态缓冲器1070以确立到随后将由DSPC 630所读取的内部数据总线950上的锁存器ACC LATCH1030、ATC LOW LATCH 1050、及ATC HIGH LATCH 1040中的值。
图12图解产生图9所示的信号WCCR、RCSB、RACC、RATL、及RATH的本发明的ADLU 640的DSP接口逻辑960的一示例实施。到DSP接口逻辑960的内部,控制逻辑单元(CLU)1210通过反相器1220将由DSP 630所确立的\STRB信号反相以形成内部信号\\STRB。当DSPC 630正试图与任何外部装置通讯时,信号\\STRB是逻辑高的。当试图写入到外部装置时,根据DSPC 630确立是高的输入信号W/R及信号\\STRB,在AND门1230的输出提供WR信号。通过反相器1240将W/R信号反相以形成信号\W/R,当DSP接口逻辑960正试图从任何外部装置读取时,信号\W/R被确立是高的。当DSPC 630正从外部装置读取时,从输入信号\\STRB及\W/R而在AND门1250的输出中所提供的RD信号结果被确立是高的。
译码以产生用于ADLU 640的控制信号的地址由地址译码器在功能上提供,例如,图12所示的2至4二进制地址译码器1260。如上述,当从ADLU 640读取或写入到ADLU 640时,DSPC 630确立ADLU 640的 \ADLU_CS端子上的逻辑是0。当\ADLU_CS信号被设定到逻辑高状态时,在译码器1260的输出端子中的所有四个信号Q0,...,Q3被设定到逻辑低状态。当\ADLU_CS信号由DSPC 630确立在逻辑状态中时,译码器1260将输出端子中的信号的其中之一准确地设定成逻辑高状态,从DSPC 630所确立的A0及A1位的目前值所决定并且根据表1,特定输出被设定成逻辑高的,其中在表1中的“0”是逻辑低,“1”是逻辑高的,及“X”是无关系的状态。
表1
输入 输入 输入 输出
\ADLU_CS A1 A0 输出确立是高的
1 X X 无
0 0 0 Q0
0 0 1 Q1
0 1 0 Q2
0 1 1 Q3
利用上述的译码器逻辑,表2定义在图12中的每个功能选择输出中的产生信号的逻辑以及DSPC 630在ADLU上所执行的操作。
表2
信号名称 逻辑 DSPC 630功能
WCCR Q0与WR 写入计数器控制
寄存器值
RCSB Q0与RD 读取计数器状态缓冲器
RACC Q1与RD 读取ACC锁存器值
RATL Q2与RD 读取ATC低锁存器值
RATH Q3与RD 读取ATC高锁存器值
现在将详细讨论由模拟信号调节器610所产生的信号ICH和VCH的处理。再次参考图6,由模拟信号调节器610所产生的信号ICH和VCH响应于 室电压和电流,但是由模拟信号调节器610调节以最小化在比约10kHz大的采样频率中的混叠。整合至结合在DSPC 630中的TMS320F2407 DSP是16通道、双10位模拟到数字转换器模块,其将其输入通道中的电压转换成范围在0和1023之间的数目,与参考电压成比例,及可以固定采样率采样直到16个输入电压的软件控制下的内部时序机制。在一特定实施例中,用于内部模拟到数字转换器的参考电压是由市面上可购得的NationalSemiconductor(国导半导体)制造的能带隙调整器型号REF193所提供。此调整器提供稳定、准确的3.00伏特源到模拟到数字转换器。因此,设置在DSPC630的数字信号处理器中的整合性模拟到数字转换器根据以下等式将时变信号ICH(t)及VCH(t)转换成范围在0和1023之间的数目序列{NICH}及{NVCH}:
NICH(n)=FIX(ICH(nT)/VREF)*1024 (等式8)
及
NVCH(n)=FIX(VCH(nT)/VREF)*1024 (等式9)
其中函数FIX(arg)将其自变量“arg”的值舍位变成最接近的整数,n指出DSPC 630从参考时间所采用的第n样本,及T是采样周期。在一特定实施例中,DSP被程序化成以速率10kHz转换模拟信号VCH及ICH,产生数目{NVCH}及{NICH}的样本化数据序列以响应于室电压和电流。在一特定实施例中,到DSP内部的软件提供使用者可选择数字有限脉冲响应(FIR)滤波器应用到此序列,分别产生已滤波序列{FVCH}及{FICH},但是可应用其他信号处理技术到此序列而不会损及一般性。在一特定实施例中,仿射变换被应用到此序列{FVCH}及{FICH},产生数目{SFVCH}及{SFICH}的序列,其为室电压和电流的按比例的整数估计序列。在一例子中,仿射变换是使得1000伏特的连续应用的室电压产生一连串每个具有值1000的整数,及按比例缩小的其他电压值。同样地,在此例中,应用到由样本化和转换ICH信号所导出的此序列的仿射变换考虑到PSIM和模拟信号调节电路的各种增益和偏移,产生10.00安培的电流出现当作整数1000,而其他值成比例的变换。
