CN101365609A - 信号处理系统和方法 - Google Patents

Abstract

时变信号施加到至少一个线圈(14)，该线圈(14)与车辆(12)的至少一部分磁性通信，该车辆(12)的至少一部分受到响应于碰撞的变形的影响。与至少一个线圈(14)串联的传感电阻(RS)提供检测响应于其上电压的穿过其的电流。该电流(iL)响应于影响至少一个线圈所产生的磁场的磁性条件，其响应于磁路的磁阻，至少一个线圈(14)与该磁路进行磁路通信，并且响应于在邻近导电元件中的相关的涡流，其响应于由至少一个线圈(14)产生的磁场。

Description

信号处理系统和方法

相关申请的交叉引用

本申请是于2006年9月11日申请的美国申请序列号No.11/530,492(“申请′492”)的连续申请。申请′492是于2004年9月20日申请的美国申请序列号No.10/946,174的延续部分，后者要求于2003年9月19日申请的在先的美国临时申请序列号No.60/504,581的权益。申请′492也是于2004年12月21日申请的美国申请序列号No.10/905,219的延续部分，后者要求于2003年12月21日申请的在先的美国临时申请序列号No.60/481,821的权益。申请′492也是于2006年7月29日申请的美国申请序列号No.11/460,982的延续部分，后者要求于2005年7月29日申请的在先的美国临时申请序列号No.60/595,718的权益。申请′492要求于2006年2月2日申请的在先的美国临时申请序列号No.60/766,633的权益。本申请也要求于2005年12月13日申请的美国临时申请序列号No.60/750,122的权益。以上每个所述的申请的作为参考资料整体结合于此。

附图的简要说明

在伴随的附图中：

图1举例说明在车辆中的磁性碰撞传感器(magnetic crash sensor)的简略方框图；

图2举例说明车辆处于无扰的状态中的磁性碰撞传感器的第一方面的第一实施例；

图3举例说明车辆响应于碰撞而处于扰动状态中的磁性碰撞传感器的第一方面的第一实施例；

图4举例说明车辆处于无扰的状态中的磁性碰撞传感器的第二方面；

图5举例说明车辆响应于碰撞而处于扰动状态中的磁性碰撞传感器的第二方面；

图6举例说明车辆的门中的磁性碰撞传感器的第一方面的第二实施例，示出该门的一个侧视截面；

图7举例说明车辆的门中的磁性碰撞传感器的第一方面的第二实施例，示出该门的一个顶视截面；

图8举例说明磁性碰撞传感器的第一方面的第三实施例和磁性碰撞传感器的第二方面的第二实施例；

图9举例说明车辆的门中的磁性碰撞传感器的第一方面的第四实施例，示出该门的一个侧视截面；

图10举例说明车辆的门中的磁性碰撞传感器的第一方面的第四实施例，示出该门的一个顶视截面；

图11a和11b举例说明按照该磁性传感器的第一方面的线圈的第二实施例；

图12举例说明按照该磁性传感器的第一方面的线圈的第三实施例；

图13举例说明按照该磁性传感器的第一方面的线圈的第四实施例的侧视图；

图14a和14b举例说明按照该磁性传感器的第一方面的线圈的第五实施例；

图15a和15b举例说明按照该磁性传感器的第一方面的线圈的第六实施例；

图16举例说明按照该磁性传感器的第一方面的线圈的的第七实施例的侧视图；

图17a和17b举例说明按照该磁性传感器的第一方面的线圈的第个实施例；

图18举例说明车辆中的磁性碰撞传感系统的第三方面的简略方框图；

图19举例说明来自在图18中举例说明的第三方面的若干线圈的详细视图，并且举例说明若干线圈实施例；

图20举例说明用于围绕着门枢(door hinge)的线圈的各种位置；

图21举例说明被安装以便提供感测门打开条件的线圈；

图22举例说明密封的线圈组件；

图23举例说明结合有可透磁的核芯(magnetically permeable core)的线圈组件的一部分；

图24举例说明适宜于以紧固件安装的线圈组件的一部分；

图25举例说明适宜于以紧固件安装的线圈组件的一部分，进一步包括可透磁的核芯；

图26a和26b举例说明在各种铁磁性元件中相关磁场和轴向磁场；

图27举例说明环形螺旋状线圈；

图28举例说明环形螺旋状线圈组件；

图29举例说明涡流传感器(eddy current sensor)的工作；

图30举例说明涡流传感器检测目标中裂缝的工作；

图31举例说明使用图30中举例说明的响应于各种深度的裂缝的涡流传感器而检测到的复数阻抗(complex impedance)；

图32举例说明用于测量复数阻抗的麦克斯韦-维恩(Maxwell-Wien)电桥；

图33举例说明近似于导电元件的磁性碰撞传感器的线圈；

图34举例说明来自在图33中举例说明的线圈的信号的各种成分；

图35举例说明与磁性传感器有关的信号调节电路(signalconditioning circuit)的第一方面的简略方框图；

图36举例说明信号调节电路的第一实施例，该信号调节电路对线圈的自阻抗起反应提供产生一个或多个测量；

图37举例说明信号调节电路的第二实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图38举例说明信号调节电路的第三实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图39举例说明信号调节电路的第四实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图40举例说明信号调节电路的第五实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图41举例说明信号调节电路的第六实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图42举例说明信号调节电路的第七实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图43举例说明信号调节电路的第八实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图44举例说明信号调节电路的第九实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图45举例说明信号调节电路的第十实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图46举例说明信号调节电路的第十一实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图47举例说明被结合进图46所举例说明的信号调节电路的第十一实施例中的sigma-delta转换器的方框图；

图48a-d举例说明用于各种相应的DC输入电压的在图47中举例说明的sigma-delta转换器的各种输出；

图49举例说明被结合进图46中所举例说明的信号调节电路的第十一实施例中的抽取器(decimator)的方框图，该抽取器包括低通同步滤波器、与sigma-delta转换器有关的抽取滤波器、以及混合器；

图50举例说明按照在图46中举例说明的信号调节电路的第十一实施例的sigma-delta模拟-数字转换器的工作；

图51举例说明可以被结合进信号调节电路中的各种特征的实施例；

图52举例说明连接到线圈的电缆的等效电路模型；

图53举例说明可以与模拟-数字转换器相关联的各种特征的各种实施例；

图54举例说明信号调节电路的第十二实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图55举例说明信号调节电路的第十三实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图56举例说明信号调节电路的第十四实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图57举例说明陷波滤波器的增益响应；

图58a-c举例说明陷波滤波器的各种实施例；

图59举例说明信号调节电路的第十五实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图60举例说明分别彼此相互覆盖(overlaid)的低通滤波器和高通陷波滤波器的增益响应；

图61举例说明信号调节电路的第十六实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图62举例说明信号调节电路的第十七实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图63举例说明信号调节电路的第十八实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图64举例说明信号调节电路的第十九实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图65举例说明信号调节电路的第二十实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图66举例说明信号调节电路的第二十一实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图67举例说明信号调节电路的第二十二实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图68举例说明信号调节电路的第二十三实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图69a举例说明信号调节电路的第二方面的第一实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图69b举例说明在图69a中举例说明的线圈的模型；

图69c举例说明在图69a中举例说明的信号调节电路的第二方面的操作；

图70a-c举例说明按照在图69a中举例说明的信号调节电路的第二方面的单极脉冲发生器的各种实施例；

图71举例说明信号调节电路的第二方面的第二实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图72举例说明按照在图71中举例说明的信号调节电路的第二方面的第二实施例的脉冲序列；

图73举例说明信号调节电路的第二方面的第三实施例，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图74a-e举例说明与在图73中举例说明的信号调节电路的第二方面的第三实施例有关的各种波形；

图75a举例说明信号调节电路的第三方面，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图75b举例说明被结合进图75a所举例说明的信号调节电路的第三方面中的回转器(gyrator)的等效电路；

图76a举例说明信号调节电路的第四方面，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图76b举例说明通过图76a所举例说明的线圈的电流的频率相关性(frequency dependency)；

图77举例说明信号调节电路的第五方面，该信号调节电路提供产生响应于线圈的自阻抗的一个或多个测量；

图78举例说明用于产生在图77中举例说明的信号调节电路的第五方面中所使用的半正弦波形的过程，和用于产生在其中所使用的极性控制信号的过程的流程图；

图79举例说明车辆的横截面，该车辆结合了在车辆的相对侧面上的安全限制致动器，以及与该车辆的相对门相关的相关磁性碰撞传感器的相关线圈，其中相关碰撞传感系统相互配合以减轻电磁噪声的影响；

图80举例说明用于控制图79中所举例说明的实施例的安全限制致动器的致动，以及用于减轻在相关磁性碰撞传感器上的电磁噪声的影响的过程的流程图；

图81举例说明适用于减轻在相关磁性碰撞传感器上的电磁噪声的影响的磁性碰撞传感系统的方框图；

图82举例说明用于产生信号的电路，该信号是在相应的不同振荡频率上的多个单独信号的组合；

图83举例说明用于检测来自图81所举例说明的磁性碰撞传感系统的，与单独且不同的振荡频率有关的信号，并且用于响应于其而控制相关安全限制致动器的致动，同时减轻在相关磁性碰撞传感器上的电磁噪声的影响的过程的流程图；

图84举例说明图83所举例说明的过程的子过程的流程图，其中该子过程提供确定来自图81所举例说明的磁性碰撞传感系统的哪个信号表示碰撞；

图85举例说明图84所举例说明的过程的子过程的第一实施例的流程图，其中该子过程的第一实施例提供表决(voting)，以及响应于其而控制相关安全限制致动器的致动，以便提供减轻在相关磁性碰撞传感器上的电磁噪声的影响；以及

图86举例说明图84所举例说明的过程的子过程的第二实施例的流程图，其中该子过程的第二实施例提供响应于任何表示碰撞但不表示电磁噪声的信号而控制相关安全限制致动器的致动，以便提供减轻在相关磁性碰撞传感器上的电磁噪声的影响。

实施例的描述

参考图1和2，磁性碰撞传感器10.1的第一方面的第一实施例被结合进车辆12中，并且包括至少一个可操作地与车辆12的第一部分16相关联的第一线圈14，和导电元件18，该导电元件18也可操作地与该车辆12的邻近第二部分20相关联，或者与其的至少一部分相关联。例如，磁性碰撞传感器10.1的第一方面的第一实施例适用于感测正面的碰撞，其中车辆12的第一部分16被示例为包括前横梁22，至少一个第一线圈14被设置在紧邻其的中央部分，例如，安装于其上，并且该车辆12的第二部分20被示例为包括前保险杠24。至少一个第一线圈14是导电的，并且适宜于响应于由第一线圈激励器28所施加的电流而产生第一磁场26，例如，响应于由第一振荡器30所产生的第一振荡信号。至少一个第一线圈14的磁轴32朝向车辆12的第二部分20，例如，大体上沿着用于图1所举例说明的实施例的车辆12的纵轴，以使得第一磁场26与可操作地与其相关联的导电元件18相互作用，从而导致按照楞次定律而在其中产生涡流34。该导电元件18包括例如薄金属板，薄膜或者涂层，包括相对高导电性的顺磁性或者反磁性材料，例如，铝或者铜，并且该导电元件18例如可以是该车辆12的第二部分20的一体性部分。例如，该导电元件18可以被喷涂在前保险杠24的后表面上。第一振荡器30的频率被调整，以使得由至少一个第一线圈14所产生的相应的振荡第一磁场26提供在导电元件18中产生相关涡流34，并且通过车辆12的铁磁性元件，例如前横梁22而被磁性地传导。

该磁性碰撞传感器10.1进一步包括至少一个磁性传感器36，其被设置为与至少一个第一线圈14分离，并且其适用于对由至少一个第一线圈14所产生的第一磁场26进行响应，而且对由涡流34响应于该第一磁场26而在导电元件18中产生的第二磁场38进行响应。例如，至少一个磁性传感器36的感测轴(sensitive axis)大体上朝向与至少一个第一线圈14的磁轴32相同的方向。例如，如在图1中举例说明的，该至少一个磁性传感器36包括设置在紧邻于前横梁22的各远侧部分的前侧的第一36.1和第二36.2磁性传感器，以便对第一26和第二38磁场进行响应。该磁性传感器36响应于磁场而产生一个信号，并且其可以以各种方法实现，例如，包括但不限于线圈、霍尔效应传感器，或者巨磁电阻(GMR)传感器。第一36.1和第二36.2磁性传感器可操作地耦合到相应的第一40.1和第二40.2信号调节器/预处理器电路，该第一和第二信号调节器/预处理器电路例如对来自第一36.1和第二36.2磁性传感器的相关信号提供前置放大、滤波、同步解调以及模拟到数字转换，例如，如在美国专利号No.6,777,927中描述的，该专利作为参考资料而结合于此。第一40.1和第二40.2信号调节器/预处理器电路中的每一个可操作地耦合到处理器42，该处理器42处理来自于其的信号，从而提供辨别碰撞，并且控制相关安全限制致动器44，例如，可操作地耦合于其的正面气囊充气机(frontal air bag inflator)或者安全带预张紧器(seat belt pretensioner)。

参考图3，响应于与具有足够能量以使导电元件18变形的冲击目标46的碰撞，导电元件18相对于至少一个第一线圈14和磁性传感器36的形状或者位置的改变导致在第一36.1和第二36.2磁性传感器所接收的磁场中的变化，从而检测到该变化，并且结果信号被信号调节器/预处理器电路40.1、40.2进行预处理。来自于其的信号是由处理器42中的碰撞感测算法处理的，例如，通过与一个阈值或者与基准信号或者波形相比较，并且如果因此检测到碰撞，例如，足够严重程度的碰撞，则该处理器42提供响应于其而激活安全限制致动器44，或者提供响应于来自第二碰撞传感器的第二确定信号来对其进行激活。

该磁性碰撞传感器10.1的第一方面提供监视车辆的前面部分，诸如汽车保险杠的形状和位置，以便对于很大能量的冲击提供早期报警。该磁性碰撞传感器10.1还可以提供一个信号，从该信号中可以识别与行人的碰撞，并且可能地将与行人的碰撞和与其他低质量或非固定物体的碰撞区分开来。例如，响应于第一36.1或者第二36.2磁性传感器的信号可用于激活行人保护设备；激活可预先设置的车载乘客限制设备(例如，机械安全带预张紧器)；或者向正面碰撞检测算法告警碰撞将要开始，其中，例如，正面碰撞检测算法可以调节响应于其的一个或多个阈值。来自该磁性传感器36的信号的动态幅值提供碰撞严重程度的测量。

该磁性碰撞传感器10.1的第一方面对于感测对该车辆12的元件的碰撞是有用的，该车辆12的元件是非结构性的，或者是易于响应于碰撞而发生变形的。元件中的变化引起相关磁场的相关影响，其中导电元件18与该元件可操作地相关联或者是其的至少一部分。这个影响以光速发生。此外，作为取决于加速计(accelerometer)或者磁致伸缩传感器(magnetostrictive sensor)的碰撞传感系统的情形，在碰撞元件，(即，导电元件18)和相关传感系统(即，该至少一个第一线圈14和磁性传感器36)之间的直接结构接触是不需要的，因为该磁性碰撞传感器10.1的第一方面响应于在与其相关的磁场所覆盖的区域的几何形状方面的变化，其包括在导电元件18和相关的至少一个第一线圈14以及磁性传感器36之间的空间。如果这些元件被设置以使得响应于碰撞而增大或减小相关磁路中的非磁性材料缝隙，则该磁性碰撞传感器10.1的第一方面的响应会被改善，从而影响相关磁路的整体磁阻，并且因此，影响由磁性传感器36感测的结果信号。

该磁性碰撞传感器10.1的第一方面适合用于检测对该车辆12的非铁元元件的碰撞。例如，对于是不良导体的元件，可操作地与其相关联的导电元件18提供检测其的变形。作为另一个例子，对于是良导体的元件，例如，铝保险杠或者主体底板，这些元件固有地包括磁性碰撞传感器10.1的导电元件18。

按照该磁性碰撞传感器10.1的第一方面，还可以按照磁性碰撞传感器10.1的第一方面向导电元件18增加含铁元件，例如，钢制的保险杠，虽然为了使第二磁场38的影响支配含铁的元件内磁场的影响，在含铁的元件(钢制的保险杠)的内部上的相关导电元件18将需要足够的厚度，或者足够的导电性，以防止最初传送的第一磁场26穿透到在导电元件18的另一侧上的钢制品，由此在导电元件18中的涡流34将在某个穿透进入导电元件18的深度上完全地消除磁场。例如，对于超导的导电元件18，第一磁场26不会穿透进入导电元件18。虽然第一磁场26的穿透深度随着导电元件18的导电性的降低而增加，但铝或者铜导电元件18不需要非常地厚(例如，2.5mm或者更少)，以便基本上获得这个效果。从使用涡流用于非破坏性试验的技术中，磁场穿透进入导电元件的穿透深度是已知的，例如，如可以在http://joe.buckley.net/papers上从因特网获得的技术论文eddyc.pdf中所描述的，该技术论文作为参考资料结合于此。通常地，如果该导电元件18的厚度在该磁场频率上超过大约三个(3)标准穿透深度，那么基本上将没有磁场会穿过它。

可选地，在铁磁性元件的情况下，例如，钢制的保险杠，磁性碰撞传感器可以被构造为如上文所描述的，除了无需单独的导电元件18之外，即，与本身导电的铁磁性元件相隔开。因此，第一磁场26将经由该车辆12的这个铁磁性元件第二部分20、该车辆12的第一部分16和在该车辆12的第一部分16和第二20部分之间的相关空气间隙48而传导，这个铁磁性元件第二部分20是磁路的一部分，该磁路进一步包括至少一个第一线圈14。按照这个方面，该磁性传感器36将对由该车辆12的铁磁性第一部分16的变形或者位移所引起的，以及由相关空气间隙48的结果性改变所引起的磁路的磁阻方面的变化进行响应。

参考图1和4，被结合进车辆12中的磁性碰撞传感器10.2的第二个方面包括可操作地与该车辆12的第三部分52相关联的至少一个第二线圈50，其中第三部分52可以紧邻于以上描述的第一部分16，或者在另一个位置上。例如，磁性碰撞传感器10.2的第二个方面也被示例为适用于感测正面碰撞，其中该车辆12的第三部分52被示例为包括前横梁22，第二线圈50被设置为紧邻于其的中央部分，例如，被设置在围绕着前横梁22。第二线圈50是导电的，并且适宜于响应于第二线圈激励器56所施加的电流，例如，响应于由第二振荡器58产生的第二振荡信号而产生第三磁场54。例如，第二振荡器58可以与第一振荡器30相同或者不同，并且在后者的情形下，可以工作在不同的频率上，或者可以产生与第一振荡器30相同类型或者不同类型的波形，例如，与正弦波相对的方波。在一个实施例中，至少一个第二线圈50与以上描述的至少一个第一线圈14是相同的。在另一个实施例中，单独的至少一个第二线圈50的磁轴60基本上朝向沿着车辆12的第三部分52的铁磁性元件，如在图1中举例说明的，以使得在车辆12的第三部分52的铁磁性元件内引起第三磁场54。在又一个实施例中，至少一个第二线圈50相对于至少一个第一线圈14放置在后面。第二振荡器58的频率被调节以使得由至少一个第二线圈50产生的相应的振荡第三磁场54通过该车辆12的结构元件，例如，该车辆12的钢架的正向部分而磁性地传导。

该磁性碰撞传感器10.2进一步包括至少一个磁性传感器62，其被设置与至少一个第二线圈50相分离，并且其适用于对由至少一个第二线圈50产生的第三磁场54进行响应，并且其通过该车辆12的框架64而传导。例如，如在图1中举例说明的，至少一个磁性传感器62包括围绕左66.1框架横杆和右66.2框架横杆的相应的前部而设置的第三62.1和第四62.2磁性传感器。在另一个实施例中，该磁性碰撞传感器10.2的第二方面的磁性传感器62与该磁性碰撞传感器10.1的第一方面的磁性传感器36是相同的。该磁性传感器62响应于磁场而产生一个信号，并且该磁性传感器62可以以各种方法实施，例如，包括但不限于，线圈、霍尔效应传感器，或者巨磁电阻(GMR)传感器。例如，该磁性传感器62的线圈可以围绕该框架64的部分缠绕，或者磁性传感器62(即，线圈、霍尔效应传感器、GMR传感器或者其它类型的磁性传感器)被设置在该车辆12的框架64的开口内或者框架64上。第三62.1和第四62.2磁性传感器被可操作地耦合到相应的第一40.1和第二40.2信号调节器/预处理器电路，例如，该第一和第二信号调节器/预处理器电路提供对来自第三62.1和第四62.2磁性传感器的相关信号进行前置放大、滤波、同步解调以及模拟到数字转换，例如，如在美国专利号No.6,777,927中描述的，该专利作为参考资料结合于此。

该第三磁场54通过磁路68而传导，该磁路68包括以上描述的该车辆12的框架64的元件，并且其可以进一步包括主体或者传动链(powertrain)的元件，或者其它相关的结构元件，特别是包括铁磁材料的元件。如果相关的磁路68包括一个或多个包含非磁性材料的缝隙70，则该磁性碰撞传感器10.2的第二方面的响应可以被增强，响应于碰撞的该缝隙的间隔将被磁性碰撞传感器10.2感测到，从而响应于该碰撞而调整该磁路68的相关磁阻。例如，一个或多个缝隙70可以包括结构上的非铁材料，诸如，该车辆12的框架64的铝或者结构塑料(structural plastic)，其适用于响应于碰撞而被压缩或者被拉伸，导致该磁路68的相关磁阻相应地被降低或者提高。

该磁性碰撞传感器10.2的第二方面提供监视响应于碰撞而对该车辆12的结构的损坏，包括相关非弹性变形的实际上的量。参考图5，响应于与具有足够能量以使车辆12的框架64发生变形的碰撞物体46的碰撞，对相关元件的几何形状的相关变化进行响应的相关磁路68的磁阻的相关变化导致了在第三62.1和第四62.2磁性传感器所感测的磁场中的相关变化，该变化从而被检测，并且结果信号被信号调节器/预处理器电路40.1、40.2进行预处理。来自于其的信号被在处理器42中由碰撞感测算法所处理，例如，通过与一个阈值，或者与一个基准信号或者波形进行比较，并且如果因此检测到碰撞，例如，足够的严重程度的碰撞，那么该处理器42响应于其而提供激活安全限制致动器44。响应于对按照该磁性碰撞传感器10.1的第一方面的碰撞的检测，可以进行该磁性碰撞传感器10.2的第二方面的检测处理。

