CN101378254B

CN101378254B - 高速开关管浮动栅极驱动电路

Info

Publication number: CN101378254B
Application number: CN2007100768389A
Authority: CN
Inventors: 卫强
Original assignee: SHENZHEN MERIDIANS SCIENCE AND TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: SHENZHEN MERIDIANS SCIENCE AND TECHNOLOGY Co Ltd
Priority date: 2007-08-31
Filing date: 2007-08-31
Publication date: 2010-11-24
Anticipated expiration: 2027-08-31
Also published as: CN101378254A

Abstract

本发明涉及一种高速开关管浮动栅极驱动电路，为解决现有开关管浮动栅极驱动电路所存在的占空比受限等技术问题，本发明中，以MOSFET的源极或IGBT的发射极作为浮地，把驱动信号通过高速光耦处理为基于浮地的驱动信号；由开关信号驱动的高频变压器提供浮动电源，再经整流滤波电路给上升沿调整及信号放大电路供电，同时还经稳压电路给光耦电路供电。上升沿调整及信号放大电路可输出一个基于浮地且上升沿速度可调整的浮动驱动信号。本发明实现了一种占空比可以长期达到100％的浮动栅极驱动电路，其开关管驱动信号上升速度在驱动电路内部可调，其浮动栅极驱动电路的信号地与浮动地之间压差可提高到2500V，且电路成本低，便于广泛应用。

Description

高速开关管浮动栅极驱动电路

技术领域

本发明涉及高速开关管浮动栅极驱动电路，更具体地说，涉及使用光耦的高速开关管浮动栅极驱动电路，可用于开关电源、D类音频放大器等领域。所述开关管可以是MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(绝缘栅双极晶体管)。

背景技术

在开关电源、D类音频放大器等领域，经常会遇到N沟道MOSFET或IGBT开关管需要浮动栅极驱动的场合，下面以MOSFET为例进行说明。由于这些场合MOSFET的源极电平通常为一个复杂波形，而MOSFET的导通条件是栅极和源极之间提供一个稳定电压，因此这种场合的MOSFET栅极就需要实现浮动驱动。根据不同的应用场合，此驱动信号频率范围可以从近似直流一直到数百KHz，且占空比变化范围很宽，这使得MOSFET浮动栅极驱动成为电路设计的一大难点。

一、自举电容式浮动栅极驱动电路

现有的浮动栅极驱动以自举电容式电路应用最为广泛。其原理如图1所示。图中PowerVCC是开关电路工作的主电源，Vgs是栅极驱动的电源，其电压应该可使MOSFET可靠导通，电压范围通常在10～20V。Q1和Q2是主MOSFET，他们交替导通给负载提供一个大功率开关驱动信号。SW1和SW2为栅极驱动电路的示意。根据MOSFET导通条件，当栅极G与源极S之间电压为Vgs时，MOSFET即可导通。

图1中当Q2导通时，Q2漏极D接地，此时Vgs通过D1对C1充电，使C1电压达到Vgs值。当控制逻辑使SW1导通时，C1两端电压加在Q1的G、S之间，使Q1导通，由于C1电压不会突变，此时即使Q1的S端电压已经升高到主电源电压PowerVCC，C1仍然使Q1的G、S端维持导通电压Vgs，保持Q1导通。当Q1关断，Q2再次导通时，C1再次充电，以补充Q1导通时损失的电荷。

图中的D2/R1和D3/R2用于调整驱动MOSFET波形的上升沿斜率，当驱动信号为高电平时，R1/R2串联在通路中，由MOSFET的栅极电容的作用，使上升斜率减缓；当驱动信号为低电平时，R1/R2被D2/D3旁路，使下降沿保持较高斜率。这使MOSFET开启速度减缓，以减少因MOSFET过快开启而带来的开关损耗。

这种自举电容式浮动栅极驱动电路具有以下缺点：

(1).这种驱动电路的基本原理是用电容C1存储的电荷驱动高端MOSFET(Q1)，要确保Q1能导通必须保证C1电荷能够得到及时补充，表现在电路中就是Q1、Q2必须交替导通，且Q2导通的时间足以满足C1充电的要求。而在D类音频功放等一些PWM(脉宽调制)电路中往往会出现占空比需要为100％的场合，比如在D类音频放大器中，当输出信号出现削波失真时，占空比会达到100％，而且可能持续数十毫秒。这时C1较长时间无法充电，其电压会迅速随着放电而降低，从而无法维持Q1继续导通。为了避免发生此问题，工程师通常会使用限制最大占空比的方法，使占空比不超过某个值(比如95％)，使C1得以持续充电。而这种做法使电源的电压利用率降低，并增加了最大占空比时的开关损耗，导致电路性能下降。

