CN101404543B - 一种m-dpsk信号解调器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种M-DPSK信号解调器，它包括：耦合器，将接收到的原始M-DPSK信号按1:1功率分成两路光信号；延时装置将两路光信号调制为相差一个码元周期的两路差分信号；干涉解调装置将接收到的两路差分信号进行空间离散生成M路空间离散光信号；光电探测装置将接收的M路空间离散光信号转换为电信号，输出到信号处理装置；信号处理装置进行信号强度比较确定差分信息和触发解调信号，输出m路解调信号，M＝2^m。本发明利用双光束空间干涉原理，实现了M-DPSK的差分相位信息空间离散化从而实现相位信息解调，其解调方式简单，降低接收机复杂度，同时具有结构紧凑、插入损耗低、频带宽、偏振不敏感、制作工艺简单和容差性好的优点。

Description

一种M-DPSK信号解调器

技术领域

本发明涉及一种高速光纤通信中接收机光信号的解调器，特别涉及对高阶M-DPSK(M-ary Differential Phase Shifting Key)信号解调装置。

背景技术

在实现40Gb/s及其以上的超高速光信号传输系统，基于差分相位调制原理的M-DPSK光调制信号有着较高的频谱利用率，而且在非线性效应、信道串扰、色散容限和PMD容限等方面的传输性能有所改善，因而成为高速光纤通信系统中调制格式发展重要方向，但目前接收机内复杂、成本高解调装置成为限制了其应用。在光纤通信系统接收机中，为了实现M-DPSK信号性能优良、结构简单、成本低的解调方案，科研工作者提出了很多方案。目前广泛使用的M-DPSK解调器是基于LiNbO₃波导的马赫-曾德延时干涉仪(MZI，Mach-Zechde interferometer)实现的(例如参见R.A.Griffin，A.C.Carter.Optical Differential Quadrature Phase-ShiftKey(oDQPSK)for High Capacity Optical Transmission.in Proc.OFC 2002，Anaheim，CA，2002.)由于MZI器件在本质上对周围环境特别是温度比较敏感，为了达到延时两臂相位差的精确控制，需要精确的温度控制来使MZI器件工作稳定，同时LiNbO₃等波导材料的高偏振相关特性也限制了其应用。

为了减小方案的复杂度，降低解调成本。基于失谐带通滤波器的解调方案被提出，一种是基于滤波器代替MZI器件透过率曲线主拱思想(可以参见Lyubomirsky and C.-C.Chien，Y.Wang，“Optical DQPSK Receiver WithEnhanced Dispersion Tolerance，”IEEE Photon.Technol.Lett.，vol.20，no.7，PP.511-513，APRIL.2008.)，另一种方案利用了光学微分思想实现相位信息解调4阶DQPSK信号(可以参见魏伦.先进光相移调制格式的产生、解调及特性研究：[硕士学位论文].武汉：华中科技大学光电子科学与工程学院，2008.)。相对于基于LiNbO₃波导的MZI器件方案，基于BPF的方案从结构上得到简化，但这两个方案接收端为直接探测判决，相对于MZI器件方案中平衡探测，接收机灵敏度下降，接收机光信号的功率变化引入很高的误码率。方案中解调器性能对失谐带通滤波器的失谐量和3dB带宽十分敏感，对器件的制作和控制都提出了很高的要求，且方案目前无法实现更高阶的M-DPSK的解调。