通常地，在需要使用安全限制致动器44的严重碰撞事件期间，通常地对前保险杠区域后面的车辆结构发生很大的相关损坏和相关的金属弯曲。在已经由如在上文描述的该磁性碰撞传感器的第一方面的第一实施例检测到碰撞物体46之后，该车辆破碎区和碎裂式样通常地或者主要地局限于保险杠区域，或者进一步扩展进车辆，冲击一个或多个主要的车辆结构部分。如果物体侵入主要地局限于保险杠或者引擎罩区域，那么碰撞将可能仅仅由该磁性碰撞传感器10.1的第一方面检测。但是，如果碰撞物体46在主要的结构部分上侵入，那么响应于该车辆12的框架64的变形，该磁性碰撞传感器10.2的第二实施例的第三62.1和第四磁性传感器会检测到很大的信号变化。来自第三62.1和第四62.2磁性传感器的任何一个的信号的特征(signature)，即，相关的幅值及其变化的速率可以与碰撞严重程度有关，并且可用于激活一个或多个适合于特定碰撞的安全限制致动器44。因此，以组合方式，该磁性碰撞传感器的第一10.1及其第二10.2方面提供更快更好的碰撞辨别(crash discrimination)，以便提供激活或者抑制相关安全限制致动器44的动作。此外，在该磁性碰撞传感器的第一10.1或者第二10.2方面的磁路上的碰撞的影响被以光速传播至相应的磁性传感器26、62，并且由于是用于加速计(accelerometer)或者磁致伸缩感测技术(magnetostrictive sensing technology)的情形，因此不受限于冲击波经由相关的结构元件而传播的速度。此外，以组合方式，该磁性碰撞传感器的第一10.1和第二10.2方面提供检测和辨别各种类型的正面碰撞，包括但是不局限于，与行人、其它车辆、固定物体或者其它物体的碰撞，以便进一步提供部署适合于特定情形的安全措施，并且对碰撞物体的预测类型和检测到的碰撞的严重程度进行响应。此外，该磁性碰撞传感器的第一10.1和第二10.2方面提供相对快速地检测冲突，在需要启动安全限制致动器44的事件与那些应该抑制其启动的事件之间进行区别，以及从碰撞的信息来确定碰撞的位置、程度和能量，可以响应于磁性碰撞传感器10.1、10.2的相关磁场26、38、54使用来自相关磁性传感器26、62的信号来检测该碰撞。

参考图6和7，按照适用于感测侧面冲击碰撞的磁性碰撞传感器10.1′的第一方面的第二实施例，至少一个线圈72和相关的至少一个磁性传感器74可操作地与车辆12的门78的第一部分76相关联，并且适用于与至少一个导电元件80配合，至少一个导电元件80可操作地与该门78的邻近第二部分82相关联，或者与其的至少一部分相关联。例如，在图6和7中举例说明的实施例中，该门78的第一部分76包括内部面板84，并且至少一个导电元件80分别地在门78的外壳90和门横梁92上包括第一86和第二88导电元件，外壳90和门横梁92构成该门78的相应的第二部分82。可选地，如果外壳90或者门横梁92是导电的，则无需单独的第一86或者第二88导电元件，外壳90或者门横梁92可以起相关的导电元件80的作用，该第一86或者第二88导电元件分别不同于外壳90或者门横梁92。

至少一个线圈72是导电的，并且适宜于响应于由线圈激励器96施加的电流，例如响应于由振荡器98产生的第一振荡信号而产生第一磁场94。至少一个线圈72的磁轴100朝向门78的第二部分82，例如，朝向门78的外壳90，例如，大体上沿着用于图6和7所举例说明的实施例的车辆的横轴，以使得第一磁场94与可操作地与其相关联的导电元件86、88相互作用，从而导致按照楞次定律在其中产生涡流102。该导电元件86、88的每一个包括例如薄金属板、薄膜或者涂层，包括相对高度导电的顺磁性或者反磁性材料，例如，铝或者铜，并且该导电元件86、88例如可以是门78的第二部分82的一体性部分。例如，该导电元件86、88可以是相对薄的板，薄膜或者涂层的形式，它们被固定在、被施加于或者与现有的或者补充的结构结合为整体，该现有的或者补充的结构分别与门78的门横梁92和外壳90的内表面相关联。调节该振荡器98的频率，以使得由至少一个线圈72产生的相应振荡磁场提供在导电元件86、88中产生相关的涡流102，并且该磁场是经由门78的铁磁性元件和车辆12邻近结构而磁性地传导。

至少一个磁性传感器74被设置与至少一个线圈72分离，并且适用于对由至少一个线圈72产生的第一磁场94进行响应，以及对由涡流102响应于第一磁场94而在导电元件86、88中产生的第二磁场104进行响应。例如，至少一个磁性传感器74的感测轴基本上朝向与至少一个线圈72的磁轴100相同的方向。该磁性传感器74响应于磁场而产生一个信号，并且该磁性传感器74可以以各种方法实施，例如，包括但不限于，线圈、霍尔效应传感器，或者巨磁电阻(GMR)传感器。磁性传感器74的数目和其在门78的内面板84上的间距和位置取决于车辆12、所需要的性能的类型以及相关的成本限制。通常地，更多的磁性传感器74将可能提供更高的分辨率和更快的检测速度，但是，增加了系统成本。提高在两个或更多个磁性传感器74之间的垂直或者前部/尾部间距会降低相关的与第一磁场94的耦合，会提高与第二磁场104的耦合，并且会提供在碰撞期间导电元件移动的更普遍或者更平均的表示，潜在地减缓最终的检测响应，但是，提高了对虚假的正向碰撞(positive crash)检测的抗扰性，即，对非碰撞事件的抗扰性。仅有一个线圈72和一个磁性传感器74时，给它们提供大约为穿过门78内空腔的主对角线长度的1/4至1/3的间隔是有益的。

至少一个磁性传感器74被可操作地耦合到相应的信号调节器/预处理器电路106，该信号调节器/预处理器电路106例如提供对来自至少一个磁性传感器74的相关信号进行前置放大、滤波、同步解调和模拟到数字转换，例如，如在美国专利号No.6,777,927中描述的，其作为参考资料结合于此。该信号调节器/预处理器电路106可操作地耦合到处理器108，该处理器108处理来自于其的信号，从而提供辨别碰撞，并且控制相关的安全限制致动器110，例如，可操作地耦合到其的侧面气囊充气机。

在操作中，该磁性碰撞传感器10.1′提供对外壳90或者门横梁92相对于门78的内面板84的相对运动的测量，例如，响应于该车辆12的侧面冲击而由门78的破碎或者弯曲所引起的相对运动。在非碰撞条件期间，第一94和第二104磁场的组合所引起的振荡磁场将被至少一个磁性传感器74感测到。如果一个物体冲击门78的外壳90导致其的物理偏转，那么这个振荡磁场将至少部分地被由相关第一导电的元件86的移动或者变形所引起的第二磁场104中的变化，以及被其中相关的涡流102中的相关变化所干扰。如果该冲击是足够的严重程度，那么门横梁92和相关的第二导电元件88也将因此被移动或者变形，导致在第二导电元件88和相应的第二磁场104中的相关涡流102中的额外的和更大的变化。通常地，在冲击不是足够的严重程度期间，尽管门78的外壳90可能有实质上的相关变形，但该门横梁92和相关的第二导电元件88不会被干扰，以保证相关的安全限制致动器110的使用(deployment)。因此，在仅结合有单个导电元件80的磁性碰撞传感器10.1′中，它的优选位置是在上文描述的第二导电的元件88的位置。

按照另一个实施例，加速度计112，或者另一个碰撞传感器可以与以上描述的磁性碰撞传感器10.1′结合使用，以便通过对相关碰撞的发生提供单独的确认而改进可靠性，在门78的外壳90，或者门横梁92没有很大偏移的碰撞中，其在碰撞事件的相对早期可能是有用的——例如，作为以B柱为中心的柱碰撞(pole impact)的结果，或者是跨越门78并且超出门78以外的宽障碍类型冲击(broad barrier type impact)的结果——对其来说如果被单独使用，则该磁性碰撞传感器10.1′可能在检测该碰撞事件时另外经历延迟。例如，补充的加速计112可能设置在该车辆12的B柱的底部上。作为另一个例子，一个额外的补充加速计112可以设置紧邻于该安全限制致动器110。在该磁性碰撞传感器10.1′被补充以单独的碰撞传感器，例如，加速计112的系统中，如果磁性碰撞传感器10.1′检测到在磁场中很大并且相对急剧的变化，并且加速度超过相对低的阈值，或者如果该加速计112检测到在加速度中很大并且相对急剧的变化，并且磁性碰撞传感器10.1′至少检测到磁场中相对来说不很大并且相对来说不很急剧的变化，则使用该安全限制致动器110。

应该理解，用于产生或者感测磁场的线圈的性能可以通过结合具有相对高的磁导率的相关磁芯来增强。此外，应该理解，施加于至少一个第一线圈14、第二线圈50或者线圈72的信号可以是直流信号以便产生一个稳定的磁场。可选地，这些线圈可以以相应的永磁体代替，由此相关的磁性碰撞传感器10.1、10.1′或者10.2会对响应于相关碰撞的磁场中的瞬态(transient)进行响应此外，应该理解，第一振荡器30、第二振荡器58或者振荡器98的特定振荡波形不受限制，并且例如可以是正弦波、方波、锯齿波，或者其它的波形，可以是单个频率或者是步进(stepped)的或连续变化的多个频率。

参考图8，磁性碰撞传感器10.1＂的第一方面的第三实施例被结合进车辆12中，并且包括可操作地与车辆12的第一部分16相关联的至少一个第一线圈14，并且导电元件18可操作地与车辆12的邻近第二部分20相关联，或者与其的至少一部分相关联。例如，磁性碰撞传感器10.1＂的第一方面的第三实施例适用于感测正面碰撞，其中车辆12的第一部分16被示例为包括前横梁22，至少一个第一线圈14被设置在紧邻于其的中央部分，例如，固定于其，并且车辆12的第二部分20被示例为包括前保险杠24。至少一个第一线圈14是导电的，并且适宜于响应于由第一线圈激励器28所施加的电流，例如响应于由第一振荡器30产生的第一振荡信号而产生第一磁场26。至少一个第一线圈14的磁轴32朝向车辆12的第二部分20，例如，基本上沿着用于图8所举例说明的实施例的车辆12的纵轴，使得第一磁场26与可操作地与其相关联的导电元件18相互作用，从而导致按照楞次定律在其中产生涡流34。该导电元件18包括例如薄的金属板、薄膜或者涂层，包括相对高导电的顺磁性或者反磁性材料，例如，铝或者铜，并且该导电元件18例如可以是车辆12的第二部分20的一体性部分。例如，该导电的元件18可以被喷镀到前保险杆24的后表面上。调节该第一振荡器30的频率使得由至少一个第一线圈14产生的相应的振荡第一磁场26提供在导电元件18中产生相关的涡流34。

至少一个第一线圈14可操作地耦合到信号调节器/预处理器电路114.1，该信号调节器/预处理器电路114.1例如提供对来自至少一个第一线圈14的相关信号进行前置放大、滤波、同步解调和模拟到数字转换。该信号调节器/预处理器电路114.1可操作地耦合到处理器116，该处理器116处理来自于其的信号，从而提供辨别碰撞，并且控制相关的安全限制致动器44，例如，可操作地耦合于其的正面气囊充气机或者安全带预张紧器。尤其是，响应于对来自至少一个第一线圈14的信号的复数幅值的分析，例如与由相关的振荡器30施加于其的信号相关的，该处理器116提供确定响应于至少一个第一线圈14的自阻抗的测量。

响应于与具有足够的能量以使导电元件18发生变形的碰撞物体46(例如，如在图3中举例说明的)的碰撞，导电元件18相对于至少一个第一线圈14的形状或者位置的改变会影响磁场，该磁场影响至少一个第一线圈14。结果信号被信号调节器/预处理器电路114.1进行预处理，该信号调节器/预处理器电路114.1提供测量在至少一个第一线圈14上的信号，并且提供测量由相关的线圈激励器28施加于其的信号。该信号调节器/预处理器电路114.1单独地或者与处理器116结合，例如使用由相关的线圈激励器28施加的信号作为相位参考，而提供将来自至少一个第一线圈14的信号分解为实分量和虚分量。

将信号分解为相应的实分量和虚分量在该领域中是众所周知的，并且可以使用模拟电路、数字电路或者通过软件或者它们的结合来实现。例如，美国专利号No.4,630,229、6,005,392和6,288,536都作为参考资料整体结合于此，每个都公开了用于实时计算信号的实分量和虚分量的各种系统和方法，其可以用于处理来自至少一个第一线圈14的信号。例如被结合进信号调节器/预处理器电路114.1中的麦克斯韦-维恩(Maxwell-Wien)电桥也可以用于确定信号的实分量和虚分量，或者锁相环可用于确定信号相对于相应信号源的相对相位，然后其提供确定相关的实分量和虚分量。来自于涡流探伤(eddy current inspection)领域的各种技术还可以用于处理来自至少一个第一线圈14的信号，例如，如在http://www.ndted.org/EducationResources/CommunityCollege/EddyCurrents/cc_ec_rndex.htm的因特网网页中公开的，其作为参考资料结合在此处。该磁性传感器10可以采用各种信号处理方法以改进性能，例如，多频、跳频、扩频、振幅解调、相位解调、频率解调等等。

响应于至少一个第一线圈14的自阻抗的信号，例如，响应于来自一个第一线圈14的信号的实分量和虚分量的信号被通过碰撞感测算法在处理器116中进行处理，例如，通过与一个阈值或者与基准信号或者波形相比较，并且如果因此检测到碰撞，例如足够严重的碰撞，然后，该处理器42响应于其提供而激活安全限制致动器44，或者响应于来自第二碰撞传感器的第二确定信号来提供对其的激活。

参考图8，以及进一步参考美国专利No.6,587,048的教导，其作为参考资料结合于此，被结合进车辆12中的磁性碰撞传感器10.2′的第二方面的第二实施例包括可操作地与车辆12的第三部分52相关联的至少一个第二线圈50，其中第三部分52可以邻近于以上描述的第一部分16，或者在另一个位置上。例如，磁性碰撞传感器10.2的第二方面也可被示例为适用于感测正面碰撞，其中该车辆12的第三部分52被示例为包括前横梁22，第二线圈50被设置在紧邻于其中央部分，例如，被设置在围绕着前横梁22。第二线圈50是导电的，并且适宜于响应于由第二线圈激励器56施加的电流，例如响应于由第二振荡器58产生的第二振荡信号而产生第三磁场54。例如，第二振荡器58可以与第一振荡器30相同或者不同，并且在后者的情形下，其可以工作在不同的频率上，或者可以产生与第一振荡器30相同类型或者不同类型的波形，例如，与正弦波相对的方波。在一个实施例中，至少一个第二线圈50与以上描述的至少一个第一线圈14是相同的。在另一个实施例中，单独的至少一个第二线圈50的磁轴60定向于基本上沿着该车辆12的第三部分52的铁磁性元件，如在图8中举例说明的，以使得在该车辆12第三部分52的铁磁性元件内引起第三磁场54。在又一个实施例中，至少一个第二线圈50相对于至少一个第一线圈14而放置在后面。调节第二振荡器58的频率以使得由至少一个第二线圈50产生的相应的振荡第三磁场54通过该车辆12的结构元件，例如，该车辆12的钢架的前部而磁性地传导。

至少一个第二线圈50可操作地耦合到信号调节器/预处理器电路114.2，该信号调节器/预处理器电路114.2例如提供对来自至少一个第二线圈50的相关信号进行前置放大、滤波、同步解调和模拟到数字转换。该信号调节器/预处理器电路114.2可操作地耦合到处理器116，该处理器116处理来自于其的信号，从而提供辨别碰撞，并且控制相关的安全限制致动器44，例如，可操作地耦合于其的正面气囊充气机或者安全带预张紧器。尤其是，响应于对来自至少一个第二线圈50的信号的复数幅值的分析，例如与由相关的振荡器58施加于其的信号相关的，该处理器116提供确定响应于至少一个第二线圈50的自阻抗的测量。

该第三磁场54通过包括该车辆12的框架64的上述元件的磁路68而传导，并且该磁路可以进一步包括主体或者传动链的元件，或者其它相关的结构元件，尤其地，包括铁磁体元件。如果相关的磁路68包括一个或多个含有非磁性材料的缝隙70，则该磁性碰撞传感器10.2′的第二方面的响应可以被增强，该缝隙的间隔对磁性碰撞传感器10.2′所感测的碰撞进行响应，从而响应于该碰撞而调节该磁路68的相关的磁阻。例如，一个或多个缝隙70可以包括结构上的非铁材料，诸如，该车辆12的框架64的铝或者结构塑料，其适用于响应于碰撞而被压缩或者被拉伸，导致该磁路68的相关的磁阻被分别降低或者提高。

该信号调节器/预处理器电路114.2提供测量在至少一个第二线圈50上的信号，并且提供测量由相关的线圈激励器56施加于其的信号。该信号调节器/预处理器电路114.2单独地或者与处理器116结合，例如使用由相关的振荡器58施加的信号作为相位参考，而提供将来自至少一个第二线圈50的信号分解为实分量和虚分量。响应于至少一个第二线圈50的自阻抗的信号，例如，响应于来自一个第二线圈50的信号的实分量和虚分量的信号被通过碰撞感测算法在处理器116中进行处理，例如，通过与一个阈值或者与基准信号或者波形进行比较，并且如果因此检测到一个碰撞，例如足够严重的碰撞，则该处理器42响应于其而提供激活安全限制致动器44，或者响应于来自第二碰撞传感器的第二确定信号而提供对其的激活。

应该理解，磁性碰撞传感器10.1＂的第一方面的第三实施例，和磁性碰撞传感器10.2′的第二方面的第二实施例可以结合使用，如在图8中举例说明的，或者任一实施例可以单独使用。

参考图9和10，按照适用于感测侧面冲击碰撞的磁性碰撞传感器10.1″′的第一方面的第四实施例，至少一个线圈72可操作地与车辆12的门78的第一部分76相关联，并且适用于与至少一个导电元件80相配合，至少一个导电元件80可操作地与该门78的邻近第二部分82相关联，或者与其的至少一部分相关联。例如，在图9和10中举例说明的实施例中，该门78的第一部分76包括内面板84，并且至少一个导电元件80分别在门78的外壳90和门横梁92上包括第一86和第二88导电元件，外壳90和门横梁92构成该门78的相应的第二部分82。可选地，如果外壳90或者门横梁92是导电的，无需单独的第一86或者第二88导电元件，外壳90或者门横梁92可以起相关的导电元件80的作用，该第一86或者第二88导电元件分别不同于外壳90或者门横梁92。

至少一个线圈72是导电的，并且适宜于响应于由线圈激励器96施加的电流，例如响应于由振荡器98产生的第一振荡信号而产生第一磁场94。至少一个线圈72的磁轴100朝向门78的第二部分82，例如，朝向门78的外壳90，例如，基本上沿着用于图9和10所举例说明的实施例的车辆的横轴，以使得第一磁场94与可操作地与其相关联的导电元件86、88相互作用，从而导致按照楞次定律在其中产生涡流102。例如，至少一个线圈72可以包括一圈或多圈的线圈，或者至少有一圈的大体部分(substantial portion)的线圈，其中线圈72的形状不受限制，并且例如可以是圆形、椭圆、长方形、多边形或者任何生产意向(production intent)的形状。例如，线圈72可以缠绕在线轴上，并且例如以适用于提供环境保护和结构整体性的塑料或者合成橡胶化合物密封或者封装。结果线圈组件(resulting coil assembly)可以进一步包括与其整体组装，例如铸造的连接器。可选地，至少一个线圈72可以由导线接合而形成，其中在相关的线圈缠绕过程期间施加相关的塑料涂层。

在一个实施例中，调节线圈72的大小与形状，以使得所引起的第一磁场94覆盖门78的最宽部分。在另一个实施例中，取决于门78结构性响应，这个覆盖范围可以被降低或成形(shaped)，以对响应于碰撞的侵入金属进行更好的响应。例如，可以使用与碰撞结构动力学和/或电磁CAE两者有关的CAE(计算机辅助工程)分析来确定或者优化线圈72的大小、形状、厚度，即，几何形状，其满足在门78内相关的包装要求，并且提供足够的碰撞检测能力。

例如，在一个实施例中，包括至少一个线圈72的组件被放置在车辆12的门78内，使得至少一个线圈72的磁轴100大基本上垂直于门78的外壳90，其中该外壳90用作相关的感测表面。可选地，相对于外壳90的安装角度可以被优化，以考虑相关金属表面的形状，和相对接近相关的门横梁92或者其它结构元件相对于外壳90的影响。该线圈72的位置可以被选择，以使得线圈72对响应于碰撞而典型地相对于乘坐者而侵入的结构、结构元件或者主体元件进行响应，以便为调整的和现实世界碰撞模式两者，提供优化对打开(ON)碰撞的碰撞侵入的测量的响应，同时也对关闭(OFF)碰撞提供足够的抗扰性。例如，在门78内的线圈72可以适用于单独地或者以结合方式地，对可操作地与其相关联的外壳90、导电元件80、86，可操作地与其相关联的门横梁92、导电元件80、88，或者门78的边缘壁(edge wall)118进行响应。

选择传感器线圈72的位置、大小、厚度以适合于在门78的机械约束内，该门78与电气或者机械功能，诸如窗体运动、门78锁定等等相关联。例如，按照一个实施例，线圈72被附着在门78的内部部分上，例如，通过刚性且可靠的附件连接到门78b的内面板84，以便降低或者将线圈72相对于所感测的相关导电元件80(例如，门78的金属外壳90)的振动减到最小。例如，按照另一个实施例，该传感器线圈72可以在制造该门78期间铸造(molded)进门78的内面板84中，和/或该内面板84可以适用于为其中的传感器线圈72提供快速插入(snapinsert)。

对于安装在门78内的线圈72、线圈72、它的位置可以被选择，以使得任何导电的和/或铁磁性的结构或者紧邻于该线圈72的内侧的主体元件被相对刚性地固定，使得降低这些元件在线圈72上的电磁影响，因此，强调来自门78的外侧的碰撞侵入的影响。因此，对线圈72来说有好处的是，相对刚性地安装在车辆12内，以使得例如，作为振动的结果，当实际的金属变形/侵入没有发生的时候，尤其是对于在该线圈72的大约一个线圈半径内的导电材料而言，在线圈72和任何附近的导电材料之间的相对运动量被限制。

该线圈72将被安装以使得对被感测或者被监视的表面进行响应。例如，在一个实施例中，线圈72被安装在远离外壳90或者被监视的目标导电元件80、86、88大约一个线圈72半径(例如，对于圆形线圈72)内的距离上。该线圈72不需要任何特定的形状，并且不考虑该形状，相关的有效感测距离可以被试验性地测量。线圈72离被感测的元件或者表面的特定距离将取决于特定的应用。通常地，安装距离的范围是可允许的。例如，该线圈72可以相对接近于被感测的元件或者表面放置，提供在OFF情形(OFF condition)期间线圈72不被损坏。可选地，该线圈72可以被放置在远离被感测的元件或者表面一个以上的半径，假若门78的结构在非碰撞，误用事件(non-crash，abuse events)期间提供外壳90相对更大的运动。测试已经示出，在信号调节器/预处理器电路114中使用桥接电路以改善灵敏度，转变为来自线圈72的信号，该信号甚至当从线圈72到被感测的元件或者表面的距离大于一个半径时，对被感测的元件或者表面进行响应，但是，电磁干扰可以限制在某些情形下可以使用的这个扩展范围的程度。

通常地，该线圈72包括一个按照麦克斯韦和法拉第定律工作的元件或者设备，以响应于其中相关电流的涡流而产生第一磁场94，并且类似地，对与之耦合的随时间变化的第一磁场94进行响应，以产生响应于其，响应于与之相关的磁路的磁阻的电压或者反向EMF。

该导电元件86、88每个包括例如薄的金属板、薄膜或者涂层，包括相对高度导电的顺磁性或者反磁性材料，例如，铝或者铜，并且其例如可以是门78的第二部分82的一体性部分。例如，该导电元件86、88可以是以相对薄的板、薄膜、窄带(例如，铝或者铜)或者涂层的形式，固定在、施加于或者与现有结构或者辅助结构结合起来，该现有结构或者辅助结构分别地与门横梁92和门78的外壳90的内表面相关联。

该振荡器98的频率被调节，以使得由至少一个线圈72产生的相应的振荡磁场提供用于在导电元件86、88中产生相关的涡流102，并且是经由门78的铁磁性元件和车辆12的紧邻结构而磁性地传导。

