CN101420400B - 多载波系统物理层模式选择优化方法 - Google Patents

Abstract

一种多载波系统物理层模式选择优化方法，包括以下步骤：1)设定门限值σ_threshold ²；当即时信道频率选择性衰减σ_h(t) ²高于门限值时，相同数据传输率前提下的高调低码率组合方式G₂的链路性能高于低调高码率组合方式G₁；2)遍历信道，得信道的选择性衰减统计特性，计算低于σ_threshold ²的即时信道出现的概率p₁和高于σ_threshold ²的即时信道出现的概率p₂；3)若p₁＞p₂，则G₁被选择用做支持此数据传输率的模式；否则G₂被选择。本发明易于实现，没有增加硬件实现复杂度和对存储资源的消耗，提高了系统的吞吐量性能。

Description

多载波系统物理层模式选择优化方法

技术领域

本发明属于正交频分复用多载波技术领域，特别涉及多载波系统物理层模式选择方法。

背景技术

链路自适应是未来移动通信系统的关键技术之一，旨在满足系统服务质量(QoS)的前提下跟踪即时信道的变化自动地调整某些系统参数，提高频谱效率。对于物理层，链路自适应主要由自适应调制编码技术来体现，即根据反馈的信道质量指示(CQI)，在误包率性能满足前提下，选择能使系统吞吐量最大化的调制方式和码率。调制方式和码率的组合称为物理层模式。例如，组合(QPSK，1/2)表示调制方式是QPSK、码率为1/2，为一种物理层模式。

在第二代移动通信系统如欧洲的GSM是没有链路自适应这个概念的，系统是以能够在最差的通信场景下运行而设计。此时系统的频谱效率比较低，系统的通信能力没有得到有效利用。到了第三代移动通信系统特别是它的演进版本——高速下行分组接入(HSDPA)提出了自适应调制编码这项技术，旨在自动跟踪信道质量的变化选择合适的调制编码方式以充分利用系统的通信能力，提高频谱效率。

在超三代(B3G)无线通信系统中，发送端发送带有导频的信号，接收端根据导频信号来估计它所经历的信道质量情况，并将信道质量信息反馈给发送端。发送端根据反馈的信道质量信息来选择合适的物理层模式。对于链路级实现，如系统只经过AWGN信道，链路质量由接收信噪比可以描述。而对于系统级实现，不同的信道实现将导致不同的信道质量，需要一个有效信噪比来描述当前的链路质量，并且这个有效信噪比描述的链路质量要等效到AWGN信道。自适应调制编码实现技术需要AWGN信道下各种调制编码组合方式与有效信噪比之间的映射表，它可以通过统计仿真的方法得到。

链路的数据传输率可以用每符号传输信息比特数来衡量，它的计算公式是：

G＝m×R    (1)

其中，G表示每符号传输信息比特数；m表示调制阶数；R表示码率。

一种数据传输率可以有两种或两种以上的物理层模式来支持。例如，模式(QPSK，2/3)和(16QAM，1/3)的每符号传输信息比特数都是4/3，因此它们的数据传输率是相同的。类似的情况可以列成一个表，部分情况如下表示，

物理层模式	G
		(QPSK，3/4)，(16QAM，3/8)	1.5
(QPSK，5/6)，(16QAM，5/12)	5/3

(16QAM，1/2)，(64QAM，1/3)	2.0
		(16QAM，5/8)，(64QAM，5/12)	2.5
(16QAM，3/4)，(64QAM，1/2)	3.0
		(32QAM，4/5)，(64QAM，2/3)	4.0

表1

本发明中为方便随后的表述，对此表的每种数据传输率，将调制阶数优先调高以保持较低码率的组合方式记做G₂，将码率优先调高的组合方式G₁。

如前文所述的物理层模式切换实现方法，切换门限是在AWGN信道下通过统计仿真方法得到。同样地，通过统计仿真的方法，可以很容易地得到这样的结论：在平坦衰落信道如AWGN信道下，对表1列出的多种数据传输率，G₁表现出了比G₂更好的链路性能。这表明，在AWGN信道下，当可以提高数据传输率时，优先提高码率比提高调制阶数更加有效。因此在决定哪些组合应该被选作物理层模式时，似乎对支持每种数据传输率的调制编码组合，应该是G₁应该被选择。现行的多载波系统协议(如IEEE 802.16e^[1]，3GPP LTE^[2]，HIPERLAN/2，WLAN)等正是这样处理。