基于相干光检测是在ASK应用中发展起来的，需要在接收端引入本振光。基于2×490°器件的零差检测于2006年先后实现了DBPSK/DQPSK信号的解调，对平衡探测得到的信号在电域进行处理得到原始调制信号序列实现解调。(可以参见M.Seimetz and C.-M.Weinert，“Options，feasibility andavailability of 2×4 90°-hybrids for coherent optical systems，”J.Lightw.Technol.，vol.24，no.3，pp.1317-1322，Mar.2006.)。相干解调要求引入本振光，而且光域解调完成后需要大量的电域信号处理增加了接收机的复杂度和成本，不符合解调器发展应用的要求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供M-DPSK信号解调器，它结构简单并且可以实现多种阶数M-DPSK解调。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种基于空间干涉实现双光束差分相位信息空间离散化的M-DPSK信号解调器。其技术方案为：一种M-DPSK信号解调器，其特征在于，它包括：耦合器，用于接收前端传输系统输出的M-DPSK信号，将所述M-DPSK信号进行耦合分路，得到功率比为1∶1的相对原始信号相位变化为零的两路光信号输出到延时装置；所述延时装置，用于将所述两路光信号进行相对延时处理为相差一个码元周期延时的两路差分信号，输出到干涉解调装置；该延时装置可以采用集成波导器件，也可以采用光纤或空间延时方法实现。所述干涉解调装置包括一个空间干涉场，所述空间干涉场利用空间干涉法，将接收到的两路差分信号进行空间离散，生成M路空间离散光信号输出到光电探测和信号处理装置；所述光电探测和信号处理装置包括并行探测器阵列和信号处理装置，所述并行探测器阵列将接收的所述M路空间离散光信号转换为电信号，输出到信号处理装置；所述信号处理装置进行信号强度比较确定差分信息和触发解调信号，输出m路解调信号，M＝2^m。

作为优选的技术方案，所述延时装置包括两路传输波导，该两路传输波导之间存在长度差，该长度差使所述延时装置的两路光信号输出为相差一个码元周期延时的两路差分信号。

进一步优化的，所述耦合器、延时装置、干涉解调装置的输入输出波导均为单模波导。

作为又一优选方案，所述耦合器为3dB耦合器。该3dB耦合器的可以采用集成MMI器件，也可以采用分立光纤耦合器。

更进一步的，所述3dB耦合器的输入波导位于该3dB耦合器多模波导输入端的中心，输出波导位于该3dB耦合器多模波导侧边距离为±W1/4处。所述3dB耦合器、延时装置、干涉解调装置的输入输出波导均为单模波导。

再进一步优化的，所述干涉解调装置的两路输入光信号由输入端口j(j＝1，2)到输出端口i(i＝1，2，...，M)之间干涉叠加，所述两路输入光信号在传输过程中引入相对相位变化Δφ_i满足下列公式：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i={\mathrm{\φ}}_{1i}-{\mathrm{\φ}}_{2i}=2\mathrm{k\π}\±\frac{[i-(M/2+1)]\·\mathrm{\π}}{M/2}$

即：Δφ_i满足条件为Δφ_i+Δφ_mod(t)＝2kπ，其中k为整数。上式中，φ_1i为由输入端口j＝1输入的光信号在传输过程发生的相位变化，φ_2i为由输入端口j＝2输入的光信号在传输过程发生的相位变化。

本发明利用双光束空间干涉原理，实现了M-DPSK的差分相位信息空间离散化从而实现相位信息解调；在光电转换和信号处理中，利用对比电路检测得到强度极大值对应端口，信号处理器由端口位置确定差分相位从而实现解调，解调方式简单，降低接收机复杂度。同时具有结构紧凑、插入损耗低、频带宽、偏振不敏感、制作工艺简单和容差性好的优点，符合现代通信网络器件的灵活、小型、集成化的发展要求。