至少一个线圈72对由至少一个线圈72产生的第一磁场94，和响应于第一磁场94而由导电元件86、88中的涡流102产生的第二磁场104两者进行响应。该线圈72的自阻抗对相关磁路的特征进行响应，该相关磁路的特征例如它的磁阻，以及在相关的临近导电元件中的涡流的影响。因此，该线圈72起着无源的感应元件、发射机和接收机的组合的作用。该无源的感应元件呈现固有电感和固有电阻，其中固有电感对线圈72的几何形状(线圈形状、导线的数目、导线大小和横截面形状以及匝数)，和相关磁通量被耦合到其的相关磁路的导磁率进行响应，并且该线圈的固有电阻对构成线圈72的导线的电阻率、长度和横截面积进行响应。作为发射机的作用，该线圈72产生和传送第一磁场94到其周围，作为接收机的作用，该线圈72响应于由周围相关的导电元件中的涡流所产生的时变第二磁场104而产生一个电压，其中该涡流是响应于由作为发射机的线圈72产生和传送的时变第一磁场94而产生的。对由线圈72接收的第二磁场104进行响应，由线圈72产生的信号与线圈72的内在自阻抗结合，导致在线圈72内的复数电流或者线圈72上的电压，该复数电流或电压响应于横跨线圈72施加的时变电压或者通过线圈72的电流，并且横跨电压与通过线圈72的电流的比值提供该线圈72的有效自阻抗，其变化响应于在相关的磁路中的变化，例如，由临近磁场影响(例如，金属)元件的侵入或者变形所引起的。

至少一个线圈72被可操作地耦合到信号调节器/预处理器电路114，该信号调节器/预处理器电路114例如提供对来自其中的相关信号进行前置放大、滤波、同步解调和模拟到数字转换，例如，如在美国专利号No.6,587,048和6,777,927中描述的，其作为参考资料结合在此处。该信号调节器/预处理器电路114可操作地耦合到处理器116，该处理器116处理来自于其的信号，从而提供辨别碰撞，并且控制相关的安全限制致动器110，例如，可操作地耦合于其的侧面气囊充气机。尤其是，对来自至少一个线圈72的信号的复数幅值的分析进行响应，例如相对于由相关振荡器98施加于其的信号，该信号调节器/预处理器电路114提供确定响应于至少一个线圈72的自阻抗的测量。例如，在一个实施例中，该信号调节器/预处理器电路114、线圈激励器96、振荡器98和处理器108被结合进一个电子控制器120中，该电子控制器120以标准安全产品电缆122连接到至少一个线圈72，该标准安全产品电缆122可以包括相关的连接器。

在操作中，该磁性碰撞传感器10.1″′提供外壳90或者门横梁92相对于门78的内面板84的相对运动的测量，例如，响应于该车辆12的侧面冲击而由门78的碎裂或者弯曲所引起的。在非碰撞情形期间，由第一94和第二104磁场的组合引起的振荡磁场将被至少一个线圈72感测。如果一个物体冲击门78的外壳90导致其物理偏移，那么这个振荡磁场将至少部分地被由相关第一导电的元件86的移动或者变形所引起的第二磁场104中的变化，以及被其中相关的涡流102中的相关变化所干扰。如果该冲击是足够的严重程度，那么门横梁92和相关的第二导电元件88也将因此被移动或者变形，导致在第二导电的元件88和相应的第二磁场104中相关涡流102中额外的和更大的变化。通常地，在冲击不是足够的严重程度，尽管门78的外壳90可能有实质上的相关变形，但该门横梁92和相关的第二导电元件88不会被干扰，以保证相关的安全限制致动器110的使用(deployment)。因此，在一个实施例中，磁性碰撞传感器10.1″′可以结合第二导电元件88，而不是第一导电元件86。

响应于与具有足够的能量以使至少一个导电元件80变形的碰撞物体的碰撞，至少一个导电元件80相对于至少一个线圈72的形状或者位置的改变对影响至少一个线圈72的磁场产生影响。结果信号由信号调节器/预处理器电路114进行预处理，该信号调节器/预处理器电路114提供测量在至少一个线圈72上的信号，并且提供测量由相关的线圈激励器96施加于其的信号。该信号调节器/预处理器电路114单独地或者与另一个处理器116相结合地，例如使用由相关的线圈激励器96施加的信号作为相位参考而提供将来自至少一个线圈72的信号分解为实分量和虚分量。

而图9和10举例说明安装在门78内适用于对相关的侧面冲击碰撞进行响应而检测它的变形的磁性碰撞传感器10.1″′，应该理解，磁性碰撞传感器10.1″′可以适用于检测任何导电元件80的侵入、变形、偏移或者移动，例如，表面，在相对于相应的相对固定的至少一个线圈72的车辆12中，例如，用于检测涉及其它面板或者车辆12的任何一个的保险杠的碰撞。

参考图11a和11b，按照磁性传感器10.1的第一方面的线圈14.2的第二实施例包括分布线圈(distributed coil)124，该分布线圈124包括以印刷电路板126形成的多个线圈元件14，该印刷电路板126包括电介质基片128，该电介质基片128在它的相对表面上具有多个导电层130，其中每个导电层130被以相关的平面导电图样(planar conductivepattern)132而调节，例如，平面螺旋形导电图样132′，例如，定义如举例说明的相关的线圈元件L₁′、L₂′、L₃′。例如，在相关的电介质基片上的该平面导电图样132可以由减除技术(subtractive technology)形成，例如，用化学方法或者离子蚀刻，或者压印(stamping)；或者由添加技术(additive technology)形成，例如，沉积、粘结或者层压。相邻的线圈元件L₁′、L₂′、L₃′被设置在电介质基片128的相对侧上，即，在不同的导电层130中，并且通过延伸穿过电介质基片128的相关导电通孔134而彼此串联连接。例如，其中多个相关的电介质基片128，如果存在两个以上的导电层130，该线圈元件14可以在多个导电层130中形成。此外，该电介质基片128可以或者是刚性的或者柔性的，后者提供一组适用于符合各种表面几何形状的线圈元件14。虽然在图11a中举例说明的不同的相关线圈元件L₁′、L₂′、L₃′每个具有相同的线圈斜度感测(coil pitch sense)，即，相同的螺旋形缠绕感测，以使得每个相关的线圈元件L₁′、L₂′、L₃′具有相同的极性，应该理解，可以以具有不同的相关线圈间距感测的不同线圈元件L₁′、L₂′、L₃′来调节分布线圈124。

参考图12，按照磁性传感器10.1的第一方面的线圈14.3的第三实施例包括分布线圈124，该分布线圈124包括以印刷电路板126形成的多个线圈元件14，该印刷电路板126包括电介质基片128，该电介质基片128在它的表面上具有导电层130，其中以相关的平面导电图样132来调节该导电层130，该平面导电图样132定义了相关的多个线圈元件14，其每个线圈元件大体上包括具有非重叠导线136的一圈，该多个线圈元件是串联连接的。

可选地，该分布线圈124可以包括多个线圈元件14，每个包括导线136的缠绕(winding)，例如，缠绕的磁导线，以便形成平面的或者非平面的线圈，并且联结到基片138的表面，其中相关的线圈元件14可以相互分离，或者相互重叠，并且该特定的线圈元件14的相关缠绕可以重叠或者不相重叠。不同的线圈元件14可以由单个连续的导线，或者多个结合的或者共同起作用的导电元件形成。该相关的分布线圈124可以包括跨越基片138的不同侧面，或者在基片138的相同侧面上的多个层。如果如此形成的导线136是绝缘的，例如，作为磁导线，那么该基片138可以大体上包括任何的材料，该材料将通过多个线圈元件14提供相关磁场140的相关的产生。此外，该基片138可以包括刚性材料，例如，热固塑料材料，例如，玻璃纤维环氧树脂复合材料或者酚醛材料，或者柔性的材料，例如，塑料或者复合膜。

按照以上描述的实施例的任何一个分布线圈124可以被封装，以便提供改善的可靠性，并且降低对环境影响的敏感性。此外，该分布线圈124可以在相关的磁性传感器模块中与某些或者所有的相关电路相结合，例如，振荡器98和相关的信号调节器/预处理器电路114或者其部件，其某些或者所有可以被封装，以便提供改善的可靠性，并且降低对环境影响的敏感性。可选地，该分布线圈124和相关的信号调节器/预处理器电路114可以被分开地包装。

参考图13，在按照磁性传感器10.1的第一方面的线圈14.4的第四实施例中，该基片138被成形，例如被弯曲，以使得不同的线圈元件14被在不同的方向142上排列，以便根据需要提供朝向不同方向的不同磁场分量140，以提供感测车辆12的特定的第二部分20、82。

参考图14a、14b、15a和15b，被感测的该车辆12的一个或多个不同的第二部分20、82可以适用于配合多个线圈元件14的至少一个。例如，参考图14a、14b，按照磁性传感器10.1的第一方面的线圈14.5的第五实施例，导电元件80可操作地与被感测的车辆12的至少第二部分20、82或者其一部分相关联，以便配合多个线圈元件14的至少一个，例如，线圈元件L₁′、L₂′、L₃′，以便响应于由紧邻于其的相关线圈元件L₁′、L₂′、L₃′产生的相关的磁场分量140.1、140.2和140.3，在导电元件80中提供或者控制相关的涡流34、102。该线圈元件L₁′、L₂′、L₃′的磁轴144被取向，以使得相关的磁场分量140.1、140.2和140.3与导电元件80相互作用，以便按照楞次定律在其中产生相关的涡流34、102。该导电元件80包括例如薄的金属板、薄膜或者涂层，包括例如相对高度导电的顺磁性或者反磁性材料，例如，铝或者铜，并且其例如可以是车辆12的相关的第二部分20、82的一体性部分。例如，该导电元件80可以被喷镀到车辆12的相关的第二部分20、82的表面上。施加于相关的线圈元件L₁′、L₂′、L₃′的相关的至少一个随时间变化的信号的频率可以被调节，以使得由线圈元件L₁′、L₂′、L₃′产生的相应的振荡磁场分量140.1、140.2和140.3提供在导电元件80中产生相关的涡流34、102。例如，该导电元件80可以被添加给车辆12的非金属部分146，以便通过多个线圈元件14中的相关的至少一个提供它的磁性可见度(magnetic visibility)。

导电元件80还可以被添加给含铁元件148，虽然为了使磁场分量140的影响在含铁元件148内支配磁场的影响，相关的导电元件80需要有足够的厚度或者足够的传导性，以防止原始传送的磁场分量140穿过在导电元件80的另一侧上的含铁元件148，由此在导电元件80中的涡流34、102将在穿透进入该导电元件80的某个深度上完全地消除磁场。例如，对于超导的导电元件80，该磁场分量140不会穿透进入导电元件80。虽然第一磁场26、94的穿透深度随着导电元件80的导电性降低而增加，但铝或者铜的导电元件80不需要是非常的厚(例如，2.5mm或者更少)，以便基本上获得这个效果。从使用涡流用于非破坏性试验的技术中，磁场进入导电元件80的穿透深度是已知的，例如，如在可以在httg://joe.buckley.net/pagers上从因特网中获得的技术论文eddyc.pdf中所描述的，该技术论文作为参考资料结合在此处。通常地，如果该导电元件80的厚度在该磁场频率上超过大约三个(3)标准穿透深度，那么大体上将没有磁场穿过它。对与具有足够的能量以使导电元件80变形或者平移的冲击物体的碰撞进行响应，相对于线圈元件L₁′、L₂′、L₃′中至少一个的它的形状或者位置的改变，影响相关的磁场分量140.1、140.2和140.3中的至少一个，其影响是被可操作地耦合到如在上文描述的线圈元件L₁′、L₂′、L₃′的相关信号调节器/预处理器电路114所检测的。

该导电元件80可以包括适用于控制其中的相关涡流34的图样(pattern)150。例如，该导电元件80可以通过蚀刻、成形(例如，板金属成形工具)、涂层(例如，以E-涂层(E-coat)处理)，或者加工它的表面中或者表面上的图样150而被调节，以便控制，例如限制相关的涡流34、102。该图样150的形式、深度和分布可以被优化以对于给定的工作频率提供最佳感测分辨率。该导电元件80可以被设计，以使得对多个线圈元件14的至少一个它的运动或者变形是高度可见的，以便提高及时地相关碰撞或者近似检测的可信度。该图样150的每个部分延伸穿过该导电元件80的至少一部分，以便提供阻碍或者阻止其上的涡流34、102，使得相关的涡流34、102变成主要地被限制于在其间或者其下的连续导电部分152。例如，该图样150可以适用于至少一个时变信号的频率。

参考图15a和15b，按照该磁性传感器10.1的第一方面的线圈14.6的第六实施例，车辆12的部分20、76、82的至少一个导电部分154，例如，该车辆12的主体的内表面，适用于与多个线圈元件14配合，该至少一个导电部分154包括适用于控制在其中的相关涡流34、102的图样150。该线圈元件L′的磁轴144被取向，以使得相关的磁场分量140与导电部分154相互作用，以便按照楞次定律在其中产生相关的涡流34、102。该导电部分154可以被调节，例如通过蚀刻、成形(例如，板金属成形工具)、涂层(例如，以E涂层处理)，或者加工在它的表面中或者表面上的图样150，以便控制，例如限制在其中的相关的涡流34、102。该图样150的形式、深度和分布可以被优化以对于给定的工作频率提供最佳感测分辨率。例如，确定的图样150′，诸如，在图15b中举例说明的网格蚀刻的图样可以对它的移动或者变形进行响应，而提供区别该车辆12的相关部分20、76、82。该图样150的每个部分延伸穿过该导电部分154的至少一部分，以便提供阻碍或者阻止在其上的涡流34、102，使得相关的涡流34、102变成主要地被限制于在其间或者其下的连续导电部分156。例如，该图样150可以适用于至少一个时变信号的频率。

导电元件158适用于与多个线圈元件14的至少一个配合，以便提供成形、控制或者限制至少一个相关的磁场分量140。例如，参考图16，按照磁性传感器10.1的第一方面的线圈14.7的第七实施例，至少一个线圈14可操作地耦合到基片138的第一侧160，并且导电元件158包括导电层158′，例如，跨越基片138的相对的，第二侧162的一部分的导电薄膜或者板，例如，可以以印刷电路板126体现。该导电元件158被相对于至少一个线圈14而相对地固定，并且提供有效地屏蔽来自基片138的第二侧162上的邻近金属物体对邻近于导电元件158的至少一个线圈14的干扰，以便有效地提供如此被屏蔽的至少一个线圈14的非感测侧面164。该导电元件158的屏蔽作用由涡流34、102引起，该涡流34、102由相关的至少一个线圈14的相关磁场分量140在其中引起。为了被调节为单独地或者与另一个线圈或者磁性敏感元件相配合的至少一个线圈14，该导电层158′还可以用于提供屏蔽至少一个线圈14，使其避免对紧邻于其的车辆12的部分20、76、82的局部变形或者侵入进行响应，以便提供在相对宽的相关感测范围上检测相关磁路68的变化，而没有来自局部变形或者侵入的干扰，例如，与在上文中描述的磁性碰撞传感器10.2的第二方面相配合，或者借助于在美国专利号No.6,777,927、6,587,048、6,586,926、6,583,616、6,631,776、6,433,688、6,407,660中公开的实施例，其每个作为参考资料结合在此处。

作为另一个例子，参考图17a和17b，按照该磁性传感器10.1的第一方面的线圈14.8的第八实施例，该导电元件158的至少一部分可以适用于控制或者阻碍其中的涡流34、102。例如，该导电元件158可以被调节，例如，通过或者蚀刻、成形(例如借助于板金属成形工具)，或者加工在它的表面中或者表面上的图样150，以便控制，例如限制在其中的相关的涡流34、102。该图样150的形式、深度和分布可以被优化以对于给定的工作频率提供最佳感测分辨率。该图样150的每个部分延伸穿过该导电元件158的至少一部分，以便提供阻碍或者阻止其上的涡流34、102，使得相关的涡流34、102变成主要地被限制于在其间或者其下的连续的导电部分156。例如，该图样150可以适用于至少一个时变信号的频率。此外，该图样150的深度可以被调节，以使得多个连续的导电部分156被电气地互相隔离。

参考图18，按照被结合进车辆12中的磁性传感器10.3的第三方面，至少一个第一线圈14被设置在车辆12的壳体168的相应的第一位置166上。例如，第一线圈14可以被设置围绕着前门78.1的门扣组件(door latch assembly)172.1的撞针(striker)170.1，其可操作地耦合到该车辆12的B柱174，或者围绕着可操作地耦合到车辆12的C柱175的后门78.2的门扣组件172.2的撞针170.2，或者围绕着门78，例如，前门78.1的门枢176。至少一个第一线圈14也可以设置在固定的主体结构和门78，例如前门78.1之间的缝隙178内。虽然图18举例说明这个第一线圈14被设置在前门78.1的前边缘180和A柱184的相邻边缘182之间，但这个第一线圈14也可以设置在前78.1门或者后78.2门和车辆12的固定主体结构之间的缝隙178中的其它地方。

至少一个第一线圈14可操作地耦合到相应的线圈激励器28、56、96，其随后可操作地耦合到振荡器30、58、98，其中来自振荡器30、58、98的振荡信号是由线圈激励器28、56、96施加的，以便在第一线圈14中引起相关的电流，对其进行响应，第一线圈14在相关的第一188.1和第二188.2磁路中产生包括磁通量186的磁场26、140。该振荡器30、58、98产生振荡信号，例如，具有单个频率或者多个频率的正弦波、方波、三角波或者其它的波形形状，该多个频率是步进的、连续地扫描或者同时的。该频率被调节以使得结果磁场26、140通过第一188.1和第二188.2磁路而传导。例如，振荡频率对于钢结构典型地小于大约50KHz，在一个实施例中，例如，10至20KHz。该磁场26、140对相关的第一188.1和第二188.2磁路的磁阻R进行响应，其受碰撞的影响，该碰撞涉及它的元件和/或在其中的缝隙178。该磁通量186在第一188.1和第二188.2磁路的相关透磁材料(magnetically permeablematerial)内传播。除了门枢176和门扣组件172.1、172.2在其间提供相对低的磁阻路径之外，该门78.1、78.2通过在其间的缝隙178而与车辆12的剩余部分，例如框架相绝缘。

至少一个第一线圈14可以每个被以单个端口模式单独使用以便既产生磁通量186，又检测响应于其的信号，并且也可以以多个端口模式与一个或多个磁性传感器190配合使用。例如，在相应的第一位置166上的一个或多个第一线圈14可以在该车辆12的相应的多个第二位置192.1、192.2上与多个磁性传感器190.1、190.2配合使用。例如，对于围绕着前门78.1的门扣组件172.1的撞针170.1而设置的第一线圈14，在一个实施例中，该磁性传感器190.1、190.2包括围绕着前门78.1的门枢176的第二线圈194，和围绕着后门78.2的门扣组件172.2的撞针170.2的第三线圈196，并且该后门78.2的门扣组件172.2的撞针170.2可操作地耦合到该车辆12的C柱175。第二194和第三196线圈围绕着相关的第一188.1和第二188.2磁路的金属元件，并且磁通量186在第一188.1和第二188.2磁路的相关的透磁材料内传播，而且该磁通量186也流过围绕着相关的透磁材料的第二194和第三196线圈。第二194和第三196线圈按照法拉第磁感应定律，响应于沿着第二194和第三196线圈的轴的振荡磁通量186，或者它的分量而产生电压信号。

在操作中，按照单个端口模式，时变信号198是通过例如信号源200，和振荡器或者脉冲发生器产生的，并且通过相关的线圈激励器202而被施加于至少一个第一线圈14。例如，振荡信号源200将起到类似于在上文对于振荡器30、58和98的任何一个所描述的作用，并且取决于特定的应用，该线圈激励器202将起到类似于在上文对于线圈激励器28、56和96的任何一个所描述的作用。至少一个第一线圈14的两个引线(lead)定义端口A_i，该端口A_i也连接到相关的信号调节器/预处理器电路114，该信号调节器/预处理器电路114处理与至少一个第一线圈14有关的信号，该信号对施加于其的时变信号198进行响应，并且对相关的至少一个第一线圈14的自阻抗进行响应。如在下文更加充分地公开的，该线圈激励器202可以被结合进相关的信号调节器/预处理器电路114的电路中。对施加于其的时变信号198进行响应，至少一个第一线圈14在相关的磁路188.1、188.2中且贯穿该磁路而产生磁场26、140。响应于碰撞，例如，响应于相对于固定主体结构的邻近表面的侵入，例如，设置在固定的主体结构和该主体的另一个元件的邻近表面之间的缝隙178内的至少一个第一线圈14，提供检测在固定的主体结构和邻近表面之间的相对运动。

在两个端口模式中，在相应的第二位置192.1、192.2上的一个或多个相关的磁性传感器190、190.1、190.2在端口B_j上可操作地耦合到相应的一个或多个信号调节器/预处理器电路40，该信号调节器/预处理器电路40响应于相应的一个或多个第二位置192.1、192.2上的磁场26、140而提供产生信号。

该信号调节器/预处理器电路114、40可操作地耦合到相关的处理器204，并且提供调节来自至少一个第一线圈14和一个或多个相关的磁性传感器190、190.1、190.2的相关的信号。该信号调节器/预处理器电路114、40以相关的解调器来解调来自相关的至少一个第一线圈14或者一个或多个相关的磁性传感器190、190.1、190.2的信号，并且以相关的模拟-数字转换器进行从模拟到数字形式的转换，该模拟-数字转换器被采样并且输入给处理器204。该信号调节器/预处理器电路114、40也可以提供放大。在第一188.1和第二188.2磁路中的特定位置上，该磁场26、140的变化在其中以光速传播，并且在那里到处都能看到该变化。因此，由至少一个第一线圈14，并且可能由一个或多个相关的磁性传感器190.1、190.2感测的磁场26、140包含有关该磁路的剩余部分的性质(nature)的信息，该剩余部分包括前78.1门和后78.2门，和相邻的A柱184、B柱174和C柱175，其任何一个都可以被碰撞所涉及，或者被碰撞所影响，响应于该碰撞，该处理器204提供检测该碰撞，并且响应于其而控制安全限制致动器44。在图18中，在其中举例说明的各种第一线圈14和磁性传感器190的端口被标注为“A或者B”，以表示假若至少一个第一线圈14连接到相应的至少一个端口A_i，取决于特定的感测结构，特定的第一线圈14或者磁性传感器190可以连接到相关的信号处理电路的任何一个端口端口A_i或者B_j。例如，该系统可以被配置为在单个端口模式中仅以一个或多个第一线圈14工作，例如，如在此处公开的，或者按照美国专利号No.6,587,048、6,583,616或者6,433,688公开的，其每个都被作为参考资料结合在此处。可选地，该系统可以被配置为也在多个端口模式中以一个或多个相关的磁性传感器190.1、190.2而工作，例如，按照美国专利号No.6,777,927、6,586,926、6,631,776或者6,433,688，其每个都被作为参考资料结合在此处。

参考图19，来自图18的A柱184和前门78.1的片断图(fragmentaryview)1900被更详细地举例说明，其更详细举例说明了至少一个第一线圈14的若干可能的实施例，其中两个包括缝隙线圈(gap coil)206，其足够小以便被设置在A柱184和前门78.1之间的缝隙178内。该至少一个第一线圈14的缝隙线圈206不是必需被约束为围绕着第一188.1或者第二188.2磁路的现有的磁穿透分量(existing magneticcomponent)，以便提供将缝隙线圈206放置在没有被车辆12的邻近元件的几何形状或功能所不利地约束的位置中。该缝隙线圈206被围绕着相关的线轴208而缠绕，该线轴208被固定于该车辆的固定结构，例如，面对前门78.1的前边缘180的A柱184的边缘182。该缝隙线圈206可以被取向，以使得响应于碰撞或者被监视的其它干扰而优化由此产生的信号的信噪比。