在一示例实施中,序列的目前值通过高速通讯接口70通讯到逻辑配置 60,其中逻辑配置60使用目前和过去的值计算可编程阈值比较器620将使用的自适应发弧阈值电压值。接着通过高速通讯接口70从逻辑配置60将此适应发弧阈值电压值和想要的迟滞电平通讯回到DSPC 630。DSPC 630然后根据可编程阈值比较器620的操作将想要的阈值转换成适当的DAC值。此途径产生几近实时的自适应阈值。在另一示例实施例中,产生自适应阈值的演算法驻留在DSPC 630本身中,产生具有最小延迟的自适应电压阈值。
产生自适应发弧电压阈值的一示例演算法是依据在DSPC 630所计算的电压序列的移动平均上的所计算阈值,移动平均的长度被选定成比发弧的预期持续期间长,但是比操纵磁铁的旋转周期短。以10kHz采样率,可使用统一加权64点FIR滤波器来计算移动平均,滤波器输出中的序列呈现电压测量的前一6.4mS的平均。在一实施中,藉由从移动平均减掉固定电压来计算自适应发弧阈值。在另一示例实施中,自适应阈值被计算当作移动平均的固定百分比。
这些已滤波、已变换的序列亦可被用于提供指出处理的整个健康状况的信息。在一例子中,以电压序列的瞬时值乘上电流序列的瞬时值提供瞬时功率序列,其可被用于证明输送到真空室的实际功率是由电源所输送的。此种序列可被用于决定例如电缆损坏发生、在真空室四周分流电流。这些序列的使用的另一例子是它们可被使用当作独立的机构以估计操纵磁铁的旋转速度。如上述,已观察到,当室阻抗由于几何和其他考量而变化时,室电压和电流随着操纵磁铁周期而周期性改变。在一例子中,将按比例的电压或电流序列通过数字高通滤波器以去除DC成分。然后由数字相位锁定回路追踪最后的AC序列,自此估计操纵磁铁的旋转频率。在另一示例实施中,离散付立叶变换被应用到电压或电流序列,及从最后的频谱来决定磁铁旋转频率。若所估计的旋转速度明显不同于预期的旋转速度,则机械或电力问题可能是原因。此信息可被用于检测机械或电力系统中的最初缺陷。
根据本发明的另一示例实施例,复制上述的组件和操作来监视多个室或以依据应用到单一室电压和电流信号的额外阈值来检测ARCING。在特定示例实施例中,提供由单一DSPC 630所控制的四个独立的操作ADU函数。ADU的四室版本可被组配成通过四PSIM来同时监视四个独立的室,或藉由将用于多个室的对应VPSIM+、VPSIM-、IPSIM+、及IPSIM-ADU 输入信号并联联接电线,单一PSIM可驱动多个ADU室输入。在示例实施例中,当所有四个ADU函数通过单一PSIM正监视单一室并且以此方式联接电线时,可为单一室程序化四个不同的阈值。由对应的可编程比较器620和ADLU 640的组合来维持每个程序化阈值中的发弧数目和发弧持续期间的计数。在一实施例中,DSPC 630具有到所有四ADLU函数的存取,及发弧条件可被分辨成对应于四个独立的程序化阈值的四电平的其中之一。
例如,在利用装附至如上的单一PSIM的四个独立的监视器的系统中,及以100,200,300,及400伏特程序化的电压阈值数值,具有最小的电压数值250伏特的单一发弧将出现在具有以300及400伏特程序化的阈值的监视器上,但是未出现在以100及200伏特程序化的阈值的监视器上。而且,若系统以此方式正捕获单一发弧,则室电压崩塌在300伏特电平之下的周期将同时出现在对应于300及400伏特电平的ADLU发弧时间计数器中,而室电压崩塌是在300及400伏特之间的周期将只出现在对应于400伏特电平的ADLU发弧时间计数器。然后可将发弧事件分辨成两发弧时间-在200及300伏特之间所花的发弧时间,其直接从对应于300伏特阈值的ADLU的发弧时间计数器读取,加上在300及400伏特之间所花的发弧时间,其藉由分别采用对应于400伏特和300伏特的ADLU发弧时间计数器之间的差异来计算的。视需要,可为不同强度的其他发弧重复此演算法。
在一特定示例实施例中,DSPC 630以10kHz速率采样四个ADLU寄存器设定,及通过高速通讯接口70为所有四个通道将发弧计数和发弧时间计数通讯到逻辑配置60。DSPC 630亦将标称上、已滤波的室电流ICH,和已滤波的室电压VCH采样和移转到逻辑配置60,其执行分辨如上发弧所需的算术运算且计算发弧能量的估计。可由上述的延伸自适应地计算所有四发弧电压阈值。在另一示例实施例中,DSPC 630在内部执行计算,将诸如每个阈值中的发弧时间等发弧相关参数的最后估计和所估计的发弧能量传输到逻辑配置60。