附图说明

图1：D8PSK信号解调器的结构示意图；

图2：干涉法实现M-DPSK差分相位信息空间离散化原理示意图；

图3：解调过程流程框图；

图4：单模脊波导结构示意图；

图5：延时装置的传输波导结构示意图；

图6：3dBMMI耦合器结构示意图；

图7：干涉解调装置的干涉解调示意图。

具体实施方式

如图1所示的M＝8的D8PSK信号解调器，包括光学方法解调部分1和信号采集处理部分2两部分。光学方法解调部分1的波导材料选取以Si为波导层，以SiO₂为限制层，设定输入信号波长λ为1550nm。原始D8PSK信号由D8PSK信号解调器输入端口input1注入，在输出端口output1，output2和output3可以得到初始调制数据流a，b，c。光学解调部分1包括三个组成部分：分别是3dBMMI耦合器M1；3dBMMI耦合器M1的输入端P11接收输入端口input1注入D8PSK原始信号，将所述D8PSK原始信号进行耦合分路，得到功率比为1∶1的相对原始信号相位变化为零的两路光信号，通过输出端P12、P13输出到延时装置DL1；延时装置DL1包括两条具有延时时间差为一个码元周期的光纤L1、L2，光纤L1、L2的两臂差为ΔL＝L1-L2，可以引入延时时间为Δt＝n·ΔL/c，其中n为波导折射率，c为真空光速；延时装置DL1的输出端口P14、P15将两路差分光信号送入干涉解调装置M2，干涉解调装置M2包括一个空间干涉场，空间干涉场利用空间干涉法，将接收到的两路差分信号进行空间离散，生成P16～P23共8路的空间离散光信号输出到信号采集处理部分2。信号采集处理部分2包括光电探测和信号处理装置。其中，光电探测装置包括M＝8个光电探测器阵列PD1～PD8构成了光电转换器件，干涉解调装置M2的输出端口P16～P23分别对应PD1～PD8探测器阵列的输入端，检测时刻t对应的P16～P23解调器输出端口的光信号强度，光电探测器阵列PD1～PD8进行光电转换后的输出信号送入信号处理装置；信号处理装置包括信号对比电路和电信号触发电路，进行8个解调输出端口信号强度对比，找到极大值，然后触发得到最终解调信号a，b，c，解调信号a，b，c分别通过解调信号输出端口output1，output2和output3输出。

下面以D8PSK信号为例说明，说明本发明的M-DPSK信号解调器的理论依据：

输入信号E_in即D8PSK信号的归一化表达式可以表示为：

其中，P_s为激光光源功率；ω_s为光载波角频率；

为光源初始相位；

为激光器的相位噪声；调制信号的差分编码相位信息由

表示。对于D8PSK调制的差分相位

为m×(π/4)或者π/4+m×(π/4)，m∈{0，1，2，3，4，5，6，7}。由调制产生D8PSK信号原理得到，Δφ_8-mod(t)∈{0，π/2，π/2，3π/4，π，5π/4，3π/2，7π/4}对应于8种比特组合，8种比特组合形式由调制器的编码决定，表一给出了一种常见的编码与差分相位的对应关系：

表一一种常见的D8PSK信号调制编码规则

对应于图1的3dBMMI耦合器M1，M1两输出端口P12和P13功率分配为1∶1，M1的输入输出光场的相位关系为：

${\mathrm{\φ}}_{s1}=\frac{\mathrm{\π}}{2}(s-1)(2-s)$ s＝1，2                      (2.2)

其中，φ_s1(s＝1，2，分别对应于端口P12，P13)为输出端口P12和P13相对输入端口P11的相对相移。

3dB耦合器M1的传输矩阵T1可以写为：

$T_1=0.5\·\left[\begin{array}{c}{e}^{{\mathrm{j\φ}}_{11}}\\ e^{{\mathrm{j\φ}}_{12}}\end{array}\right]=0.5\·\left[\begin{array}{c}1\\ 1\end{array}\right]---\left(2.3\right)$

式(2.3)中，φ₁₁，φ₁₂对应于式(2.2)中s＝1，2。

对应于图1中的延时装置DL1的传输矩阵D可以表示为：

$D=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& e^{-\mathrm{j\ωT}}\end{array}\right]---\left(2.4\right)$