例如，在线圈14.9的第九实施例中，当前门78.1被闭合的时候，该缝隙线圈206的轴线210大体上垂直于A柱184的边缘182和前门78.1的前边缘180。该线圈14.9通过相关的线轴208以紧固件212，例如通过线轴208中的锥孔的凹头螺钉212.1，而附着在A柱184上。该紧固件212的磁导率可以按照相关的缝隙线圈206的感测或者场生成要求(sensing or field generating requirements)而被调节。例如，与线圈14.9有关的该紧固件212大体上与缝隙线圈206的轴线210对准，使得具有比较高的导磁率的材料的紧固件212，例如，碳钢或者电炉钢(electrical steel)将趋向于集中穿过缝隙线圈206的磁通量186，而具有相对低导磁率的材料的紧固件212，例如不锈钢、铝或者黄铜将趋向于模拟一个空气核芯，以使得该线圈14.9更少地倾向于干扰相关的第一188.1或者第二188.2磁路。作为另一个例子，在线圈14.10的第十实施例中，该缝隙线圈206的轴线210大体上平行于A柱184的边缘182和前门78.1的前边缘180，以便大体上与相关的缝隙178的长度对准。示出的线圈14.10借助于紧固件212穿过从相关的线轴208下垂的凸缘而附着在A柱184上。

图19还举例说明一个围绕着前门78.1的门枢176的至少一个第一线圈14的实施例。参考图20，至少一个第一线圈14可以设置在相对于该门枢176的不同的第一166′、166＂、166″′或者第二192.1′、192.1″、192.1″′位置上。例如，在一个实施例中，第一166′或者第二192.1′位置是在围绕着合页176.1的一部分上，该合页176.1被安装在固定车辆结构上A柱184或者B柱174和铰链接合176.2之间的位置，例如，该固定车辆结构是A柱184或者B柱174。在另一个实施例中，第一166＂或者第二192.1＂位置是在围绕着合页176.1的一部分上，该合页176.1被安装在固定车辆结构(例如A柱184或者B柱174)上，在该安装位置处合页176.1被用螺栓固定到A柱184或者B柱174。在又一个实施例中，第一166″′或者第二192.1″′位置是在围绕着合页176.3的一部分上，该合页176.3被安装在前门78.1或者后78.2门上，该安装位置在前门78.1或者后78.2门的前边缘180和铰链接合176.2之间。

参考图21，在前78.1或者后78.2门的外向表面214和相应的内向表面216之间的缝隙178中，缝隙线圈206可以分别地安装在外向表面214的B柱174或者C柱175上。在图21举例说明的实施例中，该缝隙线圈206被借助于平头螺钉212.2穿过线轴208而固定到外向表面214，该线圈围绕线轴208缠绕。在图21中举例说明的该缝隙线圈206对响应于相关的前78.1或者后78.2门的门开启状态而在相关的第一188.1或者第二188.2磁路的磁阻中的变化进行响应，并且据此，该缝隙线圈206可用于产生一个表示它的信号，例如，以便与提供在关闭的门、部分锁着的门和开着的门之间进行辨别。

参考图22，缝隙线圈组件218包括围绕线轴208缠绕的缝隙线圈206，其中两者都被封装在封装材料220中，例如硅树脂封装化合物中，以便减轻环境引起的老化。该缝隙线圈206例如被缠绕导线，例如，20至50标准规格瓷釉涂层导电导线，例如铜或者铝。该线轴208例如是由相对刚性材料，诸如塑料或者铝制成的。

参考图23，该缝隙线圈组件218可以进一步包括具有较高磁导率的材料的核芯222，诸如铁氧体、镍铁高导磁率合金(mu-metal)或者非晶体金属(amorphous metal)，例如

在图22和23中举例说明的缝隙线圈组件218可以例如通过粘结或者夹紧来安装。参考图24，该缝隙线圈组件218被借助于紧固件212，例如，有帽螺钉212.3和垫圈224穿过线轴208中的中央安装孔226而安装。该紧固件212的材料和尺寸按照特定的应用来选择。具有较高磁导率的材料，诸如，碳钢或者电炉钢可用于通过缝隙线圈206集中相关的磁通量186，而相对低的磁导率的材料，诸如铝、黄铜或者不锈钢可用于模拟空气核芯，因此，对于磁通量186在相关的缝隙178上的内在流动具有更少的影响，该缝隙线圈组件218被设置在相关的缝隙178内。

参考图25，该缝隙线圈组件218被借助于紧固件212，例如，凹头螺钉212.1而安装，并且进一步结合有包括肩形套筒230的透磁核芯228，该肩形套筒230在线轴208的中央安装孔226内凹进。例如，该透磁核芯228可以包括碳钢、电炉钢、镍铁高导磁率合金、铁氧体或者非晶体金属，例如该肩形套筒230的长度可以被相对于相关的缝隙178而调整，其中取决于需要的相关的磁性聚焦的程度而安装该缝隙线圈组件218。

参考图26a和26b，模拟和测验结果暗示涡流I_E是在钢制引脚或者紧固件212、撞针170.1、170.2和铰链176的表面上产生的，其中该涡流I_E沿着相关的钢芯232纵向地振荡，围绕相关的钢芯232的轴线产生一个相关的环绕磁场B_E。参考图27和28，响应于相关的振荡环绕磁场B_E，圆环螺旋形线圈234按照法拉第定律提供产生电压信号V，当圆环螺旋形线圈234连接到一个相关的电路，例如，信号调节器/预处理器电路114的时候，响应于其而产生一个相关的电流信号I。该圆环螺旋形线圈234包括导电通路236，例如，导电导线236.1的绕组，例如，围绕环形核芯238的铜或者铝线。虽然在图27和28中举例说明的环形核芯238具有圆形形状(图27)，和均匀的圆形截面(图28)，即，环形形状，通常，该环形核芯238可以具有任何的横截面形状，均匀的或者不均匀的任何的闭合形状。例如，该环形核芯238可以具有类似于垫圈的长方形的截面。该环形核芯238包括主轴M和次轴m，其中该导电通路236围绕次轴m设置至少一圈，围绕主轴M设置至少一圈。例如，在图27举例说明的实施例中，该导电通路236围绕次轴m设置多圈，围绕主轴M设置单圈。围绕次轴m的至少一圈提供响应于振荡的环绕磁场B_E而产生电压信号V的分量，并且围绕主轴M的至少一圈提供响应于振荡的轴向磁场B_E而产生电压信号V的分量，其中后者在图26a和26b中举例说明。因此，该圆环螺旋形线圈234可用于感测轴B_E和环绕B_E磁场两者。在图27和28中举例说明的该环形的环形核芯238包括主半径R、次半径r，和相关的外部b半径和内部a半径以及次直径2r，并且可以由铁磁性的或者非铁磁性材料构成，取决于应用，即，是否必须在环形核芯238内集中环绕的磁通量。例如，参考图28，圆环螺旋形线圈组件240包括围绕中央安装孔226被封装在封装材料220中的圆环螺旋形线圈234，该中央安装孔226适于容纳相关的紧固件212，例如，有帽螺钉212.3。借助于圆环螺旋形线圈234进行的模拟和测试暗示，当与圆环螺旋形线圈234有关的钢芯232被电连接到前78.1或者后78.2门和/或车辆框架的时候，该涡流I_E(以及因此相关的环绕磁场B_E)大体上被增强，由此例如通过铰链176而电连接至两者是有益的。测试已经显示当在另外适用于缝隙线圈组件218的位置上使用圆环螺旋形线圈234，而不是使用圆形的绕组缝隙线圈206的时候，可以获得更强的信号。

响应于至少一个线圈14，来自信号调节器/预处理器电路114的信号可用于检测相关的磁路188的变化，至少一个线圈14可操作地与相关的磁路188相关联。通常地，相关的磁路188的变化包括效果的组合，包括：1)磁路188的磁阻R的变化，至少一个线圈14被磁性地耦合到该磁路188，和2)对由至少一个线圈14产生的第一磁场26、94进行响应而在邻近导电元件88中引起的涡流34、102，其与第一磁场26、94相对产生第一磁场26、94，从而影响在至少一个线圈14中自感应的电压。

参考图29，特定的线圈元件L’是由可操作地通过相关的传感电阻Rs耦合于其的振荡时变电压信号v而驱动的。该振荡时变电压信号v在相关的串联电路242中产生相关的振荡电流i，该相关的串联电路242产生相关的磁场分量140，该相关的磁场分量140与该车辆12的相关的第二部分20、82相互作用。如果该车辆12的相关的第二部分20、82是导电的，那么，与之相互作用的该相关的磁场分量140将按照感应的法拉第定律在其中产生相关的涡流34、102。该相关的涡流34、102的方向是这样的，结果的相关涡流感应磁场分量38、104与由在线圈元件L’中的电流i产生的相关磁场分量140反向。如果该车辆12的相关的第二部分20、82不是极佳地导电的，那么，该涡流34、102将会加热相关的导电材料，导致相关的功率损耗，其影响涡流感应磁场分量38、104相对于振荡时变电压信号v的相位的相对相位。此外，与相关的磁场分量140相互作用的该车辆12的铁磁性的相关的第二部分20、82可以影响该相关的线圈元件L’的自电感L。

参考图30和31，对于不同的裂缝深度d，并且线圈元件L’在距车辆12的导电第二部分20、82的恒定距离y上，该线圈元件L’的阻抗Z被示例为相对于延伸进车辆12的导电第二部分20、82的裂缝244的线圈元件L’的横向位置x的函数，其中该距离y是在线圈元件L’和车辆12的导电第二部分20、82的表面之间的缝隙的长度。在图31中，线圈元件L’的阻抗Z的感抗X_L和电阻R_L分量被图示在复数平面中，是对于裂纹深度d的族(families)的横向位置x的函数，其中线圈元件L’的电阻R_L对电流i的分量进行响应，电流i的分量相对于相关的时变电压信号v是同相的，并且线圈元件L’的感抗X_L对电流i的分量进行响应，电流i的分量相对于相关的时变电压信号v是正交相位的。相对于该线圈元件L’的标称阻抗Z₀＝(X₀，R₀)，对应于来自该裂缝244的可忽略的干扰，随着提高裂缝深度d，以及提高到裂缝244的接近度(即，降低相对于裂缝244的横向(x)距离)，该线圈元件L’的有效感抗X_L提高，并且该有效电阻R_L降低。与响应于其中的电流i的磁场分量140相对的涡流感应磁场分量38、104导致相对于自由空间情形线圈元件L’的有效阻抗Z的标称降低，并且该裂缝244干扰在车辆12的导电第二部分20、82中的涡流34、102，导致有效阻抗Z的结果性增加。类似地，该线圈元件L’的有效阻抗Z是随距离y，和车辆12的导电第二部分20、82的磁性和导电参数而改变的。对每个相关的线圈元件L’的阻抗Z进行响应，至少一个线圈14提供大体上产生相应的至少一个测量，其提供检测在其上或者在相关的感测部位内车辆12的磁导中的相关变化，相关的感测部位与至少一个线圈元件14有关，其响应于到车辆12的相关的邻近第二部分20、82的间隙距离y的变化，并且响应于它的磁性和导电参数的变化，和相关的磁路188的磁阻R的变化。

该信号调节器/预处理器电路114提供检测多个线圈元件14的至少一个，或者它们的组合或者结合的阻抗Z。例如，参考图32，麦克斯韦-维恩电桥246可用于测量线圈元件L’或者线圈元件L’的组合的阻抗Z的感抗X_L和电阻R_L分量。可选地，该信号调节器/预处理器电路114提供测量在线圈元件L’或者线圈元件L’的组合上的至少一个信号，并且提供测量由相关的线圈激励器202施加于其的信号。该信号调节器/预处理器电路114单独地或者与处理器204结合地例如使用由相关的线圈激励器202施加的信号作为相位参考，提供将来自线圈元件L’或者线圈元件L’的组合的信号分解为实分量和虚分量。

线圈元件L’或者线圈元件L’的组合直接或者间接地被磁性地耦合到车辆12响应于碰撞容易受到变形的至少一部分，其中响应于碰撞其的变化(例如，其的变形)会影响相关的磁路68、188的磁阻R，并且/或者在相关的邻近导电元件18中引起涡流34、102，它们中的任一个都影响在线圈元件L’，或者线圈元件L’的组合中的电流i，对其的检测提供检测在车辆12的磁性条件中的结果性相关的变化，该变化与响应于碰撞该车辆12的相关部分的变形有关。

参考图33，磁性碰撞传感器10.1、10.1′、10.1＂、10.1″′或者10.3的线圈14被示例为接近于设置在离线圈14距离x处的邻近导电元件80，并且受到相对于该线圈14的碰撞响应运动248。以时变电流源250驱动的线圈14产生第一磁场26、94，第一磁场26、94在导电元件80中引起涡流34、102，该涡流34、102随后产生第二磁场38、104。对线圈14的固有电感L和固有电阻R_L进行响应，并且对来自第二磁场38、104的感应进行响应，在线圈14上产生电压信号V。参考图34，结果性复数电压信号V的相矢量值可以分解成由以下给出的第一信号分量252：

C₁+C₂·x              (1)

其包括对导电元件80相对于线圈14的静电位移进行响应的偏置分量C₁和位移分量C₂·x，和由以下给出的第二信号分量254：

$C_3\·\frac{\∂x}{\∂t}---\left(2\right)$

其响应于导电元件80相对于线圈14的速度，其中第一252和第二254信号分量的矢量相位值相对于由时变电流源250施加的驱动电流信号I_dr而被参考(referenced)，并且在复数平面中彼此之间相对是正交的。假设速度相关的第二信号分量254与由物体或者与之相撞的其它的车辆传送给车辆12的冲量有关，并且位移分量C2·x与在碰撞期间被车辆12所吸收的能量有关，其中相对软的车辆12将势必吸收相对更多的能量，并且将势必产生相对更多的低频信号，相对刚性的车辆12将势必承受相对更多的冲量，并且将势必产生相对更多的高频信号。此外，复数电压信号V的实分量256与在线圈14中的电阻损失有关，或者与在导电元件80中的涡流损失有关，而虚分量258与该线圈14的自电感有关，该自电感对与之感应地耦合的磁性元件的导磁率进行响应。

参考图35，按照信号调节电路294的第一方面，在串联电路242中该线圈14与一对平衡传感电阻R_s1，R_s2串联组合，串联电路242是由以来自振荡器30、58、98的时变信号198馈送的线圈激励器28、56、96驱动的，其中第一传感电阻R_s1的第一端子在串联电路242的第一节点260上耦合到线圈激励器28、56、96的第一输出端子，第一传感电阻R_s1的第二端子在串联电路242的第二节点264上耦合到线圈激励器28、56、96的第一感测端子和线圈14的第一端子两者，该线圈14的第二端子在串联电路242的第三节点268上耦合到线圈激励器28、56、96的第二感测端子270和第二传感电阻R_s2的第一端子两者，并且第二传感电阻R_s2的第二端子在串联电路242的第二节点272上耦合到线圈激励器28、56、96的第二输出端子274，例如，该时变信号198是具有在10KHz和100KHz之间频率的正弦波，并且被以一个共模电压而直流偏置，以便使用单端电力供应提供相关电路的操作。从线圈激励器28、56、96的第一262和第二274输出端子输出的交流信号是彼此反相的，并且该线圈激励器28、56、96被调节以便控制这些输出信号，以使得在线圈激励器28、56、96的第一266和第二270感测端子上感测的线圈14上的峰-峰交流电压V_L是该振荡器30、58、98的峰-峰交流电压V_AC的两倍。该线圈激励器28、56、96被进一步调节以大体上清除(null)通过该线圈14的任何直流电流分量，以便通过由线圈14产生的第一磁场26、94防止车辆12的磁化作用。分别具有相应电压V₁、V₂、V₃和V₄的第一260、第二264、第三268和第四272节点被耦合到求和与求差放大器276的输入电阻R₁、R₂、R₃和R₄，以运算放大器278，电阻R₅，电阻R₆，输入电阻R₂和R₄实现该求和与求差放大器276，电阻R₅从它的非倒相输入280到DC共模电压信号V_CM，并经由电容C_G到地，从而提供AC接地，电阻R₆在倒相输入282和它的输出284之间，其中输入电阻R₁和R₃被耦合到非倒相输入280，并且输入电阻R₂和R₄被耦合到倒相输入282。

该线圈激励器28、56、96的第一266和第二270感测端子具有比较高的阻抗，使得第一R_s1和第二R_s2传感电阻以及线圈14中的每个承载来自线圈激励器28、56、96的大体上相同的电流I。在求和与求差放大器276的输出284上的电压V_out被如下给出：

V_out＝(V₁-V₄)-(V₂-V₃)＝I·(R_S1+R_S2)      (3)

其等于在传感电阻R_s1、R_s2上总的压降，其提供通过线圈14的电流的测量。因此，假定在线圈14上的电压V_L被控制为是两倍于振荡器30、58、98的峰-峰交流电压V_AC的值，并且因此是已知的，响应于V_out通过线圈14的电流I的测量可以与在线圈14上已知的电压V_L结合使用，以确定该线圈14的自阻抗Z。可选地，通过线圈14的电流I可以被解调为相位相对于振荡器30、58、98的正弦时变信号198的同相I和正交相位Q分量，以便提供大体上等效的信息，其中同相分量I提供线圈14的有效电阻R的测量，并且正交相位分量Q提供线圈14的有效阻抗Z的测量。按照这个后者的方法，该求和与求差放大器276的输出284由低通滤波器286进行滤波，由模拟-数字转换器288从模拟转变成数字形式，并且由解调器290解调为同相I和正交相位Q分量，解调器290以振荡器30、58、98的时变信号198为相位基准。

分别地或者组合地，同相I和/或正交相位Q分量然后被碰撞感测算法292在处理器108、204中处理，以提供辨别或者检测足够严重的碰撞事件，以保证安全限制致动器44的使用。例如，在一组实施例中，可能与正交相位Q分量相结合地，同相分量I被处理，以提供辨别或者检测足够地严重的碰撞事件，来保证该安全限制致动器44的使用。可选地，可能与正交相位Q分量相结合地，同相分量I可用于提供安全信号，以防止在不存在足够严重的碰撞时启动安全限制致动器44，从而保证它的可能的使用。

参考图36，线圈14，L′的自阻抗Z_L，或者它的相关的自电阻R_L或者自电感L_L可以使用信号调节电路294.1的第一实施例来确定，其中时变电压V_AC是由振荡器296施加在传感电阻Rs和线圈14，L′的串联组合上。通过串联组合，以及因此通过线圈14，L′的电流i_L是由在传感电阻Rs上的复数或者矢量电压V_R除以传感电阻Rs的值Rs的比给出的，其中电压V_R被测量为相对于施加的时变电压V_AC的幅值和相位，或者被解调为相对于施加的时变电压V_AC的同相I和正交相位Q分量。该线圈14，L′的自阻抗Z_L然后被作为线圈14，L′上的电压V_L，即，V_L＝V_AC-V_R除以通过线圈14，L′的电流i_L的比，而从欧姆定律中给出，或者：

$Z_L=\frac{R_S\·V_L}{V_R}=\frac{R_S\·(V_{\mathrm{AC}}-V_R)}{V_R}---\left(4\right)$

参考图37，按照信号调节电路294.2的第二实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，平衡的时变电压V_AC′由振荡器298以平衡的结构施加在线圈14，L′和两个传感电阻R_s1、R_s2的串联组合上，其中该传感电阻R_s1、R_s2具有大体上相等的值，该线圈14，L′被耦合在传感电阻R_s1、R_s2之间，并且该传感电阻R_s1、R_s2的剩余端子被耦合到该振荡器298的第一298.1和第二298.2端子，其分别提供互补的输出信号V_A′和V_B′，其每个具有大体上的零均值，并且大体上具有与另一个相反的相位。例如，在一个实施例中，该输出信号V_A′是由A·sin(ωt)给出的，并且该输出信号V_B′是由-A·sin(ωt)给出的，其中A是峰值振幅，并且ω是相关的角频率，以使得时变电压V_AC′是由V_AC′＝VA′-V_B′＝2·A·sin(ωt)给出的。该平衡的馈送和结构提供降低EMI(电磁干扰)敏感度和辐射。该线圈14，L′的自阻抗Z_L是通过以V_AC′代替V_AC，以(V_R1+V_R2)代替V_R从公式(1)中给出的，其中V_R1和V_R2是测量的相应传感电阻R_s1、R_s2两端间的电压。

参考图38，提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量的信号调节电路294.3的第三实施例类似于在图37中举例说明的第二实施例，除了结合进振荡器300以外，该振荡器300被调节以提供单端的互补输出信号V_A和V_B，以便提供与相关的单端电子设备的操作，即，那些电子设备处所有的信号都是在0和+V_MAX伏之间。例如，该输出信号V_A和V_B的每个都是被DC共模电压信号V_CM所偏置的，以使得V_A＝V_CM-A·sin(ωt)，并且V_B＝V_CM-A·sin(ωt)，其中，在一个实施例中，例如，V_CM＝V_MAX/2，并且峰值振幅A小于或等于V_CM。在一个实施例中，该振荡器300包括数字时钟发生器和正弦/余弦整形器，其产生数字的互补的信号，该信号被以数模转换器转换为模拟形式，以产生互补输出信号V_A和V_B。

参考图39，按照信号调节电路294.4的第四实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，在线圈14，L′上的电压V_L是通过响应于通过线圈14，L′来自第二264和第三268节点的反馈信号，使用在与线圈14，L′串联的传感电阻R_s1、R_s2处被施加于第一260和第四272节点的信号的反馈控制来控制的。尤其是，第一互补输出信号V_A经由第一输入电阻R_A1馈送给第一运算放大器302的倒相输入，其还经由第一反馈电阻R_A2耦合到第二节点264，在那里第一传感电阻R_s1耦合到线圈14，L′的第一端子。此外，第二互补输出信号V_B经由第二输入电阻R_B1馈送给第二运算放大器304的倒相输入，其还经由第二反馈电阻R_B2耦合到第三节点268，在那里第二传感电阻R_s2耦合到线圈14，L′的第二端子。第一运算放大器302的输出262在第一传感电阻R_s1处耦合到第一节点260，并且第二运算放大器304的输出274在第二传感电阻R_s2处耦合到第四节点272。第一共模电压信号V_CM1耦合到第一运算放大器302的非倒相输入，并且第二共模电压信号V_CM2耦合到第二运算放大器304的非倒相输入。

对于理想的第一302和第二304运算放大器，以及对于：

$\frac{R_{A2}}{R_{A1}}=\frac{R_{B2}}{R_{B1}}=\mathrm{\α}---\left(5\right)$

V_CM1＝V_CM2＝V_CM                                       (6)

V_A＝V_CM-A·sin(ωt)，and                              (7)

V_B＝V_CM+A·sin(ωt)                                   (8)

在线圈14，L′上的电压V_L是由以下给出的：

V_L＝V₂-V₃＝α·(V_B-V_A)＝2·α·A·sin(ωt)               (8)