根据一示例实施,逻辑配置60是外部逻辑配置,例如,可编程逻辑控制器(PLC)、顶帽、或类似计算装置。根据一更特定的实施例,逻辑配置60是Schenider Automation M1-E PLC。根据本发明的一观点,ADU被并入动量形式因子内,并且被设计成与动量顶帽和可编程逻辑控制器(PLC)通讯。
在一实施中,记录逻辑配置60所收集的数据。在逻辑配置60上执行 的软件将数据、图表数据记成日志,且可提供基于网络的警报以响应数据。系统控制器提供等离子体产生应用的实时控制。当发弧计数及/或发弧持续期间超过每一沉积的选定的量时,逻辑配置60根据预定演算法决定在材料沉积期间发弧正破坏基板,及与系统控制器通讯以终止沉积。逻辑配置60亦可指出被处理的基板由于发弧而产量减少。
除了为每个沉积计数发弧和发弧的累计持续期间之外,在其他实施中,逻辑配置60被用于执行发弧信息的其他实时分析。例如,诸如记录用于目标的发弧总数目(及持续期间)、记录发弧强度(参考接近大地电位,指出直接短路),及检测持续的发弧等分析,其指出目标中的可能缺陷需要关掉全部的工具以维修。在另一实施中,系统控制器依据发弧率,发弧持续期间,发弧率/持续期间的变化率,或依据发弧“品质”,与持续期间、量、及发弧强度(即,数值)或严重性(例如由发弧持续期间和数值的乘积所得到的测量)成比例的发弧品质来提供信号。
根据本发明的另一示例实施例,方法实时整合发弧检测器与需要告知使用者溅镀源有问题且新处理的晶圆产量降低的硬件。因此,本发明的各种实施例可被实现以在其他等离子体产生控制应用中提供发弧检测,诸如箱体硬化钢等。通常,无论等离子体产生室或其同等物是否被实施仍可应用本发明的电路配置和方法。
根据本发明的另一实施例,发弧检测单元50’(如图27所示)被组配成亦藉由观察施加到等离子体产生设备1300的电流中的尖峰(spike)来检测发弧事件。依据此信息与从检测电压下降的发弧事件信息,发弧检测单元50’将发弧事件分类成各种类别。设备亦可计算用于特定发弧事件类别的扫描能量和发弧能量。图1所示的组件的基本配置和图27的ADU50’被用于实施此实施例。
图13图解用于沉积各种材料的薄的、高度均匀层到基板上的PVD处理的等离子体产生设备1300的典型基本室组配。低压气体,典型上是氩气,被离子化以形成等离子体1302并被加速从阳极表面1304(室壁及基板)到源材料的阴极偏压目标1306(阴极被图示作1308)。目标材料的最后原子电平喷洒涂布所有接近表面,包括制造的基板或晶圆1310。典型阳极-阴极电压落在300V-600V范围(具有直到1500V的尖峰),而电流的范围从2A到100A。递送到室的最后功率可低如几kW和高如80kW。
此处理的一主要应用是在制造集成电路(IC)时沉积金属层于硅晶圆基板上。如上述,此处理容易“发弧”。发弧从目标射出巨量粒子污染。某些此污染材料会降落在晶圆上,产生生产瑕疵和涂布上的不均匀,负面影响制造者的收益。发弧是可由(i)目标杂质或内含物,(ii)目标或附件老化和物理容限改变,或(iii)晶圆校准而产生。
PVD处理期间的发弧是起因于从阳极到目标的非故意低阻抗路径。当发弧发生时,室阻抗的数值快速减少,通常对电源太快而无法响应。室的阳极和阴极之间的电压数值的快速下降可被观察到。结果,比较室电压与阈值可早期提供发弧的检测。经由此种早期检测,制造商可解决发弧产生的根本原因而不必承受由于发弧产生的缺陷所导致的高收益损失。
如图4所示,通常观察到持续1微秒等级上的有害发弧条件1402。这些短持续期间发弧1402被通称为微发弧。由于非常短的持续期间,所以检测微发弧需要高速电子。除了微发弧之外,具有毫秒或几十毫秒等级上的持续期间的巨量电源事件亦发生在PVD系统中。
图14图示标绘的典型PVD室电压1404对时间。电压1404的数值亦被图示,因为阴极电压相对接地是负的。有发弧1402之处,就有电压朝接地地突然且快速减少。一旦短路事件结束,电压再次回到标称室电压。在恢复期间可能的超调和欠调未图示在附图中。在发弧事件期间电流同样地响应,虽然快速增加,然后减少,可了解一但事件结束,条件回到正常。
PSIM 40被用于将来自电源30的高电压和高电流读数转换成用于输入到ADU 50’的0-10V范围。0-10V信号与室电压和电流成线性比例。此提供指示电源30电压的电压信号,和指示电源30电流的电流信号。
参考图27,ADU 50’被设计成监视用于高速瞬变(无论是上还是下)的0-10V信号。在ADU 50’内,高速模拟比较器620、621决定电压信号是否已横跨线。内部逻辑单元640将模拟比较器输出622,623转换成指出是否已横跨线的逻辑电平值。而且,其计数已横跨线(发弧严重性的指示)的逻辑单元时钟循环的数目(即,持续期间)。