其中，ω为光信号的调制角频率；T为光信号码元周期。

延时装置DL1的输出端口P14和P15的光信号E_out1可以表示为：

$E_{\mathrm{out}1}=D\·T_1\·E_{\mathrm{in}}$

$=0.5\·\left[\begin{array}{c}{E}_{D8\mathrm{PSK}}\left(t\right)\\ E_{D8\mathrm{PSK}}\left(t\right)\·e^{-\mathrm{j\ωT}}\end{array}\right]---\left(2.5\right)$

$=\left[\begin{array}{c}E\left(t\right)\\ E(t-T)\end{array}\right]$

其中，E_in为输入的D8PSK信号对应于式(2.1)即E_D8PSK(t)。为了方便后面的计算，把E_out1输出的两路信号用E(t)和E(t-T)表示。

对应于图1中所示干涉解调部分M2，M2的传输矩阵T2可以表示为：

$T_2=A\·\left[\begin{array}{cc}{e}^{{\mathrm{j\φ}}_{11}}& e^{{\mathrm{j\φ}}_{21}}\\ e^{{\mathrm{j\φ}}_{12}}& e^{{\mathrm{j\φ}}_{22}}\\ e^{{\mathrm{j\φ}}_{13}}& e^{{\mathrm{j\φ}}_{23}}\\ e^{{\mathrm{j\φ}}_{14}}& e^{{\mathrm{j\φ}}_{24}}\\ e^{{\mathrm{j\φ}}_{15}}& e^{{\mathrm{j\φ}}_{25}}\\ e^{{\mathrm{j\φ}}_{16}}& e^{{\mathrm{j\φ}}_{26}}\\ e^{{\mathrm{j\φ}}_{17}}& e^{{\mathrm{j\φ}}_{27}}\\ e^{{\mathrm{j\φ}}_{18}}& e^{{\mathrm{j\φ}}_{28}}\end{array}\right]---\left(2.6\right)$

其中，φ_ji为在输入波导P_j(j＝1，2，分别对应于输入端口P14，P15)输入光信号在输出波导P_i(i＝1～8，对应于输出端口P16～P23)输出光信号由于传输而引入相位变化。A为M2引入的功率分配比例常数。

M2的输入为延时装置的输出E_out1，可得到M2的输出端口P16～P23的光信号E_out为：

E_out＝T₂·E_out1               (2.7)

将式(2.5)，(2.6)代入式(2.7)得到：

$E_{\mathrm{out}}=\left[\begin{array}{c}{E}_1\\ E_2\\ E_3\\ E_4\\ E_5\\ E_6\\ E_7\\ E_8\end{array}\right]=A\·\left[\begin{array}{c}E\left(t\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_{11}}+E(t-T)e^{{\mathrm{j\φ}}_{21}}\\ E\left(t\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_{12}}+E(t-T)e^{{\mathrm{j\φ}}_{22}}\\ E\left(t\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_{13}}+E(t-T)e^{{\mathrm{j\φ}}_{23}}\\ E\left(t\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_{14}}+E(t-T)e^{{\mathrm{j\φ}}_{24}}\\ E\left(t\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_{15}}+E(t-T)e^{{\mathrm{j\φ}}_{25}}\\ E\left(t\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_{16}}+E(t-T)e^{{\mathrm{j\φ}}_{26}}\\ E\left(t\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_{17}}+E(t-T)e^{{\mathrm{j\φ}}_{27}}\\ E\left(t\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_{18}}+E(t-T)e^{j{\mathrm{\φ}}_{28}}\end{array}\right]---\left(2.8\right)$

其中，E₁～E₈表示M2的8个输出端口P16～P23的输出光信号。

由式(2.8)中M2输出光信号E_out，E₁～E₈可以用E_i(i＝1～8)表示，对应于M2的第i输出端口的光信号。将式(2.1)和式(2.5)代入式(2.8)，E_i可以表示为

E_i＝A′·{exp[j(φ_8-DPSK(t)+φ_1i)+exp[j(φ_8-DPSK(t)+φ_2i)}·exp(jφ₀)     (2.9)