因此，该反馈控制环路提供控制线圈14，L′上的电压V_L的值，并且，例如，将此设置为高于例如借助于在图38中举例说明的信号调节电路294.3的第三实施例所获得的值，以便提供更高的信号电平和相应更高的相关的信噪比。例如，随着α＝1，线圈14，L′上的电压V_L将是V_B-V_A，而在图38举例说明的信号调节电路294.3的第三实施例中，这是施加在传感电阻R_s1、R_s2和线圈14，L′的串联组合上的电压值。第一302和第二304运算放大器控制线圈14，L′上的电压V_L，通过线圈14，L′的电流i_L响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L，即，(i_L＝V_L/Z_L)，并且在第一260和第四272节点上的电压由第一302和第二304运算放大器自动地设置，以便提供对控制线圈14，L′上的电压V_L说来是必需的电流。但是，通过第一R_s1和第二R_s2传感电阻的电流不会完全对应于通过线圈14，L′的电流i_L，因为通过第一R_A2和第二R_B2反馈电阻的电流i_RA2和i_RB2，以及来自公式(3)用于测量通过线圈14，L′的电流i_L的相应信号是由以下给出的：

$V_{\mathrm{out}}=(V_1-V_4)-(V_2-V_3)=(R_{S1}+R_{S2})\·(i_L+\frac{1}{2}\·(i_{\mathrm{RA}2}-i_{\mathrm{RB}2}))---\left(9\right)$

其中：

$i_{\mathrm{RA}2}=\frac{V_2-V_{\mathrm{CM}}}{R_{A2}},\mathrm{and}---\left(10\right)$

$i_{\mathrm{RB}2}=\frac{V_3-V_{\mathrm{CM}}}{R_{B2}}---\left(11\right)$

参考图40，按照信号调节电路294.5的第五实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，通过第一R_A2和第二R_B2反馈电阻的电流i_RA2和i_RB2的影响可以通过使用配置为相应缓冲放大器306′、308′的第三306和第四308运算放大器而减轻，以便分别通过第一R_A2和第二R_B2反馈电阻在第二264和第三268节点上提供大体上消除任何负载，以使得通过传感电阻R_s1、R_s2的每一个的电流大体上与通过线圈14，L′的电流i_L是相同的。因此，来自公式(3)用于测量通过线圈14，L′的电流i_L的信号是有其代表的，并且由以下给出：

V_out＝(V₁-V₄)-(V₂-V₃)＝(R_S1+R_S2)·i_L              (12)

信号调节电路294.5的剩余部分的作用与在图39中举例说明的信号调节电路294.4的第四实施例相同，除了第一302和第二304运算放大器被示例为实际的运算放大器而不是理想的运算放大器之外，其中相应的直流偏置电压源δ₁和δ₂被分别添加给它的非倒相输入，以提供模拟与实际的运算放大器有关的内部偏移的影响。因此，对于公式(5)、(7)和(8)的条件，线圈14，L′上的电压V_L是由以下给出的：

V_L＝V₂-V₃＝α·(V_B-V_A)+(1+α)·((V_CM1-V_CM2)+(δ₁-δ₂))       (13)

在公式(6)的条件下，这简化为：

V_L＝V₂-V₃＝α·(V_B-V_A)+(1+α)·(δ₁-δ₂)                    (14)

在公式(7)和(8)的条件下，这简化为：

V_L＝V₂-V₃＝2·α·A·sin(ωt)+(1+α)·(δ₁-δ₂)              (15)

线圈14，L′上的电压V_L的交流分量具有以下的值：

V_L ^AC＝(V₂-V₃)^AC＝2·α·A·sin(ωt)，                     (16)

对于α＝1，其与在图38中举例说明的信号调节电路294.3的第三实施例相当。

因此，直流偏置电压源δ₁和δ₂导致线圈14，L′上的电压V_L具有以下的直流偏置：

(1+α)·(δ₁-δ₂)，                              (17)

对于α＝1和δ＝max(|δ₁|，|δ₂|)，其可以具有与4δ一样大的值，因为直流偏置电压源δ₁和δ₂是不相关的，其导致在线圈14，L′中的相应的直流偏置电流，其可能不利于磁化车辆12。

参考图41，按照信号调节电路294.6的第六实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，在图40中举例说明的该信号调节电路294.5的第五实施例被修改以包括第五运算放大器310，以便提供清除其中的直流偏置，该第五运算放大器310适于提供在线圈14，L′上的电压V_L上工作。尤其是，第五运算放大器310的非倒相输入经由第三输入电阻R₂₂耦合到第三运算放大器306的输出，并且也经由第四输入电阻R_CM1耦合到第一共模电压信号V_CM1。该第五运算放大器310的倒相输入经由第五输入电阻R₃₂耦合到第四运算放大器308的输出，并且也经由第二反馈电阻R_CM2耦合到第五运算放大器310的输出，以及第二运算放大器304的非倒相输入，以便于提供第二共模电压信号V_CM2。

令：

$\frac{R_{\mathrm{CM}2}}{R_{32}}=\frac{R_{\mathrm{CM}1}}{R_{22}}=G,---\left(16\right)$

第二共模电压信号V_CM2然后由以下给出：

V_CM2＝V_CM1+G·(V₂-V₃)+(1+G)·δ₅，               (17)

线圈14，L′上的结果性电压V_L然后由以下给出：

$V_L=V_2-V_3=\frac{\mathrm{\α}\·(V_B-V_A)+(1+\mathrm{\α})\·({\mathrm{\δ}}_1-{\mathrm{\δ}}_2-(1+G)\·{\mathrm{\δ}}_5)}{1+(1+\mathrm{\α})\·G},---\left(18\right)$

其中第五运算放大器310的预期DC偏移是由在它的非倒相输入上的直流偏置电压源δ₅表示的。

因此，对于分别由公式(7)和(8)给出的第一V_A和第二V_B互补输出信号，线圈14，L′上的结果性电压V_L是由以下给出的：

$V_L=\frac{2\·\mathrm{\α}\·A\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)+(1+\mathrm{\α})\·({\mathrm{\δ}}_1-{\mathrm{\δ}}_2)}{1+(1+\mathrm{\α})\·G}-\frac{(1+\mathrm{\α})\·(1+G)}{1+(1+\mathrm{\α})\·G}\·{\mathrm{\δ}}_5---\left(19\right)$

对于α＝1，线圈14，L′上的结果性电压V_L是由以下给出的：

$V_L=\frac{2\·A\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)+2\·({\mathrm{\δ}}_1-{\mathrm{\δ}}_2)-{\mathrm{\δ}}_5}{1+2\·G}-{\mathrm{\δ}}_5---\left(20\right)$

因此，当增益G提高时，公式(20)的第一分量的幅值降低，其包括可归于直流偏置电压源δ₁和δ₂的全部交流分量和直流分量。例如，对于G＝1，线圈14，L′上的电压V_L是由以下给出的：

V_L＝A·sin(ωt)+(δ₁-δ₂)-1.5·δ₅，and            (21)

并且当增益G逼近无穷大时，线圈14，L′上的电压V_L逼近与第五运算放大器310有关的直流偏置电压源δ₅的值：

V_L＝-δ₅.            　　　　　　            (22)

因此，借助于足够的增益G，在图41中举例说明的信号调节电路294.6的第六实施例提供降低直流偏置电压源δ₁和δ₂对线圈14，L′上的电压V_L的影响，但是，也以降低相关的交流信号分量的幅值作为代价。

参考图42，按照信号调节电路294.7的第七实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，直流偏置电压源δ₁和δ₂对于线圈14，L′上的电压V_L的影响可以通过修改第五运算放大器310将其作为低通滤波器，例如，通过跨过第二反馈电阻R_CM2在第五运算放大器310的输出和倒相输入之间增加反馈电容C_F1而降低，而不会不利地影响相关的交流信号分量，前述的组合形成低通滤波电路312，其随着频率提高而起到降低增益G的作用。该低通滤波电路312的截止频率被设置为大体上低于振荡器300的工作频率。例如，在一个实施例中，该低通滤波电路312的截止频率被设置为至少比振荡器300的工作频率低20。信号调节电路294.7的第七实施例进一步包括在第五运算放大器310的输出和第二运算放大器304的非倒相输入之间的低通滤波器314，例如，包括串联电阻R_F2和并联电容C_F2。如在图42中举例说明的，滤波电容C_F3和C_F4可以分别从第五运算放大器310的非倒相和倒相输入添加，每个分别接地，以便提高相关的低通滤波电路312的阶数。

在图42中举例说明的信号调节电路294.7的第七实施例不能补偿第三306和/或第四308运算放大器的预期的相应的直流偏置电压源δ₃和/或δ₄对线圈14，L′上的电压V_L的影响。参考图43，按照信号调节电路294.8的第八实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，这个限制，和在图41中举例说明的信号调节电路294.6的第六实施例中的类似限制可以通过将第五运算放大器310的非倒相输入经由第三输入电阻R₂₂耦合到串联电路242的第一节点260，而不是耦合到第三运算放大器306的输出，并且通过将第五运算放大器310的倒相输入经由第五输入电阻R₃₂耦合到串联电路242的第四节点272，而不是耦合到第四运算放大器308的输出来补救。因此，信号调节电路294.8的第八实施例的第五运算放大器310和相关的电路提供将串联电路242的第一260和第四72节点上的电压的直流偏置清除，该串联电路242与通过其的电流i_L的直流偏置有关。比较起来，信号调节电路294.7的第七实施例起到清除串联电路242的第三264和第四268节点上的直流偏置电压的作用。因为即使当电流i_L非零时，第三264和第四268节点以及第一260和第四72节点上的电压通常不同，但当通过串联电路242的电流i_L等于零时，这些电压也将等于零，所以，信号调节电路294.8的第八实施例是有效的。

参考图44，按照信号调节电路294.9的第九实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，作为在图42中举例说明的信号调节电路294.7的第个实施例的一个替换方案，第五运算放大器310被配置为积分器316，其中第五运算放大器310的非倒相输入经由第三输入电阻R₂₂耦合到第三运算放大器306的输出，并且也经由滤波电容C_F3耦合到地。该第五运算放大器310的倒相输入经由第五输入电阻R₃₂耦合到第四运算放大器308的输出，并且也经由积分电容C_I耦合到第五运算放大器310的输出，并且经由输出电阻R₁耦合到第二运算放大器304的非倒相输入，其中后者也经由第六输入电阻R_CM2’耦合到第一直流共模电压信号V_CM1。因此，线圈14，L′上的电压V_L的直流偏置被积分器316积分，以便在第二运算放大器304的非倒相输入上产生第二共模电压信号V_CM2，以使得因此提供补偿，从而提供降低或者消除线圈14，L′上的电压V_L中的直流偏置。

参考图45，信号调节电路294.10的第十实施例是基于在上文描述的图35中举例说明的实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其中线圈激励器28、56、96包括基于在图42中举例说明的信号调节电路294.7的第七实施例的电路，和用于从相关的振荡器300产生输出信号V_A和V_B的电路的例子。例如，可以按照信号调节电路294.7的第七实施例来描述低通滤波器312。

该信号调节电路294.10的第十实施例进一步举例说明一个用于产生第一共模电压信号V_CM1的电路317的例子。例如，该电路317包括由供电电压源Vs馈给的电阻R₇和R₈的第一电压分压器318。该电压分压器318的输出被配置为相关的缓冲放大器320′的相关第六运算放大器320所缓冲。例如，对于等值的电阻R₇和R₈，结果性第一共模电压信号V_CM1将是供电电压源Vs的值的一半。

该信号调节电路294.10的第十实施例进一步举例说明相关的振荡器300的一个实施例的例子，其中输出信号V_A是由第七运算放大器322产生的，其非倒相输入耦合到第二电压分压器324的输出，第二电压分压器324包括由第一共模电压信号V_CM1馈给的电阻R₉和R₁₀，其倒相输入由输入电阻R₁₁耦合到振荡器30、58、98，并且由反馈电阻R₁₂耦合第七运算放大器322的输出。对于等值的电阻R₉和R₁₀，并且对于等值的电阻R₁₁和R₁₂，以及对于由A·sin(ωt)给出的振荡器30、58、98的输出，那么输出信号V_A由公式(7)给出。

此外，该输出信号V_B是由第八运算放大器326产生的，其非倒相输入经由第一输入电阻R₁₃耦合到第一共模电压信号V_CM1，并且经由第二输入电阻R₁₄耦合到振荡器30、58、98，并且其非倒相输入由输入电阻R₁₅耦合到地，并且由反馈电阻R₁₆耦合到第八运算放大器326的输出。对于等值的电阻R₁₃和R₁₄，并且对于等值的电阻R₁₅和R₁₆，以及对于由A·sin(ωt)给出的振荡器30、58、98的输出，那么输出信号V_B由公式(8)给出。

参考图46，信号调节电路294.11的第十一实施例大体上是基于在图45中举例说明的信号调节电路294.10的第十实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其中相同的参考标记对应于在上文中描述的功能类似的元件，并且图45包括如在下文中描述的补充方面。按照振荡器300′的第二实施例，由时钟330驱动的正弦整形器328例如以8位数字样值而产生正弦波的数字时间序列334，其被馈送进数模转换器332，数模转换器产生相应的采样模拟正弦波波形，其随后被低通滤波器336滤波以除去相关的量化和采样过程的人为因素，诸如，相关的谐波和与数模转换器332有关的时钟噪声。例如，在一个实施例中，该正弦整形器是从15.6千赫到44.9千赫可编程的，并且结果性模拟正弦波具有0.8伏的最大峰值幅度。例如，按照与第七322和第八324运算放大器有关的电路，以及在上文中与在图45中举例说明的信号调节电路294.10的第十实施例结合描述的相关的电路，来自低通滤波器336的滤波后的正弦波信号338被馈送进适用于产生单端第一V_A和第二V_B互补输出信号的振荡信号调节器340，例如，如在上文中描述的。第一302和第二304运算放大器提供线性激励器342，其对第一V_A和第二V_B互补输出信号进行响应而以正弦波驱动线圈14，L′，其中通过调节相关的输入R_A1、R_B1和与第一302和第二304运算放大器有关的反馈R_A2、R_B2电阻，响应于处理器108、204，由公式(5)给出的它的相关增益α是可编程的。例如，输入R_A1、R_B1和反馈R_A2、R_B2电阻的每个都可以通过切换与相关FET晶体管相互连接的电阻的相应网络，或者通过使用FET晶体管作为可变电阻来调节。例如，在一个实施例中，该处理器108、204适用于通过调节线性激励器342的增益a来调节通过线圈14，L′的电流i_L，以便其在10-50毫安RMS的范围之内，其中在信号调节电路294.11的第十一实施例中，响应于1至80伏的增益a的相应范围，来自线性激励器342的相应电压以0.8伏为步长在0.8至64伏峰-峰值的范围之内。共模电压信号V_CM是由相关的电路317产生的，例如，如在图45中举例说明的，在一个实施例中，其是例如响应于处理器108、204而可调节的，以便提供共模电压信号V_CM，该共模电压信号可在2.4和21伏之间以0.6伏步长而调节，以便防止线性激励器342的饱和。

如同在图39-45中举例说明的实施例，通过使用第一302和第二304运算放大器来控制线圈14，L′上的电压V_L，以提供在传感电阻R_s1、R_s2上施加到第一260和第四272节点的信号的反馈控制，传感电阻R_s1、R_s2与线圈14，L′串联，线圈14，L′响应于来自线圈14，L′上的第二264和第三268节点的反馈信号。

此外，偏置控制电路344提供大体上清除通过线圈14，L′的电流i_L中的任何直流电流偏置。例如，按照偏置控制电路344.1的第一方面，例如，如在上文的图41、42、44和45中，和在下文中的图59、61和63中举例说明的，这是通过与它的第五运算放大器310有关的电路而提供的，第五运算放大器310对在串联电路242的第二264和第三268节点上，即，在其中的线圈14，L′上的电压V₂、V₃进行响应，而提供使用反馈345.1，以产生a)控制信号347.1的第一方面，其施加于第二运算放大器304的非倒相输入，其在串联电路242的第四节点272上控制电压V₄，以便大体上清除通过线圈14，L′的电流i_L中的直流电流偏置；或者b)控制信号347.2的第二方面，其被分别以相反方向(oppositesenses)施加于振荡信号调节器340，第一302和第二304运算放大器304的倒相输入，其分别在串联电路242的第一260和第四272节点上控制电压V₁、V₄，以便大体上清除通过线圈14，L′的电流i_L中的直流电流偏置。该偏置控制电路344.1的第一方面对在串联电路242内的线圈14，L′上的电压信号进行响应而利用反馈345.1，并且因此也在此处称为“内部电压反馈”，其通过清除其上的电压而提供清除通过线圈14，L′的电流i_L。

按照偏置控制电路344.2的第二方面，例如，如在上文的图43中，并且在下文的图62和63中举例说明的，在串联电路242的第一260和第四272节点上，即，跨过串联电路242，响应于电压V₁、V₄，反馈345.2被用于产生：a)控制信号347.1的第一方面，其被施加于第二运算放大器304的非倒相输入，其在串联电路242的第四节点272上控制电压V₄，以便大体上清除通过线圈14，L′的电流i_L中的直流电流偏置；或者b)控制信号347.2的第二方面，其被分别以相反方向施加于振荡信号调节器340，第一302和第二304运算放大器304的倒相输入，以便大体上清除通过线圈14，L′的电流i_L中的直流电流偏置。该偏置控制电路344.2的第二方面响应于串联电路242上的电压信号而利用反馈345.2，并且因此也在此处称为“外部电压反馈”，其通过清除该串联电路242上的电压而提供清除通过线圈14，L′的电流i_L。

再进一步，如同在图35和45中举例说明的，该信号调节电路294.11的第十一实施例结合了包括运算放大器278和相关电路的求和与求差放大器电路346，其响应于传感电阻R_s1、R_s2上的压降的总和，提供产生输出电压V_out，该传感电阻R_s1、R_s2提供通过线圈14，L′的电流i_L的测量，即，电流测量348。例如，在一个实施例中，该求和与求差放大器电路346是标称的单位增益。该传感电阻R_s1、R_s2被用于使得在标称工作条件下提供大约0.8伏峰-峰值的输出电压V_out。

按照偏置控制电路344.3的第三方面，例如，如在下文的图54-56、59和61中举例说明的，响应于求和与求差放大器276的输出284处的电压V_out，即，与电流测量348有关，反馈345.3被用于产生：a)控制信号347.1的第一方面，其被施加于第二运算放大器304的非倒相输入，其在串联电路242的第四节点272上控制电压V₄，以便大体上清除通过线圈14，L′的电流i_L中的直流电流偏置；或者b)控制信号347.2的第二方面，其被分别以相反方向施加于振荡信号调节器340，第一302和第二304运算放大器304的倒相输入，以便大体上清除通过线圈14，L′的电流i_L中的直流电流偏置。该偏置控制电路344.3的第三方面响应于与电流测量348有关的电压V_out而利用反馈345.3，该电流测量348提供通过线圈14，L′的电流i_L的测量，并因此也在此处称为“电流反馈”，其通过清除与电流测量348有关的电压V_out而清除通过线圈14，L′的电流i_L。

提供通过线圈14，L′的电流i_L的测量的电压V_out被带通滤波器350进行滤波，然后由相关的第一模拟-数字转换器288′转换为数字形式。例如，在一个实施例中，带通滤波器350是具有巴特沃兹(Butterworth)近似值的二阶双输入全差分开关电容带通滤波器，并且响应于处理器108、204，可编程的中心频率被自动地设置为与正弦整形器328和相关时钟330相同的频率。在这个实施例中，该带通滤波器350具有固定的6千赫通带，并且其用于限制对其它源所辐射出的带外能量的敏感度。

尽管其是被与上文所述线性激励器342和偏置控制电路344有关的电路所控制的，被配置为差分放大器的第九运算放大器352提供测量在线圈14，L′上的电压V_L上的实际电压。尤其是，耦合到线圈14，L′的第一端子的第二节点264以电压V₂而经由第一输入电阻R₂₃耦合到第九运算放大器352的非倒相输入，其也经由电阻R₂₄连接到DC共模电压信号V_CM地。此外，耦合到线圈14，L′的第二端子的第三节点268以电压V₃而经由第二输入电阻R₃₃耦合到第九运算放大器352的倒相输入，其也经由反馈电阻R₃₄连接到它的输出。因此，第九运算放大器352的输出被指定为电压V_out，其被如下给出∶

V_Drive＝γ·(V₂-V₃)，                 (23)

其中增益γ是由以下给出的：

$\mathrm{\γ}=\frac{R_{24}}{R_{23}}=\frac{R_{34}}{R_{33}}---\left(24\right)$

在不同的实施例中，例如，该增益γ可以是响应于处理器108、204而可编程的。例如，在一个实施例中，该增益γ在1至80伏的范围内是可编程的，以使得来自第九运算放大器352的结果性电压V_Drive是在用于输入到相关第二模拟-数字转换器354的0-1伏峰-峰值的范围之内。

参考图46-47，作为一个实施例的例子，第一288′和第二354模拟-数字转换器的每一个是以相应的第一356.1和第二356.2sigma-delta模拟-数字转换器体现的，每个包括sigma-delta转换器358，继之以低通同步滤波器360，继之以抽取滤波器362的组合。参考图47和49，该sigma-delta转换器358是单独计时的电路，其提供将给定的信号电平转换为相应的单比特脉冲密度调制(PDM)信号。对于时变的输入信号，该sigma-delta转换器358的时钟速率大体上高于相关的时变输入信号的相应采样速率，以使得该时变输入信号被有效地过采样。例如，在一个实施例中，对于具有10和50千赫之间的采样速率的时变输入信号，该sigma-delta转换器358的时钟速率被设置在4兆赫。按照在图47中举例说明的sigma-delta转换器358的实施例，该sigma-delta转换器358的输出Vout_n的当前值被在第一求和接点364处从输入信号Vin_n的当前值中减去，并且该结果被增益1/2所调节，并且由第一积分器366积分。该sigma-delta转换器358的输出Vout_n的当前值然后被在第二求和接点368处从第一积分器366的的输出VINT1_n+1的最新值中减去，并且该结果被增益1/2所调节，并且由第二积分器370积分。第二积分器370的输出VINT2_n+1的最新值然后被输入给比较器372，该输出，即sigma-delta转换器358的输出Vout_n+1，如果第二积分器370的输出VINT2_n+1的最新值小于1，则其具有为零的值，否则其具有为1的值，并且其被缓冲放大器373缓冲，然后以一比特数模转换器374转换为模拟形式，然后从其被反馈给第一364和第二368求和接点，其中该比较器372、缓冲放大器373和一比特数模转换器374可以在实践中被结合在一起。以上描述的该sigma-delta转换器358的操作被以下公式所建模，其提供转换具有零和1伏之间的幅值的信号：

${\mathrm{VINT}1}_{n+1}={\mathrm{VINT}1}_n+\frac{1}{2}\·({\mathrm{Vin}}_n-{\mathrm{Vout}}_n)---\left(25\right)$

${\mathrm{VINT}2}_{n+1}={\mathrm{VINT}2}_n+\frac{1}{2}\·({\mathrm{VINT}1}_{n+1}-{\mathrm{Vout}}_n)---\left(26\right)$

${\mathrm{Vout}}_{n+1}=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{if}({\mathrm{VINT}2}_{n+1}<1)\\ 1& \mathrm{if}({\mathrm{VINT}2}_{n+1}\&GreaterEqual;1)\end{array}\right\}---\left(27\right)$

参考图48a-d，对于四个不同的相应直流输入电压0.10、0.25、0.50和0.75伏，按照公式(25)-(27)sigma-delta转换器358的输出Vout_n被分别图示为是内部时钟周期n的函数。应该明白，sigma-delta转换器358的输出Vout_n是二进制的，具有零或者1的值，并且图48a-d的图形显示的倾斜部分是绘图过程的人为因素。在图48a-d中举例说明的一比特(即，二进制的值)时间序列的每一个的平均值等于相应的直流输入电压的值，其中每个时间序列的的脉冲密度调制电平等于相应的直流输入电压的值。