在其许多功能中,可编程逻辑控制器(PLC)或其他逻辑配置或电路系统60从ADU读取数据,将DSP时钟循环转换成微秒,重设发弧计数器,及使数据可利用在乙太网络上。PLC亦发送命令参数到ADU-何时寻找发弧事件,阈值是多少,游逸(excursion)应在阈值上还是阈值下等。
图15描划相对于阈值电平1502的典型室电压数值1500对时间。在电压的例子中,当瞬时电压读数下降到阈值1502之下时发弧条件1402发生。需注意的是,阈值1502是自适应的,因为其确实追踪室电压1500中的缓慢变化。ADU 50’计数次数和阈值1502被通过的数目,及电压在阈值之下的就其30MHz时钟循环而言的持续期间。为了说明噪声或跳动的影响,发弧事件不会结束直到瞬间电压上升在阈值1502加上迟滞值之上为止。
图16为当ADU 50’进入发弧条件时和其存在相同条件时的状态转换图。依循路径A,电压开始于标称值VNOM。一旦其落在阈值电压VTH之下,依循路径B,ADU逻辑电平过渡到TRUE。当电压再次上升返回到标称条件时,依循路径C。一旦电压横过阈值加上迟滞势垒VTH+VHYS,依循路径D,ADU逻辑电平过渡到FALSE。当时间行进时,室是在标称电压和ADU等待引导到过渡B的下一路径A。较佳的是,迟滞是无法经由软件调整的小的固定硬件决定值。就上述实施例而言,迟滞值约是10000mV刻度上的6mV。然而,就一些实施例而言,迟滞值可被设定成零。
ADU 50’具有四过渡监视(发弧)通道,及四辅助通道。(辅助通道可被用于记录相关数据但是无法计数发弧,辅助通道用在升级系统中的数据收集)。参考图27,第一发弧通道是由2700和2702之间的相对电压差所形成,及第二发弧通道是形成在2704与2706之间(剩下两通道可被用于监视另一电压和电流)。如上述,ADU 50’比较PSIM信号与阈值并且报告游逸在之上还是之下(在PLC逻辑中由控制位设定)。
就发弧通道2700/2702和2704/2706而言,信号传播和滤波是如图17所示,在图17中,由电源30递送到室并且由PSIM的转换器来测量的电压V和电流I被图示在进入系统1700的图式的左侧。电压和电流转换器二者都具有相关的模拟频宽,然而,两者在PSIM40的输出中都是超过40kHz滤波器1702的数值几个数量级,适当藉由设计以减少来自DC电源的开关噪声的影响。40kHz截止是任意的及可在工厂藉由改变输出比例电阻器来调整。此信号被直接馈送到模拟可编程阈值比较器1704,其决定是否有阈值违犯或不在ADU逻辑电平形式中。每33ns或以30MHz的速率,执行发弧计数逻辑的ADU的部分从模拟比较器读取ADU逻辑电平。PSIM V及I信号亦经由模拟六阶Butterworth(巴特威士)滤波器1706传播,此滤波器 1706的目的是当将信号馈入到ADU的数字部分时防止信号被混叠。此滤波器的截止频率是2.5kHz。然后,ADU运行V及I信号经过一组可选择FIR滤波器1708。默认系数被设定成八个滤波器的每一个都是具有变化的长度的移动平均。PLC读取V及I当作频带限制、滤波的信号,自此,以约30Hz的速率计算阈值。这些计算的基础是指数加权移动平均(EWMA)滤波器1701。这些被以工厂默认设定是2.5kHz(这相同控制器执行FIR滤波)的可组配速率操作的ADU比较器控制器1712往下馈送回。
较佳的是,此实施例中所使用的工厂标准PLC60是MonentumTM M1E96030处理器。通过标准18接脚MonentumTM连接器以RG-178同轴电缆进行到ADU 50’的信号连接(来自PSIM BNC连接器)。PLC 60通过标准MonentumTM ATII硬件接口接合到ADU 50’。ATII接口将32寄存器支撑在每个方向。b32寄存器被分割成8寄存器的四个完全相同群组,每一通道用一群组。
PLC 60由扫描循环的原则来操作。在一扫描循环期间,PLC 60执行其每个指令一次并且刷新其I/O寄存器(经由此与ADU 50’通讯)一次。因此,PLC 60藉由首先读取32状态寄存器和写入32命令寄存器来控制ADU 50’,然后依据从状态寄存器最新读取的数据来执行其自己的控制程序。PLC程序包含重复四次的逻辑,每ADU通道一次(主要电压、主要电流,从属电压,及从属电流)。程序亦包含在各对通道(主要和从属)上执行的逻辑,因为其每一电源结合来自两通道(电流和电压)的数据。