其中，输出端口光信号Ei的归一化幅度和相位信息分别由A′和φ₀表示。

电信号处理部分2接收M2输出的8路光信号E₁～E₈，实现光电转换，在t时刻光电检测器PDi(i＝1～8，对应于PD1～PD8)的输出电流I_i(t)可以表示为

I_i(t)＝R·|E_i|²＝R·A′²·{1+cos[(φ_8-DPSK(t)-φ_8-DPSK(t-T))+(φ_2i-φ_1i)]}     (2.10)

式中，R为探测器的光电转换效率；φ_8-DPSK(t)-φ_8-DPSK(t-T)为t时刻D8PSK信号差分相位值Δφ_8-mod(t)；φ_2i-φ_1i为M2的两路输入信号在第i个端口输出传输过程中引入的相位差。

在t时刻，M2的8个输出端口之一为干涉极大值点，有最大的输出功率。假设第i个端口为干涉极大值点，结合表一给出的D8PSK信号差分相位Δφ_8-mod(t)，则M2中输入信号在传输过程中引入相位φ_1i，φ_2i之间有如下关系成立：

${\mathrm{\φ}}_{2i}-{\mathrm{\φ}}_{1i}=\frac{(i-5)\·\mathrm{\π}}{4}---\left(2.11\right)$

其中，φ_1i为由输入端口P14输入的光信号在输出端口P_i(i＝1～8对应于端口P16～P23)输出过程引入的相位变化，φ_2i为由输入端口P15输入的光信号在输出端口P_i(i＝1～8对应于端口P16～P23)输出过程引入的相位变化。上式(2.11)是干涉解调部分M2结构设计的出发点。

在t时刻，8个输出端口得到的式(2.10)中的电信号强度I_i不同，通过比较器得到该时刻唯一的干涉同级强度极大值以及其对应的输出端口P_i。由解调输出端口位置P_i参照发射机原始编码规则，即可得到调制电信号序列abc，从而实现D8PSK信号的解调。

以表二给出的调制编码方式为例，给出解调位置P_i，差分相位Δφ_mod(t)，发射机调制信号序列abc之间关系如表二所示。

表二D8PSK解调过程中码元相位差和对应编码

对于更高阶的M-DPSK信号均可类比于上述描述，找到不同差分相位对应相位补偿空间位置即可。

如图2所示的差分相位信息空间离散化的原理图，M-DPSK信号解调器接收传输系统的M-DPSK信号，通过3dB耦合器分路，分路的两路信号分别经历L1和L2传输，波导长度差ΔL＝L1-L2使两路信号产生一个码元周期T的延时，得到信号E(t)和E(t-T)。由于E(t)和E(t-T)在时域上存在着变化着的相位差Δφ(t)，Δφ(t)由发射机调制方式决定。将E(t)和E(t-T)作为两个新的光源，设置光源间纵向间隔为d，由空间干涉的原理，两束光长度为D的空间内发生干涉，干涉加强点的位置会因两束光之间初始相位差Δφ(t)的变化而在接收屏S上产生空间位置变化，也即实现差分相位信息的空间离散化。通过检测干涉加强点位置变化情况，即可得到Δφ(t)在时间上的变化规律，结合调制端调制编码规则，即可实现了M-DPSK的解调。

如图3所示的是M-DPSK解调器利用空间干涉实现解调的流程图，其过程包括：步骤1：注入的原始光信号经3dB MMI耦合器实现双光束分路，然后步骤2：延时线对两相同信号的一路延时一个码元周期，步骤3：两束具有多种差分相位信息的干涉光在干涉解调装置的干涉解调空间内干涉实现差分相位信息空间离散化到M个输出窗口，步骤4：信号处理部分完成极大值位置确定并触发调制信号序列。由空间干涉理论知双光束干涉的极大值的点随干涉光初始相位差变化在空间上改变位置，干涉实现了相位信息到空间位置上幅度信息的转换(PM to Space-AM)，检测得到的不同极大值点对应着不同的差分相位信息，从而实现M-DPSK信号的解调。