(2).在实际应用中往往需要减缓MOSFET的开启速度，以降低开关损耗。通常的做法是在MOSFET的栅极加入并联的电阻和二极管，如图1中的D2/R1和D3/R2，使MOSFET的开启速度慢于关闭速度。而驱动电路本身的输出上升沿速度并不能通过其内部调整。在多个MOSFET并联使用的场合，每个MOSFET必须有单独的开启速度调整电路，增加了电路的复杂程度。

(3).当图1中PowerVcc电压很高时，二极管D1以及构成SW1的晶体管会承受很高的反向电压，而栅极驱动电路又往往要求速度很快。高耐压和高速度的要求对现有的半导体工艺提出了很大的挑战，因而这类电路很难应用在驱动电路与MOSFET工作电压差超过1000V的场合。

(4).图1所示方案通常都由专用集成电路实现(以IR公司的IR21xx系列为主)，使工程师较难根据实际应用情况对电路做出针对调整。

二、脉冲变压器耦合式浮动栅极驱动电路

应用脉冲变压器的栅极驱动电路通过变压器把驱动信号耦合到MOSFET的栅极，实现浮动驱动，其原理如图2所示。T1为高端MOSFET Q1栅极驱动变压器，T1初级由控制逻辑控制SW1的开关，使T1初级产生交变电压，T1次级耦合到此信号后驱动Q1。

由于这种驱动电路使用变压器耦合，栅极驱动的工作频率、电压幅度和占空比都会受到变压器磁性材料性能的限制。这使得其工作线性区很窄，只能应用于特定频率、特定幅度、占空比变化较小的场合，无法适应大部分浮动栅极驱动电路的要求。而且，为了调整MOSFET驱动的上升沿速度，存在与自举电容式浮动栅极驱动电路同样的缺点。

为便于描述，前面仅以MOSFET为例进行了说明，事实上针对IGBT的浮动栅极驱动电路也存在同样的问题。

发明内容

针对现有技术的上述缺陷，本发明要解决现有开关管浮动栅极驱动电路所存在的占空比受限等技术问题。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种高速开关管浮动栅极驱动电路，包括开关管，其中以所述开关管的源极或发射极作为浮地，还包括：光耦电路(304)，用于将原始驱动信号(302)处理为基于所述浮地的驱动信号(F_DRV)；上升沿调整及信号放大电路(307)，其输入端与所述光耦电路的输出端连接，输出端与所述开关管的栅极(G)连接，用于对所述浮地驱动信号进行上升沿调整及信号放大电路处理；电源电路，分别为所述光耦电路提供基于所述浮地的第一工作电源(F5V)、为所述上升沿调整及信号放大电路提供基于所述浮地的第二工作电源(F12V)。

本发明中，所述光耦电路的正输入端接所述原始驱动信号，负输入端接地，正输出端输出所述浮地驱动信号，负输出端则接所述浮地；所述浮地驱动信号须经上拉电阻R5接所述第一工作电源(F5V)

在本发明的所述上升沿调整及信号放大电路中，所述浮地驱动信号经抗饱和电路接三极管Q7的基极；所述三极管Q7的集电极连接至三极管Q5的基极，还经电阻R7接所述第二工作电源(F12V)，并经电阻R11连接至三极管Q8的基极；所述三极管Q7的发射极、三极管Q8集电极接所述浮地；所述三极管Q5的发射极接三极管Q8发射极，并经电阻R9与所述开关管的栅极(G)连接。其中，所述抗饱和电路中可包括电阻R8、电容C2、电阻R10；所述电阻R8的一端接所述浮地驱动信号，另一端经所述电容C2接所述三极管Q7的基极；所述电阻R10与所述电容C2并联。所述电阻R7最好为可调电阻。

本发明的所述电源电路中包括高频变压器(303)、整流滤波电路、以及稳压电路；所述整流滤波电路及稳压电路的接地端均接所述浮地；所述高频变压器初级的一端接高频开关信号，另一端接地；所述高频变压器次级的一端接所述整流滤波电路的输入端，另一端接所述浮地；所述整流滤波电路的输出端为所述上升沿调整及信号放大电路提供第二工作电源(F12V)，并与所述稳压电路的输入端连接；所述稳压电路的输出端为所述光耦电路提供第一工作电源(F5V)。