当PLC 60从ADU 50’读取状态寄存器(每ADU通道8寄存器)时,PLC程序依赖每一ADU通道的数据的四个主要片段。四个变量是状态寄存器(尤其是,位9,无论ADU是在测量发弧的时刻与否),PSIM信号,发弧计数、及发弧时间。需注意的是,PSIM信号1714(如图17所示)是由两低通模拟滤波器已频带限制的实际室电压或电流的64点移动平均(在2.5kHz构成25.6ms窗口),第一具有截止频率40kHz及第二具有截止频率2.5kHz。
参考图18的方块图,稳定频带监视器1802比较最新的PSIM信号1804与稳定上频带(SUB)和稳定下频带(SLB)值1806。若PSIM信号1804落在SUB之上,则系统将那看成步阶增加的指示及逻辑处理在上升过渡模式中。若PSIM信号1804低于SLB,则假设是为电源被关掉或减少功率,及程序操作在下降过渡模式中。若PSIM信号1804落在由SUB和SLB界定的范 围内,操作模式是稳定的(除非等待过渡保留延迟期满)。当系统进入两过渡模式的其中之一时,其保持在当PSIM信号1804再次落在SUB和SLB限制内时的时间的过渡保留延迟周期的过渡模式中。只要PSIM信号1804落在SUB及SLB所界定的范围外,稳定标志就从逻辑正确(值1)落到逻辑错误(值0),无论系统进入上升过渡还是下降过渡模式。稳定标志维持在逻辑错误直到PSIM信号1804落在SUB-SLB范围内并且维持在那里达整个过渡保留延迟为止。如下面将详细讨论一般,依据由PLC所见一般(增加另一滤波器到电压或电流读取中)的PSIM信号的EWMA已滤波版本来计算SUB及SLB。滤波器将追踪PSIM信号中在稳定模式中的缓慢的变化和在两过渡模式任一个中的较快变化。与两随后的功率步阶(第二大于第一)相对地,稳定标志的时间演进SUB及SLB连同过渡保留延迟1902的记法一起图示在图19。需注意的是,稳定频带监视器1802是分开不可避免的步阶的端头的发弧计数和时间(在阈值是之下的电压通道上)与真正发弧计数和时间的机制。
发弧计数及时间类别逻辑部分1808采用来自ADU50’的最新的发弧计数和发弧时间读数1810,及若新的发弧计数和发弧时间已出现,则将它们增加到三PLC发弧计数和时间种类的其中之一(只有若状态寄存器的状态位9必须读取逻辑假,则指出ADU 50’不在发弧的开始和结束之间)。三种类是稳定、过渡上升、及过渡下降。若稳定标志是逻辑真,则新的发弧计数被增加到稳定发弧计数总数及新的发弧时间被增加到稳定发弧时间总数。若稳定标志是逻辑假,则PLC 60追踪过渡是否是上升还是下降。依据过渡正发生,发弧计数和发弧时间被增加到适当的发弧计数过渡和发弧时间过渡总数,上升或下降。
重要的是,注意稳定和过渡模式的原因是为当电源步阶变化或关掉将发生时,本系统事先不知道。因为ADU 50’正寻找电压通道上的发弧当作电压下降到阈值之下的点,当其能够降低阈值或使ADU 50无法计数发弧时,其将总是产生发弧计数和一些发弧时间,直到下一PLC扫描循环为止。在真正微秒发弧事件期间,来自电力下降事件的发弧时间典型上大幅大于发弧时间。因此,没有自明的方法或步阶持续信息之下,PLC 60进入过渡模式和分开在过渡期间所发现的发弧时间与在稳定处理期间所发现的发弧时间。提供过渡保留延迟1902欲在安顿等离子体点火过渡期间的空白周期。 过渡保留延迟1902参数和过渡模式是降低数据中的错误出现(positive)的方法。
单位变换部分1812仅由对应的校准常数和校准百分比值乘上PSIM信号以将0-10000mV PSIM信号转换成伏特或安培的真实世界工程单位(如,上述的0-10V)。校准常数参数是PSIM硬件的函数,应只若PSIM分压器电阻器变化或若电流转换器和其增益变化时才改变。若校准百分比参数想要匹配电压和电流(或功率)读术与来自不同源头、来自PVD设备本身、或其他组件的类似读数,则调整校准百分比参数将被调整。
EWMA滤波器1710提供追踪PSIM信号的方法。EWMA滤波器的输出1814被用于调整阈值SUB及SLB。在稳定模式中,追踪是慢的,使得四个被调整参数亦在PSIM信号设定点中慢慢地适应性飘移或缓慢变化。在过渡模式中,追踪较快,因为设定点已改变并且PSIM信号快速向上或向下跃跳以达成新的设定电平。控制EWMA滤波器的等式如下:
y(k)=λ/100*PSIM Signal(k)+(1-λ/100)*y(k-1)
其中y是在滤波器的输出的值,k是PLC扫描循环索引(每次PLC开始新的扫描时,以1增加k),及λ是滤波系数。若稳定标志是逻辑真时,则λ是稳定过渡系数。若稳定标志是逻辑假时,则λ等于过渡滤波系统。需注意的是,λ可采用0及100之间的值,表示百分比电平。λ越接近100,最近的读数越多,PSIM信号(k)影响滤波输出y(k),及滤波器更快速追踪快速变化的电压或电流电平。λ越接近0,PSIM信号影响y(k)的最近样本越少,PSIM信号决定y(k)的先前样本的指数型衰退平均越多,及滤波器将非常缓慢地依循PSIM信号中的步阶变化。需注意的是,PSIM信号被解释成两电压和电流是正数量(即,在从阴极到阳极测量时,室电压是非负值的绝对值数量)。