但是这样的结论是在信道为平坦衰落下得到的，此时的特征之一就是所有子载波受到的信道影响相同。而在实际的通信场景，信道应该是选择性衰落的，子载波在其中经历不同程度的衰减。前提发生了改变，结论也可能发生变化，G₂有可能表现出比G₁更好的链路性能。这样，多载波系统物理层的传输模式选择应该重新评估。

在B3G通信时代，能否提高频谱效率显得非常重要。链路自适应作为一项有效提高频谱效率的技术受到了广泛的关注和大量的研究。IEEE 802.11系列协议，IEEE 802.16系列协议，3G长期演进(3GPP LTE)协议都采用了自适应调制编码来提高频谱效率。大量的关于自适应调制编码技术的理论和应用性研究论文被发表出来。包括在实际的通信场景下如何计算CQI来实现自适应调制编码，如何有效的反馈CQI，信道估计误差和反馈时延对自适应调制编码方案性能的影响评估等等。有研究者提出，既然系统所采用的物理层模式主要由经历深衰落的子载波来决定，这样不如将经历深衰落的子载波去除，选用经历信道条件好的子载波来通信，如此可以采用更高频谱效率的调制编码方式来抵消子载波数目的减少，同样可以提高吞吐量，还能减少系统支持的物理层模式，达到优化系统的目的。但是这一思想的实现需要优化设置一个门限值以决定哪些子载波被丢弃，这将导致子载波分配算法很复杂、信令开销大。因此这种方法并未受到重视和应用。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种多载波系统物理层模式选择优化方法。其所依据的原理与背景技术中的提到的思想有部分一致：都要利用多载波系统在实际的通信场景下子载波将经历不同程度的衰减这一事实。但本发明是基于这一事实对实际通信场景下物理层模式的选择作优化：当实际信道满足一定条件时，优先保证译码器的解码能力，更有利于提高链路性能。

本发明采用如下技术方案：

一种多载波系统物理层模式选择优化方法，包括以下步骤：

1)设定门限值σ_threshold ²；当即时信道频率选择性衰减σ_h(t) ²高于门限值时，相同数据传输率前提下的高调低码率组合方式G₂的链路性能高于低调高码率组合方式G₁；

2)遍历信道，得信道的选择性衰减统计特性，计算低于σ_threshold ²的即时信道出现的概率p₁和高于σ_threshold ²的即时信道出现的概率p₂；

3)若p₁＞p₂，则G₁被选择用做支持此数据传输率的模式；否则G₂被选择。

其中，σ_h(t) ²的计算方法：

${\mathrm{\σ}}_{h\left(t\right)}^2=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|x_i|-|\stackrel{\‾}{x}\left|\right|}^2$

其中，x_i表示用户分配到的第i个子载波的信道响应；

表示用户分配到的子载波信道响应的数学期望。

其中，所述门限值σ_threshold ²的计算方法为，依σ_h(t) ²数值由小到大变化，选取一定数量的即时信道实现，比较同一即时信道下具有相同数据传输率的模式G₁与G₂的性能优劣；得到G₂优于G₁时的门限值σ_threshold ²。

其中，所述比较同一即时信道下具有相同数据传输率的模式G₁与G₂的性能优劣在离线状态下进行。

本发明还提供一种多载波系统物理层模式选择优化方法，在反馈链路的信令上增加一个表征信道衰减变化的标志位，并设定门限值σ_threshold ²；当即时信道频率选择性衰减σ_h(t) ²高于门限值时，相同数据传输率前提下的高调低码率组合方式G₂的链路性能高于低调高码率组合方式G₁；若即时信道表征信道频率选择性衰落特性的量 ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{inst}}^2\≥{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{threshold}}^2,$ 则设定标志位为1，G₂被选择；反之标志位为0，G₁被选择。