在一个实施例中，该sigma-delta转换器358是使用4兆赫的采样速率，以0-1伏峰-峰值的可用差分输入范围，以全差分二阶开关电容结构而实现的。在一个实施例中，该sigma-delta转换器358主要在满标度的大约一半处使用，以避免来自一比特数模转换器374的失真，该失真可以发生在输入信号的幅值大于满标度的大约百分之八十的时候。超出满标度，一比特数模转换器374将会过载，导致信号完整性的损失。仅仅使用满标度的一半以避免失真，该sigma-delta转换器将具有0.5的有效增益，虽然这可以在相关的抽取滤波器362中被补偿，在一个实施例中，例如，该抽取滤波器362适用于对1伏峰-峰值的输入信号使用十二比特范围(span)。

参考图46和49，与第一sigma-delta模拟-数字转换器356.1有关的第一sigma-delta转换器358.1的输出被第一低通同步滤波器360.1进行滤波，然后被第一抽取滤波器362.1抽取，以便产生电压V_out的数字表示，在一个实施例中，例如，十二比特的表示。例如，在一个实施例中，第一低通同步滤波器360.1和第一抽取滤波器362.1被体现在按照在图49中举例说明的抽取器382而构成的第一抽取器382.1中，其包括多个累加器384，继之以多个微分器386，该多个微分器386与相应的多个求和388与求差390接点串联联接。

为避免溢出错误在累加器384中需要的比特数目是由以下定义的：

w＝K·log₂(N)+b                     (28)

其中K是抽取器阶数(例如，3)，N是抽取比率(例如，128)，并且b是进入抽取器的比特数目(例如，1或者8)。例如，对于K＝3，N＝128和b＝1，该累加器384是22比特宽度，而对于b＝8，该累加器384将是29比特宽度。每个累加器384是由以下公式定义的：

Vacc_n+1＝Vacc_n+Vin_n                 (29)

例如，对于4兆赫的输入时钟速率，在图49中举例说明的最后累加器384的输出将被以31.25千赫采样。最后累加器384的输出然后被馈送进微分器386，其具有与由公式(28)定义的相同的比特数。每个微分器386是由以下公式定义的：

Vdiff_n+1＝Vin_n+1-Vin_n                (30)

例如，在一个实施例中，第一382.1和第二382.2抽取器的最后微分器386的输出被截短为十二比特。与第一和第二混合器有关的混合过程固有地具有1/2的增益(作为相关的1/2余弦因子的结果)，并且这被在抽取器382中进行补偿，以使得它的数字输出的十二比特范围对应于在sigma-delta转换器358的输入上的1伏峰-峰值信号。该抽取器382的相关通用公式是由以下给出的∶

f＝[(1-z_-N)/(1-z_-1)]^K                 (31)

参考图50，sigma-delta模拟-数字转换器356的操作是由频域内的功率频谱举例说明的，如可从因特网上http://www.maxmim-ic.com/appnotes.cfm/appnote_number/1870处下载的文章“Demystifying Sigma-Delta ADCs”中描述的，并且其作为参考资料整体结合在此处。该sigma-delta转换器358的过取样过程提高了信噪比(SNR)，并且第一366和第二积分器370对噪声392起到高通滤波器的作用，并且起到整形噪声392的作用，如在图50中举例说明的。时域中的低通同步滤波器360起到频域中的陷波滤波器394的作用，其提供除去噪声392的实质部分，同时保留信号396。

再次参考图46，来自第一抽取滤波器362.1的输出可操作地耦合到第一376.1和第二376.2解调器，其将来自于其的信号解调为表示通过线圈14，L′的电流i_L的电压V_out的同相(I)和正交(Q)相位分量。第一解调器376.1使用来自正弦整形器328的数字时间序列332，以将电压V_out的同相(I)分量解调至相应的直流电平，即它的等效的该脉冲密度调制(PDM)，其中，例如，在一个实施例中，来自正弦整形器328的数字时间序列332被作为N比特数据流以与来自第一sigma-delta转换器358.1的信号相同的过采样时钟速率(例如，4兆赫)而被馈送进第一解调器376.1的相关第一混合器376.1′，以便提供通过线圈14，L′的电流i_L的同相(I)分量的测量表示。第二解调器376.2使用来自余弦整形器380的数字时间序列378，以将电压V_out的正交相位(Q)分量下解调为相应的直流电平，即它的等效的该脉冲密度调制(PDM)，其中，例如，在一个实施例中，来自余弦整形器380的数字时间序列378被作为N比特数据流，以与来自电压V_out的正交相位(Q)分量的第一sigma-delta转换器358.1的信号相同的过采样时钟速率(例如，4兆赫)而被馈送进第二解调器376.2的相关第二混合器376.2′，以便提供通过线圈14，L′的电流i_L的正交相位(Q)分量的测量表示。响应于处理器108、204，通过来自时钟330的公共信号与正弦整形器328同时地驱动余弦整形器380。例如，在一个实施例中，来自正弦328和余弦380的N比特数据流是8比特数据流。

第一376.1和第二376.2解调器的输出分别由相应的第一398.1和第二398.2低通滤波器滤波，并且然后分别由相应的第一400.1和第二400.2带通滤波器滤波。例如，在一个实施例中，第一398.1和第二398.2低通滤波器是具有可编程类型(例如，巴特沃兹(Butterworth)或者契比雪夫(Chebyshev))，和可编程滤波器系数k以及增益因子G的二阶数字滤波器，相同的类型和值用于每个滤波器398.1、398.2，并且第一400.1和第二400.2带通滤波器是具有可编程类型(例如，巴特沃兹(Butterworth)或者契比雪夫(Chebyshev))和可编程系数的四阶数字滤波器，相同的类型和值用于每个滤波器400.1、400.2。每个滤波器中的增益因子G适用于通过每个滤波器398.1、398.2、400.1、400.2提供单位增益(unity gain)。例如，该滤波系数k和增益因子G被以定点补码数字格式(fixed point two’s complement number fomat)存储在十二比特寄存器中。

例如，第一398.1和第二398.2低通滤波器通常由以下的传递函数给出：

$H\left(z\right)=G\left[\frac{1+2z^1+z^{-2}}{1-k_1{z}^{-1}+k_2{z}^{-2}}\right],\mathrm{and}---\left(32\right)$

第一400.1和第二400.2带通滤波器通常由以下的传递函数给出：

$H\left(z\right)=G_1{G}_2\left[\frac{{(1-z^{-2})}^2}{(1+k_1{z}^{-1}+k_2{z}^{-2})(1+k_3{z}^{-1}+k_4{z}^{-2})}\right]---\left(33\right)$

在一个实施例中，第一400.1和第二400.2带通滤波器的输出被使用四点平均处理(four point averaging process)而进行平均，例如，使用以滑动窗口来实现的移动平均(running average)，以便以大约7.8千赫的更新速度提供表示通过线圈14，L′的电流i_L的电压V_out的结果性同相(I)和正交(Q)相位分量。在当前的实施例中，因为由相关的增益因子G和滤波系数k方面的量化误差所引起的稳定性问题，低通滤波器398.1、398.2不会被在300赫兹以下使用。该结果性同相I和正交相位Q数据可用于以十二比特精度来计算通过线圈14，L′的电流i_L的幅值和相位，如下：

$\mathrm{Magnitude}=\sqrt{I^2+Q^2}---\left(34\right)$

$\mathrm{Phase}=\arctan \left(\frac{Q}{I}\right)---\left(35\right)$

其中该相位被象限校正(quadrant-corrected)，以使得结果性相位值是在-180°和+180°之间，并且0°在正I轴上，90°在正Q轴上。

与第二sigma-delta模拟-数字转换器356.2有关的第二sigma-delta转换器358.2的输出被第二低通同步滤波器360.2滤波，然后被第二抽取滤波器362.2抽取，以便产生表示线圈14，L′上的电压V_L的电压V_Drive的数字表示，在一个实施例中，例如，十二比特表示。例如，在一个实施例中，类似于在上文中描述的第一抽取器382.1，第二低通同步滤波器360.2和第二抽取滤波器362.2是被体现在第二抽取器382.2中，除了它的输出是十比特数字字码以外。第二抽取器382.2的输出可操作地耦合到第二解调器376.2，该第二解调器376.2将来自第二sigma-delta转换器358.2的过采样信号(例如，以4兆赫)解调为线圈14，L′上的电压V_Drive的同相分量(I)。第二解调器376.2使用来自正弦整形器328的数字时间序列332，以将电压V_Drive的同相(I)分量解调至相应的直流电平，即它的等效的该脉冲密度调制(PDM)，其中，例如，在一个实施例中，来自正弦整形器328的数字时间序列332被作为N比特数据流，以与来自第二sigma-delta转换器358.2的信号相同的过采样时钟速率(例如，4兆赫)，而被馈送进第三解调器376.3的相关第三混合器376.3′中。来自第三混合器376.3′的解调输出然后由第三低通滤波器398.3滤波，第三低通滤波器398.3类似于在上文中描述的第一398.1和第二398.2低通滤波器。

按照在图35-50中举例说明的第一方面的各种信号调节电路294通过生成测量而提供确定线圈14，L′的复数阻抗，该测量响应于通过其的复数电流i_L(即，它的同相(I)和正交相位(Q)分量)，该复数电流i_L响应于已知的或测得的其上的时变电压V_L，特别是其上的振荡，例如正弦，电压V_L。

参考图51，已经举例说明了提供各种相关附加特点的各种实施例的组合，其可以被单独地，以组合方式地，或者以各种子组合方式地结合进上文中描述的任何一个信号调节电路294中。

按照第一特征、第一402.1和第二402.2LC滤波器被分别地平行于第一R_s1和第二R_s2传感电阻而放置，其中第一LC滤波器402.1包括平行于第一电容C₁的第一电感L₁，并且第二LC滤波器402.2包括平行于第二电容C₂的第二电感L₂，其中例如，第一402.1和第二402.2 LC滤波器的谐振频率将大体上等于相关振荡器98的工作频率。因此，在信号调节电路294的正常工作频率上，第一402.1和第二402.2 LC滤波器的阻抗将是比较高的，以便基本上不干扰相关信号调节电路294的工作，而在基本上不同于信号调节电路294的正常工作频率的频率上，第一402.1和第二402.2 LC滤波器的阻抗将是相对低的，以便基本上衰减第一R_s1和第二R_s2传感电阻上的任何相关电压，从而基本上衰减表示通过线圈14，L′的当前电流i_L的来自求和与求差放大器276的结果性相关电压V_out。因此，第一402.1和第二402.2 LC滤波器在基本上不同于它的正常工作频率的频率上对于信号调节电路294的输出提供基本上衰减电磁干扰(EMI)的影响。

参考图52，线圈14，L′典型地被以电缆404、等效电路模型406连接到信号调节电路294，其中等效电路模型406与线圈14，L′的等效电路模型408被结合地举例说明，其中第一402.1和第二402.2 LC滤波器可以适于与电缆404和线圈14，L′相配合，以便当在存在EMI的情况下工作的时候，提供基本上使信号调节电路294的相关信噪比最大化。

可选地，该信号调节电路294可以工作在多个不同频率上，即，通过在多个不同频率上操作相关的振荡器30、58、98，例如，该多个不同频率被顺序地产生，例如，步进的(stepped)或者啁啾的(chirped)，或者被同时地产生和混合，其中对于至少三个不同的频率分量，该相关处理器108、204可以适用于提供产生相应的相关的频谱相关检测值(corresponding associated spectrally dependent detected value)，其中相关的表决系统(voting system)然后可以用于丢弃基本上不同于大多数其它频谱分量值的频谱分量值，例如，作为在被丢弃的频谱分量的振荡器30、58、98的相应工作频谱频率分量上的电磁干扰(EMI)的结果。

再次参考图51，按照第二个特征，提供分别具有滞后现象的第一410.1和第二410.2比较器中的至少一个以分别监视第一R_s1和第二R_s2传感电阻上的电压，该第一410.1和第二410.2比较器中的至少一个提供确定包含线圈14，L′的电流路径是否是开路的，其中分别具有滞后现象的第一410.1和第二410.2比较器提供相应的第一412.1和第二412.2信号，该第一412.1和第二412.2信号分别指示相应的第一R_s1和第二R_s2传感电阻上的电压是否小于一个阈值。

按照第三个特征，该求和与求差放大器电路346适用于提供从其中的平衡信号源414注入自测试信号V_T，以便测试它的工作，其中由相关的开关元件416，例如，由软件控制的电子开关所控制的平衡信号源414，被经由相应的第一RT1和第二RT2电阻而分别注入到求和与求差放大器电路346的相关运算放大器278的非倒相280和倒相282输入端，其中响应于经由相关的开关元件416而注入预定的自测试信号V_T，如果在来自求和与求差放大器电路346的电压V_out中的结果性变化不同于一预定量而超过一阈值，那么，将产生一个表示相关的求和与求差放大器电路346故障的出错信号。

参考图53，按照又一个实施例，每个模拟-数字转换器288的输入端被提供有电路，该电路提供检测相关的模拟输入信号是否是在可接受的限度之内。例如，代表性的模拟-数字转换器288的，例如，sigma-delta模拟-数字转换器356的输入端418被连接到第一比较器422.1的非倒相输入420.2，以及连接到第二比较器422.2的倒相输入424.1。第一比较器422.1的倒相输入420.1连接到最大阈值AC_MAX的信号表示，并且第二比较器422.2的非倒相输入424.2连接到最小阈值AC_MIN的信号表示。第一比较器422.1的输出420.3连接到双输入或门426的第一输入426.1，并且第二比较器422.2的输出424.3连接到或门426的第二输入426.2。或门426的输出426.3提供信号428，该信号428表示对相关模拟-数字转换器288的输入是否大于最大阈值AC_MAX，或者小于最小阈值AC_MIN，两者中的任一个都会产生相关的峰-峰值是否大于一个相关的阈值。尤其是，如果该模拟-数字转换器288的输入418的电平大于或等于最大阈值AC_MAX，那么，第一比较器422.1的输出420.3将为真，导致或门426的输出426.3为真。如果该模拟-数字转换器288的输入418的电平小于或等于最小阈值AC_MIN，那么，第二比较器422.2的输出424.3将为真，导致或门426的输出426.3为真。否则，或门426的输出426.3将为假。设置最大阈值AC_MAX以使得小于这个电平的输入418的电平可以被正确地由模拟-数字转换器288转换为数字形式。例如，对于在图47-50中举例说明的sigma-delta模拟-数字转换器356，最大阈值AC_MAX将被设置为小于或等于1伏的值，以便提供表示模拟输入的数字输出。最小阈值AC_MIN，如果被使用，其提供检测在具有小于最大阈值AC_MAX的值的模拟-数字转换器288的输入418上的信号减去在模拟-数字转换器288的输入418上的交流信号的最大可接受的峰-峰值电平。因此，如果在或门426的输出426.3上的信号428为真，那么这将指示来自模拟-数字转换器288的结果性信号例如可以被破坏，以便于警告处理器108、204忽略这个信号。

参考图54，信号调节电路294.12的第十二实施例大体上是基于在图35中举例说明的信号调节电路294的实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其中相同的参考标记对应于如在上文中描述的功能类似的元件，并且图54包括如在下文中描述的补充方面。在一些情况下，相对于带内的信号电平，外部的带外电磁干扰可以导致相对很大幅值的交流信号电平，其另外被相关的信号调节电路294所吸收。该信号调节电路294.12的第十二实施例适用于偏置控制电路344.3的第三方面，其利用反馈345.3，以便提供控制施加于串联电路242的第一260和第四272节点的相应电压，使得它们两个随着带外电磁干扰相对地浮动(float)，从而降低相关信号调节电路294的相关能量吸收要求。尤其是，这是通过经由低通滤波器430和全通相移器432从求和与求差放大器276馈送输出，即电压V_out而实现的，然后使用结果性信号去控制线圈激励器28、56、96。低通滤波器430的截止频率被设置为大体上低于振荡器300的工作频率，并且充分地大于零，以便提供大体上消除直流偏置电压源δ₁和δ₂对于线圈14，L′上的电压V_L的影响，而大体上不影响，即，衰减来自振荡器300的它的交流分量。该全通相移器432被调节以呈现相对平坦的增益响应，并且被调节以提供充分的相位余量，以便防止作为相关的反馈连接的结果，信号调节电路294.12的振荡。

参考图55，信号调节电路294.13的第十三实施例大体上是基于在图45和54中举例说明的信号调节电路294.10、294.12的第十和第十二实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其中除了如另外注释的之外，相同的参考标记对应于起到上文所描述的作用的类似元件，并且图55包括如在下文中描述的补充方面。在信号调节电路294.13的第十三实施例中，该求和与求差放大器276通过在相关运算放大器278的输出和它的倒相输入之间结合反馈电容C_F5，而被调节为也起到低通滤波器430的作用。该运算放大器278的输出可操作地耦合到包括第十运算放大器436的缓冲放大器434，其中该输出然后可操作地耦合到全相位滤波器432。该全相位滤波器432包括第十一运算放大器438，其的非倒相输入经由电容C_P1耦合到地，并且经由电阻R_P1耦合到缓冲放大器434的输出，其中后者也可操作地经由电阻R_P2耦合到第十一运算放大器438的倒相输入，其随后经由反馈电阻R_P3耦合到第十一运算放大器438的输出。一些与第七322和第八326运算放大器有关的连接，以及信号调节电路294.10的第十实施例的振荡器30、58、98被修改，以便提供信号调节电路294.13的第十三实施例。尤其是，第七322和第八326运算放大器的非倒相输入的每一个都直接耦合到第一DC共模电压信号V_CM1，而不经由相关的电阻R₉和电阻R₁₃。此外，第八运算放大器326的输出经由输入电阻R₁₁耦合到第七运算放大器322的倒相输入，并且第八运算放大器326的倒相输入可操作地经由第二输入电阻R₁₄耦合到振荡器30、58、98，并且经由输入电阻R₁₅耦合到第十一运算放大器438的输出，即，全相位滤波器432的输出，其中振荡器30、58、98是被施加于第八运算放大器326的非倒相输入的第一DC共模电压信号V_CM1而偏置的。因此，第八运算放大器326被配置为求和放大器440，其提供对来自求和与求差放大器276的输出与振荡器30、58、98的偏置输出进行求和，该求和与求差放大器276通过低通滤波器430和全相位滤波器432而被反馈。求和放大器440的输出信号V_B可操作地耦合到第二运算放大器304，以便提供驱动串联电路242的第四节点272，并且这个输出信号V_B由第七运算放大器322倒相，以便产生互补输出信号V_A，其可操作地耦合到第一运算放大器302以便提供驱动串联电路242的第一节点260。因此，使用相关的反馈345.3并且结合控制信号347.2的第二方面，信号调节电路294.13的第十三个实施例结合了偏置控制电路344.3的第三方面，其提供调节输出信号V_A和V_B以响应于电压V_out，该电压V_out响应于通过串联电路242的电流i_L，从而为低通滤波器430通过的频率基本上消除DC和它的带外信号分量。虽然低通滤波器430目前是在求和与求差放大器276中实现的，应该理解，这还可以例如单独地使用被配置为低通滤波器，而不是被配置为如在图55中举例说明的缓冲放大器434的第十运算放大器436来实现。

参考图56，除了第十二实施例的低通滤波器430被在第十四实施例中的陷波滤波器442代替之外，信号调节电路294.14的第十个实施例采用与在图54中举例说明的信号调节电路294.12的第十二实施例相同的结构，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，参考图57，该陷波滤波器442呈现增益响应G，该增益响应G具有在频率f中延伸直至下拐点频率(lower corner frequency)f₁低频通带444，以相关的中心频率f_c为中心的凹陷(notch)446，以及从上拐点频率f2开始在频率f中延伸的高频通带448，其中该中心频率f_c被大体上设置为等于该振荡器300的工作频率。因此，信号调节电路294.14的第十四实施例被以偏置控制电路344.3的第三方面所调节，该偏置控制电路344.3的第三方面使用反馈345.3，以便提供控制施加于该串联电路242的第一260和第四272节点的相应电压，以使得它们两者在陷波滤波器442的低444或者高448频率通带中随着带外电磁干扰而相对地浮动，从而降低相关信号调节电路294的相关能量吸收要求，同时清除具有陷波滤波器442的低频通带444中的频率的DC合低频电流分量，并且也清除具有陷波滤波器442的高频通带448中的频率的相对高频电流分量，同时允许信号调节电路294.14去控制线圈14，L′上的电压V_L，并且在振荡器300的工作频率上产生响应于通过串联电路242的电流i_L的电压V_out。

各种陷波滤波器442电路实施例的例子在图58a-c中举例说明。参考图58a，按照陷波滤波器442.1的第一实施例，要被滤波的输入信号V_IN被施加于包括双臂桥接电路450的第一臂的电阻R_a的第一端子。电阻R_a的第二端子在桥接接点452上连接到双臂桥接电路450的第二臂和倒相放大器454的输入两者，该倒相放大器454产生相关的滤波输出信号V_out，其中双臂桥接电路450的第二臂包括接地的LC串联网络455，其包括电容C_a和电感L_a。在LC串联网络455的谐振上，即， $\mathrm{\&omega;}=1/\sqrt{L_a{C}_a},$ 它的阻抗被最小化，导致陷波滤波器442.1的凹陷446。

参考图58b，按照陷波滤波器442.2的第二实施例，要被滤波的输入信号V_IN被施加于输入电阻R_b，输入电阻耦合到运算放大器456的倒相输入，其产生相关的滤波器输出信号V_out，其中运算放大器456的输出经由带通反馈网络458可操作地耦合到运算放大器456的倒相输入。该带通反馈网络458包括与倒相放大器462串联的倒相带通滤波器460，其中该倒相带通滤波器460包括可操作地耦合到相关运算放大器466的倒相输入的串连RC网络464，其包括电阻R_1b和电容C_1b，以及可操作地耦合在运算放大器466的倒相输入和输出之间，以便提供通过其的反馈的并联RC网络468，其包括电阻R_2b和电容C_2b。因此，该倒相带通滤波器460被配置为如在“An Applications Guide for OpAmps”，National Semiconductor，应用说明20，1969年2月，中描述的实用微分电路，其作为参考资料结合在此处。该倒相带通滤波器460的相关中心频率f_c被如下给出：

$f_c=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{R}_{1b}{C}_{1b}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{R}_{2b}{C}_{2b}}---\left(36\right)$

20dB增益衰减处的下拐点频率f₁由以下给出：

$f_1=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{R}_{2b}{C}_{1b}}---\left(37\right)$

陷波滤波器442的各种其它实施例在该领域是已知的，例如，如由AdelS.Sedra和Kenneth C.Smith在微电子电路，第三版，牛津大学出版社，1991年，章节11.6，792-799页中描述的，其作为参考资料结合在此处。例如，参考图58c，根据作为参考资料结合在此处的Sedra/Smith参考资料的图11.22(d)，陷波滤波器442.3的第三实施例，包括被配置为接收输入信号V_IN的缓冲放大器的第一运算放大器470，包括输出节点472的有源滤波器网络471，以及也被配置为缓冲放大器的第二运算放大器473，其的输入连接到输出节点472，其的输出提供滤波输出信号V_out。该有源滤波器网络471包括在输出节点472和第三运算放大器474的输出之间的第一电阻R_1c，在该输出和第三运算放大器474的倒相输入之间的第二电阻R_2c，在第三运算放大器474的倒相输入和第四运算放大器475的输出之间的第三电阻R_3c，在第四运算放大器475的输出和第三运算放大器474的非倒相输入之间的第一电容C_4c，在第三运算放大器474的非倒相输入和第一运算放大器470的输出之间的第四电阻R_5c，在输出节点472和地之间的第五电阻R_6c，以及在第一运算放大器470的输出和输出节点472之间的第二电容C_6c，其中第四运算放大器475的非倒相输入连接到输出节点472，并且第四运算放大器475的倒相输入连接到第三运算放大器474的倒相输入。根据作为参考资料结合在此处的Sedra/Smith参考资料的表11.1，陷波滤波器442.3的第三实施例的传递函数被给出如下：