YTH及YHYS计算部分1816采用滤波器1710的输出y,及在PLC扫描循环的下一读/写相位中计算阈值以写入到ADU 50’。阈值电平等于以稳定标志所决定的适当百分比乘上y、稳定阈值百分比或过渡阈值百分比。
在稳定频带计算1818中,EWMA滤波器1710的输出y以稳定频带百分比乘上然后加到y以产生SUB及将其从y减掉以产生SLB。若y和稳定频带百分比的乘积低于稳定频带最小(SBM),则SBM被加到y并且从y减 掉以分别产生SUB和SLB。
ENB/CRST区块1820执行三功能:(1)告知ADU 50’是否寻找发弧,(2)在晶圆1310的末端将ADU 50’重设,及(3)记录总处理时间。为了执行第一功能,当PSIM信号大于使能电平时,ENB/CRST区块1820设定ADU控制寄存器使能位ENB(位1)为高的。只要PSIM信号低于使能电平,ENB位就被设定成低的。第二功能是重设ADU 50’,当ADU 50’未被使能达到达重设延迟的一段时间时进行此功能。在大多数PVD处理中,晶圆1310之间的时间超过电源关掉的晶圆处理期间的方法(recipe)步骤的时间。因此,为了在晶圆1310之间适当重设ADU 50’,重设延迟应被设定到大于内部方法电源关掉时间及小于晶圆之间的电源关掉时间的值(以秒)。第三功能是追踪总处理时间者,从第一电力打开到到最后电力关掉。在结束上述逻辑部分之后(及其他逻辑部分也一样,虽然它们不影响写入到ADU 50’的任何变量),在扫描循环的下一读取/写入相位中,将阈值和控制寄存器写入到ADU50’。
在图20及图22中图示由PLC于60所执行的其他逻辑。其图示系统从产自用于个别通道的单位转换逻辑的电压和电流读数来计算电源(主要或从属)的功率。此外,藉由测量电压使能和功率上升到功率设定点的90%之间的时间差异来计算点火时间。在图21中,点火时间如绘画般呈现对相对于电压的时间和其使能电平、电流、功率、和其90%功率设定点电平。
图22描画逻辑的最后部分。此部分看着用于单一电源(主要或从属)的发弧统计和将发弧分类成五等级的其中之一,如图23的表格所示一般。
来自电压通道2202和电流通道2204的发弧计数和时间被馈入到发弧类别逻辑部分2206。自最后PCL扫描起,两电压和电流通道2202,2204上的发弧计数显示出增加,不管它们对应的发弧时间如何(及发弧位、状态寄存器,位9不高),PLC60以下面式子增加发弧等级1计数和计算扫描能量:
Scan Energy(k)=[yv(k)-YVTH(k)]*[YITH(k)-y1(k)]*[tarcV(k)+tarcI(k)]/2
其中k是PCL扫描循环索引,yV是用于电压通道的EWMA滤波器输出,YVTH是用于电压通道的阈值,yI是电流通道的EWMA滤波器输出, YITH是用于电流通道的阈值,tarcV是用于电压通道的发弧时间(用于非累计的最新PLC扫描),及tarcI是用于电流通道的发弧时间(再次用于最新的PLC扫描)。扫描能量实际上是在它们从它们的标称(或EWMA已滤波)值脱离的电压曲线下的面积和在电流曲线下的面积的乘积。扫描能量计算中的时间因子是在两通道上可见的时间的平均。发弧能量是扫描能量的累计总和。若从最后扫描起只有电压发弧计数已改变,则检查有关在500μs中的边界的发弧时间。(此边界是硬编码在PLC中的)。若发弧时间低于边界值,则发弧等级2计数器被增加。若发弧时间大于或等于边界值,则发弧等级3计数器被增加。若只有电流发弧计数寄存器从最后PLC扫描起已改变,则发弧时间被检查及发弧等级4或发弧等级5计数器被增加,分别依据发弧时间是低于边界或大于或等于边界值而定。在图23给予五等级每一个的实体解释。在晶圆的末端重设发弧能量和所有五个发弧等级。
为了总结PLC程序如何运作,图24给予时序图,就一完整晶圆(晶圆1)和下一晶圆的开始(晶圆2),图示4步阶处理(相对于电源电压)。第一步阶具有缓和电平的电压,第二步阶是高电压步阶,第三步阶具有电力关断,及第四步阶具有三电力接通步阶中的最低电压。如感测器所计数的总处理时间是从第一步阶的开始到第四步阶的结束。需注意的是,在步阶1开始之前,晶圆1进入室中,并且在步阶4结束之后短时间存在室中。当电压从一电平过渡到下一电平时,PLC 60看见大的步阶变化(超过稳定频带),及使系统成为过渡模式,从逻辑真到假给出稳定标志。稳定标志维持假,及系统在过渡模式中,直到在新的稳定频带中电压稳定之后时间等于过渡保留延迟为止。