本发明易于实现，对系统的吞吐量性能有明显改善。

附图说明

图1至图5为G₂相对G1在误帧率为10e-1的性能增益图；

图6为TU信道频率选择性衰减统计特性图；

图7为AWGN信道下的误帧率性能图；

图8为AWGN信道下的吞吐量性能图；

图9为两个方案的链路吞吐量性能比较图。

具体实施方式

实施例一

一种多载波系统物理层模式选择优化方法，包括以下步骤：

1)设定门限值σ_threshold ²；当即时信道频率选择性衰减σ_h(t) ²高于门限值时，相同数据传输率前提下的高调低码率组合方式G₂的链路性能高于低调高码率组合方式G₁；对于多载波系统，频率选择性衰落信道与平坦衰落信道如AWGN信道之间的区别是：子载波过信道时所经历的衰减形式不一样。在频率选择性衰落信道下，G₂有可能表现出比G₁更好的链路的性能，这至少表明当频选性由无(零)变化严重到一定程度，优先保证译码器的解码能力将带来更好的链路性能，即G₂应被选择；

2)遍历信道，得信道的选择性衰减统计特性，计算低于σ_threshold ²的即时信道出现的概率p₁和高于σ_threshold ²的即时信道出现的概率p₂；

3)若p₁＞p₂，则G₁被选择用做支持此数据传输率的模式；否则G₂被选择。例如，若对支持相同数据传输率的组合，只当信道接近平坦衰落时G₁才表现出比G₂更好的链路性能，而这种情况在信道遍历时出现的概率非常小(如为5％)，这样可以认为G₂是更适合支持此种数据传输率的物理层模式。

其中σ_h(t) ²为表征频率选择性衰落信道子载波衰减特性的量是子载波信道响应的二阶中心矩，若σ_h(t) ²接近于0，则表示此时信道接近平坦衰落，σ_h(t) ²越大，表示信道的频率选择性衰落越严重，这时候降低码率以提高解码器的解码能力将有可能提高译码成功概率，G₂将可能表现出比G₁更好的链路性能。其计算方法为：

${\mathrm{\σ}}_{h\left(t\right)}^2=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|x_i|-|\stackrel{\‾}{x}\left|\right|}^2$

其中，x_i表示用户分配到的第i个子载波的信道响应；

表示用户分配到的子载波信道响应的数学期望。

其中，所述门限值σ_threshold ²的计算方法为，依σ_h(t) ²数值由小到大变化，选取一定数量的即时信道实现，比较同一即时信道下具有相同数据传输率的模式G₁与G₂的性能优劣；得到G₂优于G₁时的门限值σ_threshold ²。

其中，所述比较同一即时信道下具有相同数据传输率的模式G₁与G₂的性能优劣在离线状态下进行。

实施例二

一种多载波系统物理层模式选择优化方法，在反馈链路的信令上增加一个表征信道衰减变化的标志位，并设定门限值σ_threshold ²；当即时信道频率选择性衰减σ_h(t) ²高于门限值时，相同数据传输率前提下的高调低码率组合方式G₂的链路性能高于低调高码率组合方式G₁；若即时信道表征信道频率选择性衰落特性的量 ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{inst}}^2\≥{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{threshold}}^2,$ 则设定标志位为1，G₂被选择；反之标志位为0，G₁被选择。与实施例一相比，实施例二需要增加1位(bit)的信令开销；G₁与G₂的选择是实时在线的；系统支持的调制编码组合数量有所增加，复杂度增加。但性能更好。

其中σ_h(t) ²及σ_threshold ²的计算方法可采用与实施例一相同的方法。

实施例一、实施倒二中比较同一即时信道下具有相同数据传输率的模式G₁与G₂的性能优劣，可以通过相同误包率性能时的发射功率差异或者吞吐量进行比较。

这样做出的结论可以认为是定性的，为了得到更准确的结论，可以依定性得出的结论设定两组调制编码组合的集合，按照前面描述的系统级自适应调制编码实现方法，从系统吞吐量性能角度评估。