如图4所示的单模脊波导结构示意图，图1中的3db耦合器M1、延时装置DL1、干涉解调装置M2的输入输出均为单模脊波导。R.A.Soref给出的SOI的单模条件

和h/H≥0.5。如图4所示，h，H分别为光波导的内外脊高，w为波导宽度。I区为波导层，对应折射率为n1；II区为衬底，对应折射率为n2；III区为包层，折射率n3。满足单模条件下参数可取为：内脊高H为5μm，外脊高h为2.5μm，单模波导宽W为4μm。

如图5所示的延时装置的两路传输波导结构示意图，其波导横向参数设计参照图4。由延时原理延时线波导DL1，两臂差为ΔL＝L1-L2，可以引入延时时间为Δt＝n·ΔL/c，其中n为波导折射率，c为真空光速。对于40Gb/s的D8PSK信号，码元周期T为75ps，也即要求Δt＝T＝75ps。如图5所示，ΔL＝4R(Θ-sin(Θ))+Δ1，其中R为延时线弧形波导曲率半径，Θ为弧形波导对应圆心角，Δ1为M1输出端口P12，P13之间纵向间距与M2输入端口P14，P15之间间距的差值。

图6为的3dBMMI耦合器结构示意图。本发明中设计了基于自镜像效应的多模干涉型3dB耦合器，具有频带宽、制作工艺简单、输出功率均衡和光功率损耗低等特点。在图6中，该光功率分配器由一个宽为W的单模输入波导，一个宽为W1、长为L1的矩形多模波导和两个宽为w的单模输出波导组成。三个单模波导部分的设计参照图4，内脊高H为5μm，外脊高h为2.5μm，单模波导宽w为4μm。MMI多模波导的宽度可取为40μm，脊波导刻蚀深度为2.5μm。MMI波导宽度W1取为40μm，为了实现1×2的光功率分配，MMI波导长度可取L1为1800μm。输入波导对应于图4P11端口，位于MMI输入端中心即B＝20μm，以激励出MMI中对称模式。输出波导设计在与多模波导侧边距离为±W1/4处，对应于图6中b为10μm。

图7给出了干涉解调装置的一种空间干涉场结构尺寸设计示意图，利用该空间干涉场可以得到具有不同相位差双光束干涉所得到的极大值点的空间位置，也即确定干涉场的输入输出波导的空间位置。仍以D8PSK信号为例阐述原理。目的于寻找同级极大值对应点位置，由极值点定义要求得到器件结构参数要求为两光束在波导内引入相位差Δφ_i+Δφ_mod＝0(Δφ_mod(t)＝φ_mod(t)-φ_mod(t-T)，t时刻差分相位)，是设计的出发点。在本设计中输入端P81和P82端口作为信号输入端对应于图1的P14和P15，输出端口P801～P808分别对应于图1的P16～P23。该干涉解调波导结构由两个宽为W的单模输入波导，一个如图结构的平板波导波导和八个宽为W的单模输出波导组成，输出端口处制作成倒锥形如图7所示。十个单模波导部分的设计参照图4，内脊高H为5μm，外脊高h为2.5μm，单模波导宽W为4μm。在图7中，给出了干涉解调波导的输入输出端口相对位置关系。输入端口P81和P82在以C′为圆心，以CC′＝R为半径的圆弧Ar1上。输出端口P801～P808位于以CC′为直径的圆弧Ar2上。令n_s为平板波导的有效折射率。设取Ar1上的任意两点A，A′作为入射点，AC′＝A′C′＝R，A，A′入射两束的信号光经平板波导到达干涉输出阵列波导端面Ar2，B_i为第i个输出端口位置，两束入射信号的到达B_i点经历传输距离分别为AB_i＝L，A′B_i＝L′，光程分别为n_s×L和n_s×L′，从而得到经过波导传输得到的两光束光程差为：Δs_i＝n_s(L-L′)。在B_i点输出，两入射信号在解调波导器件引入光程差可以表示为：