此延迟的目的是(1)避免计数点火过渡当作稳定发弧,及(2)为了加速处理电压电平的追踪(其影响阈值电平多快追随该处理),使得一旦达成稳定,则阈值电压是在想要的电平。虽然未图示在图3、4、6,但是系统在上升和下降过渡之间有差异。ADU 50’如ADU使能位所示使能,ADU使能位在电压超过使能电平的所有时间都是高的。由电压发弧计数、发弧能量图示有限的一组数据,发弧等级1和发弧等级2描绘在该图的底部。在步阶1的中间,同时发生两电压和电流(未图示)通道上的发弧计数(在相同PLC扫描内),因此,电压发弧计数被图示成增加,如发弧等级1一般。对应的是,在每一(2)中的计算中发弧能量增加。在步阶2的中间,另一发弧事件发生,这个只在电压通道上。由于发弧时间(未图示)低于500μs,所 以事件寄存器当作发弧等级2事件。需注意自晶圆的开始起发弧计数如何成发弧计数的累计总和。当电源关掉一段重设延迟持续时间时,ADU重设变高且所有发弧事件相关变量重设。图24所示的重设的变量是发弧计数、发弧能量、发弧等级1、及发弧等级2。当晶圆2开始(如感测器所见到当作第一增加电压过渡一般)时,ADU重设回到逻辑假和ADU使能变成逻辑真。
最后,图25图示相对于处理电压的阈值的适应。在该图的开始,电压是关掉的(读数非常接近零),及是稳定阈值百分*EWMA滤波器输出的阈值亦非常接近零(由于ADU未使能,阈值当作ADU50’之处不计数发弧也没关系)。SUB及SLB在电压之上和之下,并且或许由稳定频带最小而非由稳定频带百分比所支配。当用于第一时间的电压增加时,系统进入上升过渡模式,应用过渡滤波系数和过渡阈值百分比。由于过渡滤波系数是较大的值,所以EWMA滤波器加权更多在PSIM信号的最近样本上,因此阈值快速上升以响应电压中的步阶变化。一旦电压稳定,阈值亦稳定在过渡阈值百分比所规定的电平中。在处理电压落在SUB及SLB内一段等于过渡保留延迟的时间周期,系统回复到稳定阈值百分比和稳定过渡系数应用的稳定模式。从过渡模式交换到稳定模式是由阈值百分比从稳定交换到过渡的阈值的跳跃所完成。在电压的第二上升过渡中见到类似前进。当电压下降到关断状态时,前进再次重复在下降过渡中,唯一的不同是在此周期所产生的任何过渡发弧计数和时间被写成日志当作下降过渡发弧事件统计的一部分。
在系统没有有关处理过渡何时发生的信息的独立性模式中,见到电压通道上的下降过渡发弧计数和时间是正常的。见到电流通道上的上升过渡发弧计数和时间亦是正常的。在两种情况中,信号突然在ADU50’寻找突然过渡的方向中移动。直到PLC 60(以30Hz)可赶上ADU 50’(30MHz)并且给予改变阈值的命令为止,ADU 50’将计数步阶变化当作发弧。因此,需要将数据分成稳定和过渡成分。
系统参数应被调整成发弧计数、发弧时间、发弧能量、发弧等级、处理过渡、点火时间、和处理时间数据(以及输出数据的剩余物,但是上述设定包含临界数据点)都被系统最佳化报告。目标是捕捉影响晶圆品质的“真正发弧”的数据。
包含在系统中的各种变量和参数以图式图解在图26。两最重要的变量是阈值和稳定标志。发弧计数、发弧时间、发弧能量、及发弧等级变量都 依据阈值。若阈值太接近工作电压或电流,则系统将报告假警报发弧事件。若阈值离工作电压或电流太远,则系统可能错过报告一些较短的微发弧事件。稳定标志以两方式影响阈值,经由阈值百分比的选择(稳定或过渡)及藉由调整EWMA滤波器的频宽,其输出直接馈入到阈值计算。
图26揭示逻辑的几个路径:功率和点火时间路径、ADU使能路径、阈值路径、处理时间路径、及稳定标志/发弧计数/发弧能量/发弧等级路径。每个路径的起点是从ADU(读自)寄存器所读取的一或多个值。每个路径的结束点将是一或多个值以写入到ADU(写入)寄存器或系统变量,统计式说明一或多个发弧事件。需注意的是在图26中,因为电流通道逻辑跟随与电压通道逻辑相同的结构和流动,所以被图示成缩写。此类似部分是由矩形虚线来界定。
在功率和点火时间路径中,用于主要电源PSIM(或从属)的电压和电流被组合以产生被计算的功率。接着被用于计算点火时间。在图26中以斜体字图示在每个变量的计算中所使用的参数。电流和电压二者都以校准常数和校准百分比乘上PSIM信号所产生。点火时间是当ADU使能变高直到所计算的功率上升的功率设定点的90%上的时间差的结果。校准常数和校准百分比被用于调整电流和电压。校准常数反映PSIM硬件,因此不应被改变,除非PSIM硬件被改变。若电流或电压需要微调以匹配来自诸如工具控制器等制造时的另一来源的数据,则只调整校准百分比。功率设定点应被调整成等于方法中的第一步骤的功率电平(以瓦特)。(可为方法中的每个步骤计算点火时间,然而,PLC程序将必须从此文件所说明的版本加以修正)。