$T\left(s\right)=\frac{K\&CenterDot;[S^2+\frac{R_{2c}}{C_{4c}\&CenterDot;C_{6c}\&CenterDot;R_{1c}\&CenterDot;R_{3c}\&CenterDot;R_{5c}}]}{S^2+\frac{S}{C_{6c}\&CenterDot;R_{6c}}+\frac{R_{2c}}{C_{4c}\&CenterDot;C_{6c}\&CenterDot;R_{1c}\&CenterDot;R_{3c}\&CenterDot;R_{5c}}}---\left(38\right)$

参考图59、61和63，假若相应的反馈控制系统被调节为基本上不彼此干扰，则该信号调节电路294可以被调节为以与电流反馈或者外部电压反馈相结合的方式，结合内部电压反馈。

例如，参考图59，信号调节电路294.15的第十五实施例结合有在图45中举例说明的信号调节电路294.10的第十实施例的内部电压反馈系统344.1(即，按照偏置控制电路344.1的第一方面)和在图55中举例说明的信号调节电路294.13的第十三实施例的电流反馈系统344.3(即，按照偏置控制电路344.3的第三方面)的组合，该信号调节电路294.15的第十五实施例提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其中高通陷波滤波器476被用来在相关的电流反馈回路的反馈路径中代替低通滤波器430。尤其是，求和与求差放大器276的运算放大器278的输出可操作地耦合到高通滤波器478，例如，包括与电容C_H串联的电阻R_H，其的输出可操作地耦合到陷波滤波器442，例如使用来自图58b中的陷波滤波器442.2的第二实施例所举例说明的，其的输出可操作地耦合到来自图55中举例说明的信号调节电路294.13的第十三实施例的缓冲放大器434和全通相移器432，以便提供电流反馈系统344.3。相关的单端互补输出信号V_A和V_B是由相关振荡器300按照信号调节电路294.13的第十三实施例产生的，并且内部电压反馈系统344.1被按照信号调节电路294.10的第十实施例而配置，两者如在上文中描述的。

参考图60，内部电压反馈系统344.1的低通滤波器电路312的截止频率f_L被设置为充分地低于电流反馈系统344.3的高通陷波滤波器476的下截止频率f_H，以使得内部电压反馈系统344.1和电流反馈系统344.3基本上不彼此干扰。例如，在一个实施例中，在低通滤波器电路312的截止频率f_L和高通陷波滤波器476的下截止频率f_H之间的间隔480至少是20。

因此，对于在图59中举例说明的信号调节电路294.15的第十五实施例，内部电压反馈系统344.1提供清除通过线圈14，L′的电流i_L的DC和相对低频分量，电流反馈系统344.3提供清除通过线圈14，L′的电流i_L的相对高频分量，并且该高通陷波滤波器476的凹陷446在相关振荡器300的工作频率上提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，在该频率上，低通滤波器电路312和高通陷波滤波器476都不对通过线圈14，L′的电流i_L产生不可忽略的影响。

参考图61，除了高通陷波滤波器476和它的全通相移器432被代替为高通陷波滤波器476′(其结合有如在图58a中举例说明以及在上文中描述的陷波滤波器442.1的第一实施例)的第二个实施例之外，信号调节电路294.16的第十六实施例结合了类似于在图59中举例说明的信号调节电路294.15的第十五实施例的内部电压反馈系统344.1和电流反馈系统344.3的组合，该信号调节电路294.16的第十六实施例提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其的输入可操作地耦合到求和与求差放大器276的运算放大器278的输出，其的输出可操作地耦合到高通滤波器478，例如，包括与电容C_H串联的电阻R₁₅，其的输出可操作地耦合到振荡器300的求和放大器440的第八运算放大器326的倒相输入，其提供可操作地耦合到第一运算放大器302的输出信号V_B，该第一运算放大器302驱动串联电路242的第一节点260，并且其被输入给第七运算放大器322该第二运算放大器304驱动串联电路242的第四节点272。因此，如同在图59中举例说明的信号调节电路294.15的第十五实施例的情况一样，对于在图61中举例说明的信号调节电路294.16的第十六实施例，内部电压反馈系统344.1提供清除通过线圈14，L′的电流i_L的DC和相对低频分量，电流反馈系统344.3提供清除通过线圈14，L′的电流i_L的相对高频分量，并且该高通陷波滤波器476的凹陷446在相关振荡器300的工作频率上提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，在该频率上，低通滤波器电路312和高通陷波滤波器476′两者都不对通过线圈14，L′的电流i_L产生不可忽略的影响。其中低通滤波器电路312和高通陷波滤波器476′通常以在图60中举例说明的增益响应G为特征。

参考图62，除了第八实施例的低通滤波器电路312被在第十七个实施例中的陷波滤波器442代替之外，信号调节电路294.17的第十七实施例采用与在图43中举例说明的信号调节电路294.8的第八实施例相同的结构，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其中陷波滤波器442是通过在第五运算放大器310的反馈路径中，即，在它的输出和非倒相输入之间的带通滤波器电路482实现的，其中该陷波滤波器442通常是以在图57中举例说明的增益响应G为特征的，并且该带通滤波器电路482的通带限定了该陷波滤波器442的凹陷446。因此，该信号调节电路294.17的第十七实施例结合了外部电压反馈系统344.2，即，按照偏置控制电路344.2的第一方面，该外部电压反馈系统344.2结合了相关的陷波滤波器442，其的低频通带444提供清除通过线圈14，L′的电流i_L的DC和相对低频分量，其的高频通带448提供清除通过线圈14，L′的电流i_L的相对高频分量，并且其的凹陷446在相关振荡器300的工作频率上提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量。

参考图63，信号调节电路294.18的第十八实施例结合了在图45中举例说明的信号调节电路294.10的第十实施例的内部电压反馈系统344.1(即，按照偏置控制电路344.1的第一方面)和外部电压反馈系统344.2的组合，例如，通常按照在图62中举例说明的信号调节电路294.17的第十七实施例，该信号调节电路294.18提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其中使用高通陷波滤波器476在相关的外部电压反馈回路的反馈路径中代替陷波滤波器442，并且外部电压反馈系统344.2的反馈345.2被施加于与振荡器300有关的求和放大器440，以便直接影响互补输出信号V_A、V_B两者，而不是影响第二运算放大器304的非倒相输入，其替代接收内部电压反馈系统344.1的反馈345.1。尤其是，串联电路242的第一260和第四272节点被分别地连接到差分放大器484的第一482和第二483输入，其输出可操作地耦合到高通陷波滤波器476，其输出可操作地经由输入电阻R₁₅耦合到被配置为求和放大器440的第八运算放大器326的倒相输入，以便提供将外部电压反馈系统344.2的反馈345.2加入输出信号V_B中，该输出信号V_B被施加于串联电路242的第四节点272，并且其被倒相以形成互补输出信号V_A，该互补输出信号V_A被施加于串联电路242的第一节点260。因此，该内部电压反馈系统344.1提供清除通过线圈14，L′的电流i_L的DC和相对低频分量，该外部电压反馈系统344.2提供清除通过线圈14，L′的电流i_L的相对高频分量，并且该高通陷波滤波器476的凹陷446在相关振荡器300的工作频率上提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，在该频率上，低通滤波器电路312和高通陷波滤波器476两者都不对通过线圈14，L′的电流i_L产生不可忽略的影响。

应该理解，可以调节结合有一对传感电阻Rs的以上所述实施例的任何一个，以使得例如，通过以差分放大器代替求和与求差放大器276，提供通过线圈14，L′的电流i_L的测量的相关电流测量348仅仅对两个传感电阻Rs中的一个，而不是两个，上的电压进行响应，该差分放大器产生信号，该信号响应于两个传感电阻Rs中的一个上的压降，或者在相关串联电路242的单个传感电阻Rs上的压降。

此外，参考图64-68，并且进一步参考在图36中举例说明的通常实施例，提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量的信号调节电路294可以被调节为这样做使用单个振动驱动信号，而不是一对互补输出信号V_A、V_B来作为在相关串联电路242上的电压源，当与一对传感电阻Rs结合使用的时候，其另外提供平衡电路和相关的降低后的共模电压。在图64-68中举例说明的所有实施例适宜于相关放大器，例如运算放大器的单电源工作，即，使用单极而不是双极电力供应。这些实施例的每个结合了单极信号发生器600，单极信号发生器600包括由DC共模电压信号V_CM1偏置的振荡器602，例如，具有相关直流供电电压的大约一半的值，并且可操作地经由第一电阻R₁耦合到被配置为求和放大器的第一运算放大器604的倒相输入。第一运算放大器604的输出可操作地经由第二电阻R₂耦合到第一运算放大器604的倒相输入，并且该直流共模电压信号V_CM1可操作地耦合到第一运算放大器604的非倒相输入。因此，如果该振荡器602产生正弦电压V_AC，然后如果第一R₁和第二R₂电阻的值彼此相等，则该单极信号发生器600的输出V_A由以下给出：

V_A＝V_CM1-V_AC                       (39)

如果正弦电压V_AC的幅值小于或等于直流共模电压信号V_CM1的幅值，其将是单极的。

该单极信号发生器600的输出V_A可操作地经由第三电阻R3耦合到第二运算放大器606的倒相输入，其被用作驱动串联电路608的激励器606′，该串联电路608包括与第二节点264和第三节点268之间的线圈14，L′串联的第一节点260和第二节点264之间的传感电阻Rs，即，以便于把电压加到串联电路608的两端，这导致电流i_L通过。尤其是，第二运算放大器606的输出在串联电路608的第一节点260上可操作地耦合到传感电阻Rs的第一端子，并且该传感电阻Rs的第二端子在串联电路608的第二节点264上可操作地耦合到包括第三运算放大器610的缓冲放大器610′，其的输出可操作地经由第四电阻R4耦合到第二运算放大器606的倒相输入。第二运算放大器606的非倒相输入可操作地耦合到直流共模电压信号V_CM1。因此，该缓冲放大器610将串联电路608的第二节点264的电压V₂施加于第四电阻R₄，该第四电阻R₄反馈到第二运算放大器606的倒相输入，并且对于第三R₃和第四R₄电阻为相等的值，其在串联电路608的第二节点264上控制电压V₂如同下述：

V₂＝V_CM1+V_AC                      　　　(40)

该直流共模电压信号V_CM1被作为电压V₃而在串联电路608的第三节点268上施加于线圈14，L′的端子。因此，在串联电路608的第二264和第三268节点之间的线圈14，L′上的电压V_L然后由以下给出：

V_L＝V₂-V₃＝(V_CM1+V_AC)-V_CM1＝V_AC　　　　　(41)

因此，被配置以从串联电路608的第二节点264经由缓冲放大器610进行反馈的激励器606′提供控制线圈14，L′上的电压V_L。

串联电路608的第一260和第二264节点，即，跨过传感电阻Rs，然后可操作地耦合到第一差分放大器612的输入，其的输出电压V_out响应于在传感电阻Rs上的压降Vrs，其提供通过线圈14，L′的电流的测量，并且其也被直流共模电压信号V_CM1偏置，以便提供单电源工作。

公式(41)示出，在理想条件下，线圈14，L′上的电压V_L不呈现直流偏置，以使得在这些条件下，不会有相应的直流电流分量通过线圈14，L′。但是，如在上文中描述的，实际的运算放大器可以呈现直流偏置，即，对于没有输入信号，而有非零的输出信号，其可以随后在串联电路608和线圈14，L′中引起相应的直流偏置电流，如果没有另外补偿的话，取决于其的幅值，其可能是很成问题的。因此，图64-68的信号调节电路294.19-294.23的实施例单独地和相互结合地举例说明了各种内部电压反馈系统344.1、外部电压反馈系统344.2和电流反馈系统344.3，其可用于补充以上描述的电路，以使得如果特定应用需要时，提供减轻偏置和噪声的影响。

参考图64，信号调节电路294.19的第十九实施例举例说明利用单振荡驱动信号作为相关串联电路242上的电源的内部电压反馈系统344.1的通常结构，该信号调节电路294.19的第十九实施例提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其分别地是在图42和45中举例说明的信号调节电路294.7、294.10的第七和第十实施例的对应物。尤其是，该内部电压反馈系统344.1包括第二差分放大器614和低通滤波器616，其中该缓冲放大器610′的输出可操作地耦合到第二差分放大器614的倒相输入，该直流共模电压信号V_CM1(或者，串联电路608的第三节点268)可操作地耦合到第二差分放大器614的非倒相输入，并且第二差分放大器614的输出可操作地耦合到低通滤波器616，其输出按照控制信号347.2的第二方面可操作地经由第五电阻R5耦合到第一运算放大器604的倒相输入。因此，该控制信号347.2的第二方面是由(V₃-V₂)的直流和低频分量给出的，类似于电压V_AC，按照公式(41)(如果第一R₁、第二R₂和第五R₅电阻的值是相等的)，其被添加到线圈14，L′上的电压V_L，以使得消除(V₂-V₃)的相应直流和低频分量，其中该(V₂-V₃)的相应直流和低频分量在第一位置产生控制信号347.2的第二方面，以便控制线圈14，L′上的电压V_L大体上等于电压V_AC。

参考图65，信号调节电路294.20的第二十实施例举例说明利用单振荡驱动信号作为相关串联电路242上的电源的外部电压反馈系统344.2的通常结构，该信号调节电路294.20的第二十实施例提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其分别地是在图43和62中举例说明的信号调节电路294.8、294.17的第八和第十七实施例的对应物。尤其是，该外部电压反馈系统344.2包括第二差分放大器614和低通滤波器616或者陷波滤波器618，其中该串联电路608的第一节点260可操作地耦合到第二差分放大器614的倒相输入，该直流共模电压信号V_CM1(或者，串联电路608的第三节点268)可操作地耦合到第二差分放大器614的非倒相输入，并且无论哪个被使用，第二差分放大器614的输出可操作地耦合到低通滤波器616，或者耦合到陷波滤波器618，其输出按照控制信号347.2的第二方面可操作地经由第五电阻R₅耦合到第一运算放大器604的倒相输入。因此，在低通滤波器616的情况下，控制信号347.2的第二方面是由(V₃-V₁)的直流和低频分量给出的，或者在陷波滤波器618的情况下，其是由除了(V₃-V₁)的凹陷446频率分量之外的频率分量给出的，其提供消除(V₁-V₃)的相应直流和其它频率分量(取决于是否使用低通滤波器616或者陷波滤波器618)，该(V₁-V₃)的相应直流和其它频率分量在第一位置产生控制信号347.2的第二方面，以便控制线圈14，L′上的电压V_L大体上等于电压V_AC。

参考图66，信号调节电路294.21的第二十一实施例举例说明利用单振荡驱动信号作为相关串联电路242上的电源的电流反馈系统344.3的通常结构，该信号调节电路294.21的第二十一实施例提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其分别地是在图54-56中举例说明的信号调节电路294.12-294.14的第十二至第十四实施例的对应物。尤其是，该电流反馈系统344.3包括低通滤波器616或者陷波滤波器618，其中第一差分放大器612的输入极性是相对于信号调节电路294.19、294.20的第十九和第二十实施例反向的，即，它的倒相输入可操作地耦合到串联电路608的第一节点260，且它的倒相输入可操作地耦合到缓冲放大器610′的输出，以使得它的输出电压V_out对(V₂-V₁＝-V_RS)进行响应，第一差分放大器612的输出可操作地耦合到低通滤波器616，或者耦合到陷波滤波器618，无论哪个被使用，其的输出按照控制信号347.2的第二方面可操作地经由第五电阻R₅耦合到第一运算放大器604的倒相输入。因此，在低通滤波器616的情况下，控制信号347.2的第二方面是由(V₂-V₁)的直流和低频分量给出的，或者在陷波滤波器618的情况下，其是由除了(V₂-V₁)的凹陷446频率分量之外的频率分量给出的，其提供消除(V₁-V₂)的相应直流和其它频率分量(取决于是否使用低通滤波器616或者陷波滤波器618)，其中该(V₁-V₂)的相应直流和其它频率分量在第一位置产生控制信号347.2的第二方面，以便控制线圈14，L′上的电压V_L大体上等于电压V_AC。

参考图67，信号调节电路294.22的第二十二实施例举例说明内部电压反馈系统344.1与外部电压反馈系统344.2的组合的通常结构，两者利用单振荡驱动信号作为相关串联电路242上的电源，该信号调节电路294.22的第二十二实施例提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其是在图63中举例说明的信号调节电路294.18的第十八实施例的对应物。尤其是，该内部电压反馈系统344.1被按照在图64中举例说明的信号调节电路294.19的第十九实施例而构成，如在上文中描述的，并且该外部电压反馈系统344.2包括第三差分放大器620和高通陷波滤波器622，其中该串联电路608的第一节点260可操作地耦合到第三差分放大器620的倒相输入，该直流共模电压信号V_CM1(或者，串联电路608的第三节点268)可操作地耦合到第三差分放大器620的非倒相输入，并且第三差分放大器620的输出可操作地耦合到高通陷波滤波器622，其的输出按照控制信号347.2的第二方面可操作地经由第六电阻R₆耦合到第一运算放大器604的倒相输入。该内部电压反馈系统344.1的低通滤波器616，和外部电压反馈系统344.2的高通陷波滤波器622的增益响应G的特征是按照图60在上文中描述的。因此，控制信号347.2的第二方面是由来自内部电压反馈系统344.1的(V₃-V₂)的直流和低频分量，和除去(V₃-V₁)的凹陷446频率分量之外的高频率的组合给出的，至少除了(V₂-V₃)和(V₁-V₃)的凹陷446频率分量之外，其提供分别消除(V₂-V₃)和(V₁-V₃)相应的直流和其它频率分量，它们在第一位置共同地产生控制信号347.2的第二方面，以便控制线圈14，L′上的电压V_L大体上等于电压V_AC。

参考图68，信号调节电路294.23的第二十三实施例举例说明内部电压反馈系统344.1与电流反馈系统344.3的组合的通常结构，两者利用单振荡驱动信号作为相关串联电路242上的电源，该信号调节电路294.23的第二十三实施例提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，其分别是在图59和61中举例说明的信号调节电路294.15、294.16的第十五和第十六实施例的对应物。尤其是，该内部电压反馈系统344.1被按照在图64中举例说明的信号调节电路294.19的第十九实施例而构成，如在上文中描述的，并且该电流反馈系统344.3包括高通陷波滤波器622，其中第一差分放大器612的输入极性被配置为在信号调节电路294.21的第二十一实施例中的那样，即，它的倒相输入可操作地耦合到串联电路608的第一节点260，且它的倒相输入可操作地耦合到缓冲放大器610′的输出，以使得它的输出电压V_out响应于(V₂-V₁＝-V_RS)，第一差分放大器612的输出可操作地耦合到高通陷波滤波器622，其的输出按照控制信号347.2的第二方面可操作地经由第六电阻R₆耦合到第一运算放大器604的倒相输入。该内部电压反馈系统344.1的低通滤波器616，和该电流反馈系统344.3的高通陷波滤波器622的增益响应G的特征是按照图60在上文中描述的。因此，控制信号347.2的第二方面是由来自内部电压反馈系统344.1的(V₃-V₂)的直流和低频分量，和除去(V₂-V₁)的凹陷446频率分量之外的高频率的组合给出的，至少除了(V₂-V₃)和(V₁-V₂)的凹陷446频率分量之外，其提供分别消除(V₂-V₃)和(V₁-V₂)相应的直流和其它频率分量，它们在第一位置共同地产生控制信号347.2的第二方面，以便控制线圈14，L′上的电压V_L大体上等于电压V_AC。

参考图69a-c，70a-c，71a-b，72和73a-e，信号调节电路502的第二方面使用时间常数方法提供产生响应于线圈14，L′的复数阻抗的一个测量，其中结合了线圈的相关R_L或者RLC电路的时间常数确定了其对于施加给其的脉冲的时间响应，以及响应于线圈14，L′的复数阻抗的测量，该线圈14，L′的复数阻抗响应于这个时间响应的一个或多个测量。

参考图69a，按照信号调节电路502.1的第二方面的第一个实施例，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，在处理器108、204的控制之下的单极脉冲发生器504与第二电阻R2和二极管D的串联组合相并联，可操作地耦合在传感电阻R_sense和线圈14，L′的串联组合上，二极管D被相对于单极脉冲发生器504的极性而反向偏置。参考图70a-c，单极脉冲发生器504的各种实施例的例子包括与受控开关508，例如晶体管或者继电器串联的电池506，如在图70a中举例说明的；与FET晶体管开关508′串联的电池506，如在图70b中举例说明的；和振荡器电路，其提供产生单极的脉冲序列510，如在图70c中举例说明的。差分放大器512产生响应于传感电阻R_sense上的电压V_sense的信号V_out，按照欧姆定律，即，V_sense＝R_sense.i_L，其响应于通过线圈14，L′的电流i_L。参考图69b，该线圈14，L′可以被建模为与电阻R_L串联的电感L，其中电阻R_L说明线圈14，L′的内在电阻和由邻近涡流效应引起的有效电阻的组合。单极脉冲发生器504产生脉冲514，例如，一旦闭合受控开关508或者FET晶体管开关508′，并且，参考图69c，该电流i_L的后续增长率提供电感L和电阻R_L的测量，其共同地提供该线圈14，L′的阻抗Z。纯RL电路的时间常数τ_ON将由以下给出：

${\mathrm{\&tau;}}_{\mathrm{ON}}=\frac{R_{\mathrm{sense}}+R_L}{L}---\left(42\right)$

并且电流i_L将如下给出：

$i_L\left(t\right)=\frac{V}{R_{\mathrm{sense}}+R_L}\&CenterDot;(1-e^{\frac{(R_{\mathrm{sense}}+R_L)\&CenterDot;t}{L}})---\left(43\right)$

如果该脉冲514的持续时间充分地长，例如t>>τ，该电流i_L将逼近以下的值：

$i_L^{\max }=\frac{V}{R_{\mathrm{sense}}+R_L}---\left(44\right)$

该脉冲514被保持足够提供测量时间常数τ_ON的持续时间，例如响应于以下的任何一个：1)当电流i_L上升时，例如在持续时间小于若干时间常数τ_ON的脉冲514的末端处，在相关的时间t上的电流i_L；2)当电流i_L上升时，电流i_L的变化速率；3)在脉冲514启动后对于电流i_L来说要达到预定值或者达到一组预定值所需要的时间；或者4)在脉冲514为开(on)的周期的至少一部分上电流i_L的积分。

例如，从公式(43)可以改写为：

$i_L\left(t\right)=i_L^{\max }\&CenterDot;(1-e^{-\frac{t}{\mathrm{\&tau;}}})---\left(45\right)$

这里τ＝τ_ON。电流i_L相对于时间的一阶导数是由以下给出：

$i_L^{\&prime;}\left(t\right)=i_L^{\max }\&CenterDot;\frac{t}{\mathrm{\&tau;}}\&CenterDot;e^{-\frac{t}{\mathrm{\&tau;}}}---\left(46\right)$