Δs_i＝n_sΔL_i＝n_sdρ_i/R                           (2.11)

波导内引入的相位差为：

Δφ_i＝kΔs_i＝2πΔs_i/λ＝2πn_sdρ_i/Rλ          (2.12)

由(2.12)得到第i阶接收波导位置参数：

ρ_i＝RλΔφ_i/2πn_sd                             (2.13)

其中，n_s：波导有效折射率；d：两入射波导的端面距离，近似为AA′；R：罗兰圆半经对应于中CC′线段长度；ρ_i：第i个接收波导的位置参数即C′B_i；λ为光载波波长。此时，Δφ_i满足条件Δφ_i+Δφ_mod(t)＝0(Δφ_mod(t)∈{0，π/2，3π/4，π，-3π/4或5π/4，-π/2或3π/2，-π/4或7π/4})。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (6)

1.一种M-DPSK信号解调器，其特征在于，它包括：

耦合器，用于接收前端传输系统输出的M-DPSK信号，将所述M-DPSK信号进行耦合分路，得到功率比为1∶1的相对原始信号相位变化为零的两路光信号输出到延时装置；

所述延时装置，用于将所述两路光信号进行相对延时处理为相差一个码元周期延时的两路差分信号，输出到干涉解调装置；

所述干涉解调装置包括一个空间干涉场，所述空间干涉场利用空间干涉法，将接收到的两路差分信号进行空间离散，生成M路空间离散光信号输出到光电探测和信号处理装置；

所述光电探测和信号处理装置包括并行探测器阵列和信号处理装置，所述并行探测器阵列将接收的所述M路空间离散光信号转换为电信号，输出到信号处理装置；所述信号处理装置进行信号强度比较确定差分信息和触发解调信号，输出m路解调信号，M＝2^m；所述M、m分别为自然数。

2.如权利要求1所述的M-DPSK信号解调器，其特征在于：所述延时装置包括两路传输波导，该两路传输波导之间存在长度差，该长度差使所述延时装置的两路光信号输出为相差一个码元周期延时的两路差分信号。

3.如权利要求2所述的M-DPSK信号解调器，其特征在于：所述耦合器、延时装置、干涉解调装置的输入输出波导均为单模波导。

4.如权利要求1所述的M-DPSK信号解调器，其特征在于，所述耦合器为3dB耦合器。

5.如权利要求4所述的M-DPSK信号解调器，其特征在于，所述3dB耦合器的输入波导位于该3dB耦合器多模波导输入端的中心，输出波导位于该3dB耦合器多模波导侧边距离为±W1/4处，所述W1为所述3dB耦合器多模波导的宽度。

6.如权利要求1所述的M-DPSK信号解调器，其特征在于，所述干涉解调装置的两路输入光信号由输入端口j(j＝1，2)到输出端口i(i＝1，2，…，M)之间干涉叠加，所述两路输入光信号在传输过程中引入相对相位变化Δφ_i满足下列公式：

${\mathrm{\Δ\φ}}_i={\mathrm{\φ}}_{1i}-{\mathrm{\φ}}_{2i}=2\mathrm{k\π}\±\frac{[i-(M/2+1)]\·\mathrm{\π}}{M/2}$

即：Δφ_i满足条件为Δφ_i+Δφ_mod(t)＝2kπ，其中k为整数，Δφ_mod(t)为t时刻差分相位；当M＝8时，Δφ_mod(t)∈{0，π/2，3π/4，π，-3π/4或5π/4，-π/2或3π/2，-π/4或7π/4}，上式中，φ_1i为由输入端口j＝1输入的光信号在传输过程发生的相位变化，φ_2i为由输入端口j＝2输入的光信号在传输过程发生的相位变化。

Images