ADU使能路径决定ADU何时积极寻找发弧。由使能电平和使能延迟参数控制之。当PSIM信号上升到使能电平之上时,PLC将命令ADU50’开始藉由设定控制寄存器中的使能位来寻找发弧。使能电平应在关掉状态读数之上并且在由PVD工具所操作的方法中的最低电压或电流电平之下(等效PSIM信号单位)。若想要在PSIM信号上升到使能电平上之后使ADU50’保持不活动达一段时间之久,则可增加使能延迟。实际上,使能电平条件(与稳定对过渡模式组合)是足够的,因此在PVD应用中,使能延迟将可能从不需要被调整。
在阈值路径中,PSIM信号被馈入到由稳定滤波系数或过渡滤波系数所支配的EWMA滤波器,如稳定标志的状态所决定的。滤波系数参数可从0 变化到100。高值增加滤波器的带宽,容许快速响应追踪步阶变化(不良的噪声射出)。当在稳态时,或在稳定模式期间,系统应被设定成具有阈值(记得阈值=阈值百分比*滤波器输出),其中与DC电源信号中的噪声耦合的阈值中的噪声将不产生假发弧计数。
然后将滤波器的输出馈入到以稳定频带百分比乘上滤波器输出的稳定上频带/稳定下频带(SUB/SLB)计算。若此乘积低于稳定频带最小参数,则稳定频带最小被加到滤波器输出和从滤波器输出减掉以分别产生SUB及SLB。不然,将乘积加到滤波器输出及从滤波器输出减掉以给出SUB及SLB。SUB及SLB然后被用在下一PLC扫描的开始以决定稳定标志是真还是假。稳定频带百分比应足够低到确保方法步骤之间的最小步阶变化能够使系统进入过渡模式,应足够高到可能存在的任何功率损耗事件不使系统在应是单一方法步骤的中间进入过渡模式。稳定频带百分比最初可从已知方法电压和电流概况来设定,但是必须藉由检验每个处理所操作的多个晶圆的数据以凭经验来验证。稳定频带最小应被设定成当系统在电力关掉状态时,稳定标志不在真和假之间来回改变。其可藉由观察关掉状态噪声和使所观察的变化成三倍来简单设定。
滤波器输出亦被馈入到阈值计算。稳定标志决定应用哪一模式,稳定还是过渡。然后,阈值是以稳定阈值百分比或过渡阈值百分比乘上滤波器输出。阈值是数据中的两最重要的变量其中之一。
经由稳定阈值百分比的阈值应在各种处理方法和功率设定点的稳态操作期间被上下调整以识别电源波纹,记得波纹将随着时间和室的改变而改变。稳定阈值百分比必须被设定成阈值在电源波纹之下,但是仍足够高到捕捉短持续时间发弧。提醒PSIM包含60kHz滤波器在其电路系统中(藉由设计以减轻电源开关噪声的影响),其时间常数是2.6μs。假定用于真发弧的电压过渡采用来自处理设定点到零大大小于1μs的电压,及假设发弧可由方波函数来表示(相对方向和相等的数值的两步阶变化),时间常数和稳定阈值百分比将决定可由系统检测到的最短的发弧。例如,在图5.4中,3μs的发弧相对于阈值被图示当作电源电压和频带限制PSIM信号。即使ADU接收的信号是频带限制的,发弧仍被计数当作在阈值之外的游逸。藉由比较,已被降至1μs的发弧不被具有60%稳定阈值百分比的ADU来计数。然而,若稳定阈值百分比被设定成80%时,应被计数当作发弧事件。
因此,稳定阈值百分比应被设定在ADU计数噪声当作发弧事件的电平之下,然而不是如此低到真正发弧事件的大百分比不能使PSIM信号横跨阈值。过渡阈值百分比应同样被设定,记得点火周期本质上是噪声,因此其值将可能低于稳定阈值百分比。过渡保留延迟可被用于延长或缩短过渡阈值百分比应用的期间的周期。
在处理时间路径中,唯一计算是处理时间本身。处理时间是从当PSIM信号超过使能电平到PSIM信号落在使能电平之下的时间,并且维持在之下达至少等于重设延迟的时间之久(需注意的是,当超过使得处理时间反映用于晶圆的第一ADU使能真条件和最后ADU使能真条件之间的差时从处理时间减掉重设延迟)。在PLC程序中可以另一装置指出晶圆处理已结束并且数据可被重设的信号取代系统的重设逻辑,藉以使重设延迟不需要。
最后,稳定标志/发弧计数/发弧能量/发弧等级路径包含最后的两参数,过渡保留延迟和发弧等级边界。稳定标志再次是两最重要系统变量的其中之一。若PSIM信号从前一PLC扫描落在SUB和SLB所定义的范围内,则其是真。不然,其是假并且维持假直到PSIM信号再次落在SUB-SLB范围内达过渡保留延迟时间周期之久。稳定标志影响EWMA滤波器、阈值、及发弧计数的到稳定、上升过渡、及下降过渡种类的贮藏(bin)。为了调整过渡保留延迟,在稳定标志是假的期间和紧接之后,调整其值和比较发弧计数数据的所有三种类。若在处理或步骤的一开始,紧接在稳定标志变成真之后规律地发生稳定发弧计数,则应增加过渡保留延迟。
尽管以图解和说明特定实施例,但是只要不明显违背本发明的精神可有许多修正,及所要保护的范畴仅是由附属的权利要求书的范畴所限定。