由于采取了上述技术方案，本发明具有以下优点：

(1).实现了一种占空比可以长期达到100％的浮动栅极驱动电路。

(2).实现了开关管驱动信号上升速度在驱动电路内部可调。

(3).可以使浮动栅极驱动电路的信号地与浮动地之间压差提高到2500V。

(4).增加了电路设计灵活性，避免了选择专用集成电路所带来的限制。

(5).电路成本低，便于广泛应用。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是现有自举电容式浮动栅极驱动电路的原理图；

图2是现有脉冲变压器耦合式浮动栅极驱动电路的原理图；

图3是本发明浮动栅极驱动电路的原理图；

图4是本发明一个优选实施例中浮动栅极驱动电路的电路图。

具体实施方式

在下面的描述中，仍以MOSFET为例进行说明。本发明原理框图如图3所示。其工作的基本原理是，以MOSFET的源极(S)作为浮地，把驱动信号302通过高速光耦处理为基于所述浮地的驱动信号；由开关信号301驱动的高频变压器303提供浮动电源，其参考地同样为此浮地；浮动电源经整流滤波305处理后，给上升沿调整及信号放大电路307供电，同时还经稳压电路306给光耦304供电。上升沿调整及信号放大电路307即可输出一个基于所述浮地且上升沿速度可调整的浮动驱动信号。图3中虚线框内的各电路均以MOSFET308的源极S为浮地。

其中，光耦D可选用6N137，这是一款10M速率的高速光耦，其延时和上升、下降时间均小于50nS，可以满足直流到10MHz的信号传递。

高频变压器303由开关信号301驱动，在次级产生基于浮地的方波信号，此方波经整流/滤波/稳压电路305处理后给光耦304和上升沿调整及信号放大电路307提供浮动电源。

上升沿调整及信号放大电路307可以调整上升沿斜率，同时放大光耦304输出的信号，使其达到驱动MOSFET308的要求。

由图3可以看出，变压器303和光耦304可耐受的最大隔离电压决定了浮地与信号输入地允许的最大电压差。由于光耦304的隔离电压为2500V，变压器303的绕组间耐压也可以达到2500V，因此这种电路可以应用在浮地与信号地电压差不超过2500V的场合。

图4所示为本发明一个优选实施例的电路图，Q6和Q9构成一个典型的半桥式开关电路，本发明用于驱动高端MOSFET管Q6。其中，虚线右侧各电路的F_GND连接视为浮地，也就是均与MOSFET管Q6的源极S连接，其电位与被驱动MOSFET的源极S相同。变压器T2为锰锌铁氧体磁芯的小型高频变压器，其初级与次级匝数比为1：1，其初级12V_SW信号是一个高电平为+12V，低电平为-12V，频率为30KHz的方波信号。T2的次级以F_GND为接地点，其输出经D6整流，C3滤波后形成浮动12V电源，此浮动12V电源经7805稳压集成电路U3产生浮动5V电源。

MOSFET的原始驱动信号PWM经电阻R6后驱动光耦U2，在U2的第6脚得到参考电位为F_GND的驱动信号F_DRV，电阻R5为此信号上拉电阻。此信号经电阻R8、电容C2、电阻R10网络后驱动三极管Q7。电阻R8、电容C2、电阻R10网络为三极管Q7的抗饱和电路，可以提高Q7的开关速度，避免Q7输出信号产生时延。当F_DRV为高电平时，Q7导通，Q8基极经R11下拉至F_GND，Q8导通，Q8发射极的G_OUT被拉低至F_GND，Q6关断；当F_DRV网络为低电平时，Q7截止，Q5基极经R7上拉，Q5导通，G_OUT输出为F12V高电平。

由于MOSFET的栅极呈现容性负载，因此G_OUT网络输出的电流大小就决定了其电压变化的速度。当F_DRV为低电平，Q7截止时，Q5通过R7上拉基极导通，其输出给G_OUT的集电极电流等于基极电流乘以Q5的放大倍数。由于三极管放大倍数是定值，也就是说基极电流的大小决定了Q5输出电流的大小，从而决定了G_OUT电压的上升速度。而Q5的基极电流大小与R7成反比，因此通过调整R7即可调整G_OUT的上升沿速度。当F_DRV网络为高电平时，Q8基极经R11下拉至F_GND，而R11取值很小，使Q8基极电流远大于Q5基极电流，从而使G_OUT迅速拉低，实现被驱动MOSFET Q6的迅速关断。