其中，通过吞吐量进行比较可采用以下方法实现：

假设系统里可供调度的数据子载波数为L，并假设可供选择的调制编码组合数量为C。将T个子载波组成一个最小的资源块(RB)，则共有N＝L/T个资源块。CQI的反馈方法可采用Top-Mindividual方法，具体可参见文献(3GPP，“Comparison of CQI feedback schemes and anumber of control bits”，R1-061815，Cannes，France，Jun.2006.3GPP，“CQI反馈方案和控制比特的比较”，R1-061815，加纳，法国，2006年1月)。每个最小资源块的有效信噪比计算采用平均信噪比的方法。

1)建立AWGN(加性高斯白噪声)信道下信噪比与调制编码组合方式满足误包率要求(BLER_target)的映射表；

2)接收端根据导频得到的信道质量信息计算最小资源块的有效信噪比，并进行排序，选出信道质量最好的M个资源块，将CQI反馈回发送端。其中CQI反馈回发送端时的预编码方法可采用文献(3GPP，“Comparison of CQI feedback schemes and a number of control bits”，R1-061815，Cannes，France，Jun.2006.3GPP，“CQI反馈方案和控制比特的比较”，R1-061815，加纳，法国，2006年1月)中提到的CQI预编码方法。这个反馈的信道质量信息包含了M个资源块以及它们相应的平均信噪比信息；

3)发送端首先按PF(比例公平)原则进行资源块的分配，用户可能分得M个资源块中的K(K＜＝M)个；

4)由K个资源块的有效信噪比计算各种调制编码组合的有效信噪比。由于系统级的链路自适应实现需要为每条链路计算有效信噪比，一般地可以采用EESM(指数有效信噪比映射)方法，也可以采用IEEE 802.16d/e推荐的平均信噪比作为有效信噪比反馈给发送端。EESM方法的计算公式如下：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{eff}}=-\mathrm{\β}\ln \left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-{\mathrm{\γ}}_k/\mathrm{\β}}\right)---\left(2\right)$

其中：

γ_k表示用户分配到的第k个子载波的符号信噪比；

γ_eff表示在AWGN信道下取得与γ_k表示的信道相同误帧率性能的有效信噪比；

β是为了将实际信道条件准确映射到AWGN信道下而需要修正的一个数值，它与码率、调制方式及数据分块大小有关。

这样应该有C个SINR(信号干扰噪声比)；此时公式(2)的γ_k表示分配到的第k个资源块的平均信噪比。

5)将步骤4)得到的C个SINR到步骤1)得到的映射表中查找对应的误包率BLER_c，若BLER_c＜＝BLER_target，则此种调制编码组合方式保留；

6)将步骤5)留下的调制编码组合方式按以下公式(3)计算吞吐量：

TH_i(γ)＝G*(1-BLER_i(γ))    (3)

最高的所对应调制编码组合即为下一次传输该用户使用的模式。

仿真平台是IEEE 802.16e OFDMA，评估过程和评估结论如下：

一、在即时信道实现下评估比较相同数据传输率的两种调制编码组合性能

随机产生某种信道模型的若干次(如1000次)即时信道实现，同时计算在这些即时信道实现下表征子载波衰减变化的统计量σ_h(t) ²。按σ_h(t) ²由小到大变化，选取对应这个数值的即时信道实现，在这个即时信道实现下仿真比较具有相同数据传输率的两种调制编码组合的性能。

对五种数据传输率的调制编码组合在一定量的即时信道实现下进行性能比较。这五种数据传输率及对应的调制编码方式组合如表二所示：

G	4/3	1.5	2.0	2.5	3.0
						调制编码组合	(QPSK，2/3)(16QAM，1/3)	(QPSK，3/4)(16QAM，3/8)	(16QAM，1/2)(64QAM，1/3)	(16QAM，5/8)(64QAM，5/12)	(16QAM，3/4)(64QAM，1/2)

表二

图1至图6中，横坐标表示用户分配到的子载波衰减变化幅度；纵坐标表示某一种数据传输率，高调低码率组合方式相对低调高码率组合方式在误帧率为10e-1的性能增益，若为负值，则表示前者的性能比后者差。其中，图1为(QPSK，2/3)与(16QAM，1/3)；图2为(QPSK，3/4)与(16QAM，3/8)；图3为(16QAM，1/2)与(64QAM，1/3)；图4为(16QAM，5/8)与(64QAM，5/12)；图5为(16QAM，3/4)与(64QAM，1/2)；图6为TU信道子载波衰减统计特性(子载波分配方式是PUSC)；

统计TU信道(GSM定义)的100,000次实现，100,000次是为了遍历信道。

结果表明，衰减变化幅度在0.1以下的占18.5％，其中0.08以下的占9.51％，0.06以下的占3.46％。这表明TU信道接近平坦衰落的情况出现概率很低。而[0.1 0.30)区间内子载波衰减变化幅度出现的概率是72.75％，大部分的信道实现衰减变化是位于这个范围。衰减变化大于0.30出现的概率是8.75％。

结合图1至图6可以得出以下结论：

1、(16QAM 1/3)在绝大多数TU信道的实现中表现出比(QPSK 2/3)差的性能；

2、(16QAM 3/8)在绝大多数TU信道的实现中表现出比(QPSK 3/4)好的性能；

3、(64QAM 1/3)在绝大多数TU信道的实现中表现出比(16QAM 1/2)差的性能；

4、(64QAM 5/12)在绝大多数TU信道的实现中表现出比(16QAM 5/8)好的性能；

5、(64QAM 1/2)在绝大多数TU信道的实现中表现出比(16QAM 3/4)好的性能。

在数据传输率4/3、1.5、2.0、2.5、3.0处，以下的调制编码组合应该分别被选择：

(QPSK 2/3)

(16QAM 3/8)

(16QAM 1/2)

(64QAM 5/12)

(64QAM 1/2)。

值得注意的是：G₂相对于G₁的性能增益并不是严格的与子载波衰减变化方差成线性关系。这可能是因为一个方差数值所表示的子载波衰减分布有很多种，它们并不是一一映射的关系。

这个结论与现有的多载波系统实现链路自适应技术所选用的调制编码组合方式不同的是：在数据传输率1.5，2.5和3.0处，用高调低码率的组合方式取代了原来的低调高码率的组合方式，即分别用(16QAM 3/8)，(64QAM 5/12)，(64QAM 1/2)分别取代了(QPSK，3/4)，(16QAM，5/8)，(16QAM，3/4)。在数据传输率4/3与2.0处，仍保留了现有技术的选择方案，即(QPSK，2/3)，(16QAM，1/2)。

根据上述结论，设定两组实现自适应调制编码时供选择的集合，如表三中的方案1和方案2；为了实现验证替代方案，增加调制编码组合方式的数量，在一处数据传输率可能提供两种调制编码组合方式支持，目的是能跟踪信道的频率选择性衰落，如表三中的方案3。方案1-3提供在自适应调制编码实现步骤4)的调制编码集合。

	1.0(比特/符号)	1.5(比特/符号)	2.0(比特/符号)	3.0(比特/符号)
					方案1	(QPSK，1/2)	(QPSK，3/4)	(16QAM，1/2)	(16QAM，3/4)
方案2	(QPSK，1/2)	(16QAM，3/8)	(16QAM，1/2)	(64QAM，1/2)
					方案3	(QPSK，1/2)	(QPSK，3/4)(16QAM，3/8)	(16QAM，1/2)	(16QAM，3/4)(64QAM，1/2)

表三

AWGN信道下信噪比和调制编码组合之间的映射关系通过统计仿真的方法得出，目标误帧率是10e-1。使用的数据子载波数是96。仿真结果如图7、图8所示。观察图7、图8可以得到表四：