为便于描述，前面仅以MOSFET为例进行了说明，事实上前述原理和具体实施电路同样可用于IGBT的浮动栅极驱动电路。由于IGBT既具有MOSFET器件驱动简单和快速的优点，又具有双极型器件容量大的优点，因而在现代电力电子技术中得到了越来越广泛的应用。而且，IGBT与MOSFET对于驱动电路的要求基本相同，且高速IGBT技术日益成熟，而此本发明完全可以应用在IGBT的驱动电路中。具体实施时，IGBT的栅极G对应MOSFET的栅极G，IGBT的发射极E(或称源极S)对应MOSFET的源极S，IGBT的集电极C(或称漏极D)则对应MOSFET的漏极D。

与图1和图2所示的方案相比，本实施例中的电路具有以下优点：

(1).占空比可以达到100％；

(2).使用了光耦对电压进行隔离；

(3).开关管驱动信号的上升速度在驱动电路内部可调；

(4).光耦和驱动电路均采用浮动供电方式；

(5).可以适应浮地与信号地电压高达2500V的浮动栅极驱动电路。

Claims

1.一种高速开关管浮动栅极驱动电路，包括开关管，其特征在于，其中以开关管的源极或发射极作为浮地，还包括：

光耦电路(304)，用于将原始驱动信号(302)处理为基于所述浮地的驱动信号(F_DRV)；

上升沿调整及信号放大电路(307)，其输入端与所述光耦电路的输出端连接，输出端与所述开关管的栅极(G)连接，用于对所述浮地驱动信号进行上升沿调整及信号放大电路处理；

电源电路，分别向所述光耦电路输出基于所述浮地的第一工作电源(F5V)、向所述上升沿调整及信号放大电路输出基于所述浮地的第二工作电源(F12V)；

在所述上升沿调整及信号放大电路中，所述浮地驱动信号经抗饱和电路接三极管Q7的基极；所述三极管Q7的集电极连接至三极管Q5的基极，还经电阻R7接所述第二工作电源(F12V)，并经电阻R11连接至三极管Q8的基极；所述三极管Q7的发射极、三极管Q8集电极接所述浮地；所述三极管Q5的发射极接三极管Q8发射极，并经电阻R9与所述开关管的栅极(G)连接；所述三极管Q5的集电极接所述第二工作电源(F12V)。

2.根据权利要求1所述的高速开关管浮动栅极驱动电路，其特征在于，所述光耦电路的正输入端接所述原始驱动信号，负输入端接地，正输出端输出所述浮地驱动信号，负输出端则接所述浮地。

3.根据权利要求2所述的高速开关管浮动栅极驱动电路，其特征在于，所述浮地驱动信号经上拉电阻R5接所述第一工作电源(F5V)

4.根据权利要求1所述的高速开关管浮动栅极驱动电路，其特征在于，所述抗饱和电路中包括电阻R8、电容C2、电阻R10；所述电阻R8的一端接所述浮地驱动信号，另一端经所述电容C2接所述三极管Q7的基极；所述电阻R10与所述电容C2并联。

5.根据权利要求4所述的高速开关管浮动栅极驱动电路，其特征在于，所述电阻R7为可调电阻。

6.根据权利要求1-5中任一项所述的高速开关管浮动栅极驱动电路，其特征在于，

所述电源电路中包括高频变压器(303)、整流滤波电路(305)、以及稳压电路(306)；

所述整流滤波电路及稳压电路的接地端均接所述浮地；

所述高频变压器初级的一端接高频开关信号，另一端接地；

所述高频变压器次级的一端接所述整流滤波电路的输入端，另一端接所述浮地；

所述整流滤波电路的输出端向所述上升沿调整及信号放大电路输出第二工作电源(F12V)，并与所述稳压电路的输入端连接；

所述稳压电路的输出端向所述光耦电路输出第一工作电源(F5V)。

7.根据权利要求1-5中任一项所述的高速开关管浮动栅极驱动电路，其特征在于，所述开关管为MOSFET，其中以MOSFET的源极作为浮地。

8.根据权利要求1-5中任一项所述的高速开关管浮动栅极驱动电路，其特征在于，所述开关管为IGBT，其中以IGBT的发射极作为浮地。