方案-1	调制编码方式	(QPSK，1/2)	(QPSK，3/4)	(16QAM，1/2)	(16QAM，3/4)
						选用信噪比区间	[-，6.7]dB	[6.7，9.0]dB	[9.0，12.5]dB	[12.5，-]dB
	方案-2	调制编码方式	(QPSK，1/2)	(16QAM，3/8)	(16QAM，1/2)						(64QAM，1/2)
选用信噪比区间						[-，7.2]dB	[7.2，9.0]dB	[9.0，13.3]dB	[13.3，-]dB
		方案-3	调制编码方式	(QPSK，1/2)	(QPSK，3/4)(16QAM，3/8)					(16QAM，1/2)	(16QAM，3/4)(64QAM，1/2)
选用信噪比区间	[-，6.7]dB					[6.7，9.0]dB[7.2，9.0]dB	[9.0，12.5]dB	[12.5，-]dB[13.3，-]dB

表四、调制编码组合方式与信噪比之间的映射表，目标误帧率10e-1按自适应调制编码实现步骤2)至步骤6)搭建自适应调制编码仿真平台，载频为2.5GHz，带宽10MHz，子载波分配方式PUSC，移动速度3km/h，信道类型为GSM定义的TU信道，多径服从rayleigh分布。

链路自适应仿真结果如图9所示。由图可知，在将每比特信息能量(EbN0)提高到12dB以前，方案1与方案2在统计意义上表现出完全一致的性能。这是因为在每比特信息能量比较低时，两个方案在满足QoS条件下大部分即时信道都只能支持(QPSK，1/2)。随着每比特信息能量的提高，(16QAM，3/8)相对(QPSK，3/4)及(64QAM，1/2)相对(16QAM，3/4)更好的链路性能开始表现出来，其结果是链路吞吐量性能有了提高。方案3由于增加了调制编码组合方式的数量，能够实现与实际信道条件更有效的匹配，性能有改善，但改善有限。

本实施例从链路吞吐量的角度评估了在某些数据传输率处，高调低码率的组合方式表现出比低调高码率组合方式更好的链路性能；对一个用户而言，性能提高约为50kbits/s。

Claims (3)

1.一种多载波系统物理层模式选择优化方法，其特征在于包括以下步骤：

1)设定门限值

当即时信道频率选择性衰减

高于门限值时，相同数据传输率前提下的高调低码率组合方式G₂的链路性能高于低调高码率组合方式G₁；

2)遍历信道，得到信道的选择性衰减统计特性，计算低于

的即时信道出现的概率p₁和高于的即时信道出现的概率p₂；

3)若p₁＞p₂，则G₁被选择用做支持此数据传输率的模式；否则G₂被选择；所述

的计算方法：

${\mathrm{\σ}}_{h\left(t\right)}^2=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|x_i|-\stackrel{\‾}{\left|x\right|}|}^2$

其中，x_i表示用户分配到的第i个子载波的信道响应；

表示用户分配到的子载波信道响应的数学期望；

所述门限值

的计算方法为，依

数值由小到大变化，选取一定数量的即时信道实现，比较同一即时信道下具有相同数据传输率的模式G₁与G₂的性能优劣；得到G₂优于G₁时的门限值

2.根据权利要求1所述的多载波系统物理层模式选择优化方法，其特征在于：所述比较同一即时信道下具有相同数据传输率的模式G₁与G₂的性能优劣在离线状态下进行。

3.一种多载波系统物理层模式选择优化方法，其特征在于：在反馈链路的信令上增加一个表征信道衰减变化的标志位，并设定门限值

当即时信道频率选择性衰减

高于门限值时，相同数据传输率前提下的高调低码率组合方式G₂的链路性能高于低调高码率组合方式G₁；若即时信道表征信道频率选择性衰落特性的量则设定标志位为1，G₂被选择；反之标志位为0，G₁被选择；其中的计算方法：

${\mathrm{\σ}}_{h\left(t\right)}^2=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|x_i|-\stackrel{\‾}{\left|x\right|}|}^2$

其中，x_i表示用户分配到的第i个子载波的信道响应；

表示用户分配到的子载波信道响应的数学期望；所述门限值的计算方法为，依

数值由小到大变化，选取一定数量的即时信道实现，比较同一即时信道下具有相同数据传输率的模式G₁与G₂的性能优劣；得到G₂优于G₁时的门限值

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