从公式(45)和(46)中，电流i_L可以被作为该电流i_L的一阶导数的函数而给出：

$i_L\left(t\right)=i_L^{\max }-\frac{\mathrm{\&tau;}}{t}\&CenterDot;i_L^{\&prime;}\left(t\right)---\left(47\right)$

如果在两个相应的不同时间t₁和t₂上该电流i_L被测量为i₁和i₂，并且如果在这些相同的时间上该电流i_L的一阶导数被确定为i₁′和i₂′，那么，该时间常数τ_ON由以下给出：

${\mathrm{\&tau;}}_{\mathrm{ON}}=\frac{i_2-i_1}{(\frac{i_1^{\&prime;}}{t_1}-\frac{i_2^{\&prime;}}{t_2})}=\frac{L}{R_{\mathrm{sense}}+R_L}---\left(48\right)$

从公式(47)和(44)中，该线圈14，L′的有效电阻R_L然后由以下给

$R_L=\frac{V}{i_1+\frac{{\mathrm{\&tau;}}_{\mathrm{ON}}}{t_1}\&CenterDot;i_1^{\&prime;}}-R_{\mathrm{sense}}=\frac{V}{i_2+\frac{{\mathrm{\&tau;}}_{\mathrm{ON}}}{t_2}\&CenterDot;i_2^{\&prime;}}-R_{\mathrm{sense}}---\left(49\right)$

出：

并且该线圈14，L′的电感L是由以下给出的：

L＝τ_ON·(R_sense+R_L)                       (50)

在脉冲514被切断之后，例如，在打开该受控开关508，或者FET晶体管开关508′时，存储在该线圈14，L′中的能量被经由与二极管D串联的第二电阻R₂的并联电路路径相对迅速地耗尽，时间常数τ_OFF由以下给出：

${\mathrm{\&tau;}}_{\mathrm{OFF}}=\frac{R_{\mathrm{sense}}+R_L+R_2}{L}---\left(51\right)$

其中第二电阻R₂的值被选择一在下一个脉冲514之前将线圈14，L′磁性地放电至零电流i_L。如在图70c中举例说明的单极脉冲序列510可用于进行连续的多个测量，可以基于固定的或者移动(running)的基础而在可选数目的脉冲514上对该多个测量进行平均，或者被单独地使用，取决于该结果测量将被更新的速率。公式(43)和相关的测量过程还可以被调节以解决该线圈14，L′的固有电容的影响，如果不可以忽略的话。

参考图71，除了单极脉冲发生器504被双极脉冲发生器516所代替，以及二极管D被晶体管开关518，例如FET开关518′所代替之外，信号调节电路502.2的第二方面的第二实施例类似于在上文中描述的信号调节电路502.1的第一实施例，其中双极脉冲发生器516适于产生双极脉冲序列520，其的一个实施例例如在图72中举例说明。信号调节电路502.2的第二方面提供周期性地倒转通过线圈14，L′的电流i_L的方向，以便防止在接近其时例如车辆12的相关铁磁性元件的磁化。该双极脉冲序列520包括正514和负514′极性脉冲两者，在该时间期间，晶体管开关518将被断开以提供磁性地对该线圈14，L′充电，被零电压的暂停期(dwell period)522所隔开，在该时间期间，晶体管开关518将被接通以对线圈14，L′提供磁性地放电。

参考图73，信号调节电路502.3的第二方面的第三实施例类似于在上文中描述的信号调节电路502.1的第一实施例，结合了在图70b中举例说明的单极脉冲发生器504的实施例，除了线圈14，L′被通过H开关524驱动之外，以便对通过线圈14，L′的电流i_L的方向提供周期性地倒转，以防止在接近其时例如车辆12的相关铁磁性的元件的磁化，而无需双极脉冲发生器516和相关的双极电子元件。H开关524包括分别连接到传感电阻R_sense和脉冲发生器504的相应第一526和第二528节点，如同在信号调节电路502.1的第二方面的第一实施例中已经连接线圈14，L′。H开关524还包括分别连接到线圈14，L′的第一534和第二536端子的相应的第三530和第四532节点。在来自处理器108、204的第一开关信号S_A的控制之下的第一晶体管开关538(例如，FET开关)运转以控制在H开关524的第一526和第三530节点之间电流的流动。在来自处理器108、204的第二开关信号S_B的控制之下的第二晶体管开关540(例如，FET开关)运转以控制在H开关524的第一526和第四532节点之间电流的流动。在来自处理器108、204的第二开关信号S_B的控制之下的第三晶体管开关542(例如，FET开关)运转以控制在H开关524的第二528和第三530节点之间电流的流动。在来自处理器108、204的第一开关信号S_A的控制之下的第四晶体管开关544(例如，FET开关)运转以控制在H开关524的第二528和第四532节点之间电流的流动。在脉冲开关信号S₀的控制之下的单极脉冲发生器504的FET晶体管开关508′控制从电池506到线圈14，L′的电流的流动。

参考图74a-e，该信号调节电路502.3被如下控制：在第一步骤546中，脉冲开关信号S₀和第一开关信号S_A被激活，其接通FET晶体管开关508′和第一538和第四544晶体管开关，从而在第一方向提供电流i_L流过线圈14L′。然后，在第二步骤548中，无需改变第一开关信号S_A，该脉冲开关信号S₀被无效(deactivate)，从而提供该线圈14，L′经由第二电阻R和二极管D磁性地放电，并且在被耗尽以前电流i_L继续以第一方向流过该线圈14，L′。然后，在第三步骤550中，第一开关信号S_A被无效，其关闭第一538和第四544晶体管开关，在其之后，该脉冲开关信号S₀和第二开关信号S_B被激活，其接通FET晶体管开关508′和第二540以及第三542晶体管开关，从而在第二方向提供电流i_L流过该线圈14，L′。最后，在第四步骤552中，无需改变第二开关信号S_B，该脉冲开关信号S₀被无效，从而提供该线圈14，L′经由第二电阻R和二极管D磁性地放电，并且在被耗尽以前电流i_L继续以第二方向流过该线圈14，L′。在第四步骤552之后，以上的过程如在上文中描述的以第一步骤546开始重复。

参考图75a，按照信号调节电路554的第三方面，其从结合有臂558中的一个的四臂桥接电路556的差分电压V_out的测量中，提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量。尤其是，例如，在四臂桥接电路556的一个实施例中，第一558.1和第二558.2臂分别包括第一R_B和第二R_B桥接电阻，例如，该两桥接电阻具有相等的值，其在四臂桥接电路556的第一节点560上相互连接。第三臂558.3包括线圈14，L′和相关的电缆连接，其中该线圈14，L′被建模为与电阻R_L串联的电感L，和相关的电缆连接和线圈14，L′的线圈间电容被建模为与线圈14，L′并联的第一电容C₁。第四臂358.4包括与第二电容C₂并联的回转器562(gyrator)。第三558.3和第四358.4臂在四臂桥接电路556的第二节点564上相互连接。振荡器566和相关的放大器568在第一560和第二564节点上相互连接，并且在其上提供产生振荡信号，例如，正弦信号。四臂桥接电路556的第二558.2和第四558.4臂在第三节点570上相互连接，第三节点570连接到差分放大器574的第一输入572；并且四臂桥接电路556的第一558.1和第三558.3臂在第四节点576上相互连接，第四节点576连接到差分放大器574的第二输入578。因此，两个桥接电阻R_B提供平衡四臂桥接电路556的第二558.2和第四558.4臂，并且第四臂558.4中回转器562与第二电容C₂并联的组合在第三臂558.3中提供平衡线圈14，L′，从而提供平衡四臂桥接电路556，以使得清除其的相关差分电压V_out，该差分电压是由在第三节点570上的电压V₁和在第四节点576上的电压V₂之间的差值给出的。该回转器562是使用电阻和电容元件的有源电路两端电路，其提供建模任意电感和串联电阻的电感。尤其是，第一回转器电阻R_L′从回转器562的第一端子580连接到运算放大器582的倒相输入，运算放大器582的倒相输入也由反馈回路584连接到运算放大器582的输出586。回转器电容C_G从回转器562的第一端子580连接到运算放大器582的非倒相输入，运算放大器582的非倒相输入也连接到第二回转器电阻R_G，第二回转器电阻R_G然后连接到回转器562的第二端子。参考图75b，在图75a中举例说明的回转器562的等效电路包括与电感L_G串联的具有电阻R_L′等于第一回转器电阻R_L′的电阻R_L′，电感L_G具有如下给出的电感L_G：

$L_G=R_L^{\&prime;}\&CenterDot;R_G\&CenterDot;C_G---\left(52\right)$

在一个实施例中，例如，控制第二回转器电阻R_G的电阻R_G以控制回转器562的有效电感L_G，以使得平衡或者几乎平衡四臂桥接电路556，即，使得差分电压V_out被清除或者几乎被清除。提供第二电容C₂去平衡第一电容C₁，其中例如在一个实施例中，第二电容C₂的值被设置为等于或者稍微大于第一电容C₁的值，但是，如果电缆连接和线圈14，L′的相关电容是可以忽略的，将不需要这样。第一回转器电阻R_L′的电阻被提供去平衡线圈14，L′的固有电阻，相关的电缆连接的电阻，以及在线圈14，L′上邻近涡流的有效电阻的组合。第一R_L′和第二R_G回转器电阻中的一个或者两个可以被做成是可控制的，例如，数字地可控制的，并且将选择回转器电容C₀的值，以使得提供控制回转器562的电感L_G的必要范围，以匹配线圈14，L′的范围，在给定第一R_L′和第二R_G回转器电阻的相关控制范围的情况下。例如，第一R_L′和第二R_G回转器电阻的值可以由相关的处理器108、204缓慢更新，以便在正常的无碰撞工作条件期间，保持平衡四臂桥接电路556所希望的电平。当四臂桥接电路556被无效的时候，即，为了清除差分电压V_out，那么，该线圈14，L′的电阻R_L和电感L的值被如下给出：

$R_L=R_L^{\&prime;}\&CenterDot;\frac{R_A}{R_B},\mathrm{and}---\left(53\right)$

$L=L_G\&CenterDot;\frac{R_A}{R_B}---\left(54\right)$

在另一个实施例中，该回转器562的电感L_G被调节以稍微低于线圈14，L′的电感，以使得差分电压V_out不是被完全地清除，以便在正常操作期间提供连续不的小信号，其允许实时诊断线圈14，L′和相关的信号和电路。在关闭清除条件下，差分放大器574的输出通常将是复数或者矢量值，其将被例如解调为同相(I)和正交相位(Q)分量，例如，使用在上文中对于图46-50描述的电路和处理过程，以用于后续处理和/或相关的碰撞检测。

信号调节电路554的第三方面可以适于以相对高的分辨率来提供线圈14，L′的自阻抗Z_L的相对高精度的测量。

在任一操作模式，即，清除(nulled)或者非清除(off-null)的任何一个中，并且通常对于在此处描述的信号调节电路的任何一个方面，相关的信号检测过程可以通过简单地将信号调节电路的输出与相关的参考值进行比较来实现，其中影响线圈14的磁性条件中的特定变化的检测响应于相对于相关参考值来说相关信号的变化。因此，鉴于该信号的同相(I)和正交(Q)相位分量可以被分析地确定，并与线圈14的相关阻抗Z有关，这不是必然地被检测影响线圈14的相关磁导中的变化这一目的所必需，其替代地可以直接与来自信号调节电路的相关信号中的变化有关。

参考图76a，按照信号调节电路590的第四方面，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，通过求和与放大来自相关的多个振荡器594.1、594.2、594.3的多个信号产生多频信号592，该多个振荡器594.1、594.2、594.3工作在相应的多个不同的频率f₁、f₂、f₃上，该多个不同的频率f₁、f₂、f₃被施加于与传感电阻R_sense串联的线圈14，L′上，其中求和与放大的操作可以通过被调节为求和放大器598的运算放大器596来执行。该线圈14，L′在频率f上的自阻抗Z_L是由以下给出的：

Z_L＝R_L+2πf·L                               (55)

其中R_L和L分别是该线圈14，L′的有效电阻和自电感。因此，对于来自求和放大器598的所施加的频率相关(frequency-dependent)电

$V_{\mathrm{Sense}}=\frac{v\left(f\right)}{(1+\frac{R_L}{R_{\mathrm{Sense}}})\&CenterDot;(1+\frac{f^2}{{f_0}^2})}\&CenterDot;(1-i\&CenterDot;\frac{f}{f_0})---\left(56\right)$

压信号v(f)，在传感电阻_sense上的复数电压V_sense是由以下给出的：

其中包括与传感电阻R_sense串联的线圈14，L′的相关低通滤波器的截止频率f₀是由以下给出的：

$f_0=\frac{R_{\mathrm{Sense}}+R_L}{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;L}---\left(57\right)$

通过该线圈14，L′的频率相关电流i_L然后是由以下给出的：

$i_L=\frac{V_{\mathrm{Sense}}}{R_{\mathrm{Sense}}}=\frac{v\left(f\right)}{R_{\mathrm{Sense}}\&CenterDot;(1+\frac{R_L}{R_{\mathrm{Sense}}})\&CenterDot;(1+\frac{f^2}{{f_0}^2})}\&CenterDot;(1-i\&CenterDot;\frac{f}{f_0})---\left(58\right)$

相应的频率相关幅值‖i_L‖和相位φ分别由以下给出：

$\left|\right|i_L\left|\right|=\frac{v\left(f\right)}{R_{\mathrm{Sense}}\&CenterDot;(1+\frac{R_L}{R_{\mathrm{Sense}}})\&CenterDot;{(1+\frac{f^2}{{f_0}^2})}^{\frac{1}{2}}},\mathrm{and}---\left(59\right)$

$\mathrm{\&phi;}={\tan }^{-1}(-\frac{f}{f_0})---\left(60\right)$

在线圈14，L′上的电压V_L是由以下给出的：

V_L＝v(f)-V_Sense                           (61)

其提供相位参考，因此具有0度的相位。线圈14，L′上的电压V_L与通过线圈14，L′的电流i_L的比值提供线圈14，L′的自阻抗Z_L的测量。该电压V_sense是由差分放大器599感测的，其的输出可操作地耦合到处理器108、204以供后续分析。

参考图76b，通过线圈14，L′的电流i_L的幅值‖i_L‖和相位φ取决于施加的电压信号v(f)的频率，并且对于与多个不同频率f₁、f₂、f₃有关的不同相关频率分量中的每一个都是不同的。虽然可以使用单个频率f，单多个频率f₁、f₂、f₃提供了附加信息，该附加信息对噪声和电磁干扰对相关测量的影响提供一些抗扰性。例如，如果在传感电阻R_sense上的电压V_sense与施加的电压信号v(f)的频率相关比值与对一个或多个频率f₁、f₂、f₃从公式(56)得出的值不一致，则在那些频率上的测量可能被破坏。分布在一个频率范围上的三个或三个以上的频率f₁、f₂、f₃可以提供确定相关测量的任何一个是否受到特定噪声源的影响。

虽然在此处描述的信号调节电路294已经举例说明为产生响应于线圈的自阻抗起的一个测量，通常，这些信号调节电路294通常可以用于测量两端电路元件的阻抗，或者电路元件的两端组合的阻抗，以便提供产生响应于两端电路元件的自阻抗，或者电路元件的两端组合的自阻抗的一个测量。

参考图77和78，按照信号调节电路700的第五方面，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，结合有与传感电阻Rs串联的线圈14，L′的串联电路702是经由相关的H开关706由半正弦信号704驱动的，相关的H开关706提供控制半正弦信号704相对于串联电路702的极性。该半正弦信号704是由半正弦发生器708产生的，在一个实施例中，其使用四分之一正弦波形710的查表(table-lookup)和相关的软件控制逻辑，数字地产生半正弦信号704，并且也产生用于控制H开关706的极性控制信号p。该半正弦发生器708的数字输出被使用数模转换器712而转换为模拟半正弦信号704，随后其输出可以被滤波以除去噪声。该H开关706包括在第一节点714.1和第二节点714.2之间工作的第一开关706.1，在第二节点714.2和第三节点714.3之间工作的第二开关706.2，在第二节点714.2和第四节点714.4之间工作的第三开关706.3，和在第四节点714.4和第一节点714.1之间工作的第四开关706.4，其中该半正弦信号704被施加于第一节点714.1，第三节点714.3被连接到地，并且该串联电路702被连接在第二714.2和第四714.4节点之间。例如，在一个实施例中，该H开关706的第一706，1、第二706.2、第三706.3和第四706.4开关包括晶体管开关，例如，如在图77中举例说明的场效应晶体管开关。第一706.1和第三706.3开关的控制端子，例如，门电路，可操作地耦合到极性控制信号p，该极性控制信号p也可操作地耦合到倒相器716，该倒相器716产生倒转极性控制信号p′，该倒转极性控制信号p′可操作地耦合到第二706.2和第四706.4开关的控制端子，例如门电路。该极性控制信号p和倒转极性控制信号p′的行为是互相排斥的，即，当极性控制信号p处于接通(ON)状态的时候，使得接通第一和第三706.3开关，该倒转极性控制信号p′处于断路(OFF)状态，使得断开第二706.2和第四706.4开关，并且当该极性控制信号p处于断路状态的时候，使得断开第一706.1和第三706.3开关，该倒转极性控制信号p′处于接通状态，使得接通第二706.2和第四706.4开关。因此，对于正的半正弦信号704，当该极性控制信号p处于接通状态的时候，H开关706将半正弦信号704施加于该串联电路702，以使得电流iL穿过其从第二节点流动到第四节点714.4，当该极性控制信号p处于断路状态的时候，H开关706将半正弦信号704施加于该串联电路702，以使得电流iL穿过其从第四节点714.4流动到第二节点714.2。该极性控制信号p和倒转极性控制信号p′与半正弦信号704同步，以使得在结束半正弦信号704的每个半正弦波形之后它的状态被切换，其中的后者包括半正弦波形的连续重复。

参考图78，用于产生半正弦信号704和极性控制信号p的过程7800从步骤(7802)开始，其中第一计数器k，第二计数器m，和极性控制信号p中的每个都被初始化为零。然后，在步骤(7804)，使用第一计数器k的值执行查表以从NSIN4值的表中查找相应的四分之一正弦波形710的第K个值，在步骤(7806)中，其被作为半正弦信号704的值输出到数模转换器712。然后，在步骤(7808)中，如果第二计数器m的值与相关的半正弦波形的增长部分有关，则在步骤(7810)中，第一计数器k的值增加1；否则，在步骤(7812)中，第一计数器k的值递减1。然后，在步骤(7814)中，如果第一计数器k的值大于或等于NSIN4，在四分之一正弦表中的值的数目，则在步骤(7816)中，第二计数器m被设置为1的值，并且在步骤(7818)中，第一计数器k被设置为NSIN4-2的值，以便准备产生相关的半正弦波形的降低部分。另外，从步骤(7814)开始，如果在步骤(7820)第一计数器k的值小于零，则该半正弦的波形已经结束，并且在步骤(7822)中，第一计数器k的值被设置为1，第二计数器m的值被设置为零，并且极性控制信号p的值增加1，并且然后被设置为该结果的模2值，以便有效地触发(toggle)该极性控制信号p，并且以便准备产生下一个半正弦波形的增长部分。然后，在步骤7818、7820或者7822的任何一个之后，该过程以步骤7804继续，以便重复地产生相关的半正弦波形，其提供该半正弦信号704。

因此，该半正弦信号704通过极性控制信号p而与相关的H开关706的控制相配合，该半正弦信号704提供产生在串联电路702上的零偏置正弦波形的等效物，经由其的电流i_L被包括运算放大器720的求和与求差放大器718所检测，其的倒相输入经由第一电阻722连接到传感电阻Rs的一个端子，由电压V₁标明，其的非倒相输入经由第二电阻724连接到传感电阻Rs的另一个端子，由电压V₂标明，并且经由第三电阻726连接到DC共模电压信号V_CM1，并且其的输出经由第四电阻728连接到它的非倒相输入，而且其提供代表通过线圈14，L′的电流i_L的电压V_out如下：

V_OUT＝V₂-V₁+V_CM1＝i_L·R_S+V_CM1                 (62)

参考图79和80，通过与第二磁性碰撞传感器10^B配合，电磁噪声对第一磁性碰撞传感器10^A的影响可能被减轻，两者被如此设置以对大体上相同的电磁噪声进行响应。例如，在图79中举例说明的实施例中，第一磁性碰撞传感器10^A包括设置在车辆12的第一门78^A中的第一线圈14^A，并且第二磁性碰撞传感器10^B包括设置在车辆12的第二门78^B中的第二线圈14^B，其中第一78^A和第二78^B门是彼此相对的，以使得第一14^A和第二14^B线圈经受大体上相同的外部磁性噪声通量，该外部磁性噪声通量可以横向地延伸通过车辆12。第一磁性碰撞传感器10^A进一步包括第一信号调节电路294^A，例如，按照在此处公开的实施例的任何一个，该第一信号调节电路294^A可操作地耦合到第一线圈14^A。类似地，第二磁性碰撞传感器10^B进一步包括第二信号调节电路294^B，例如，按照在此处公开的实施例的任何一个，该第二信号调节电路294^B可操作地耦合到第二线圈14^B。第一294^A和第二294^B信号调节电路的输出可操作地耦合到相关的处理器108、204，其提供分别控制与第一78^A和第二78^B门有关的相应的第一(44，110)^A和第二(44，110)^B安全限制致动器。

参考图80，该处理器108、204按照噪声抑制过程8000工作，如果第一294^A和第二294^B信号调节电路检测到基本上相同的信号，例如，如按比例地确定的(as determined ratiometrically)，则其通过防止第一(44，110)^A和第二(44，110)^B安全限制致动器的启动来提供减轻电磁噪声的影响。尤其是，该噪声抑制过程8000从步骤(8002)和(8004)开始，其提供检测来自第一14^A和第二14^B线圈，例如来自车辆12的相应的相对门78^A、78^B的信号。然后，在步骤(8006)中，来自第一294^A和第二294^B信号调节电路的相应信号的比值R。然后，在步骤(8008)，如果比值R的幅值大于下阈值R0并且小于上阈值R1，这将响应于影响第一10^A和第二10^B磁性碰撞传感器的电磁噪声激励而发生，则该过程重复以步骤(8002)，并且第一(44，110)^A或者第二(44，110)^B安全限制致动器都不被启动。另外，在步骤(8010)中，如果来自第一磁性碰撞传感器10^A的信号大于相关的碰撞阈值，并且如果在步骤(8012)中，相关的安全条件被满足，那么，在步骤(8014)中，第一安全限制致动器(44，110)^A被启动。然后，或者另外从步骤(8010)开始，在步骤(8016)中，如果来自第二磁性碰撞传感器10^B的信号大于相关的碰撞阈值，并且如果在步骤(8018)中，相关的安全条件被满足，那么，在步骤(8020)中，第二安全限制致动器(44，110)^B被启动。

参考图81和82，按照信号调节电路800的第六方面，其提供产生响应于线圈14，L′的自阻抗Z_L的一个或多个测量，在此处描述的任何一个磁性碰撞传感器10，包括以上描述的全部信号调节电路294可以适用于在多个频率上工作，以便提供减轻在其上电磁噪声的影响。尤其是，以上描述的任何一个实施例的振荡器30、50、98可以包括多频发生器，例如，其产生多个振荡波形的同时组合，每个波形在不同的频率f₁、f₂、...、f_N上，或者其产生多个振荡波形的时间复用的组合，每个波形在不同的频率上。例如，图81举例说明多个N振荡器802.1、802.2、...、802.N，例如，数字或者模拟，每个在相应的频率f₁、f₂、...、f_N上，其中N至少是两个。对于合成信号实施例，N个振荡器802.1、802.2、...、802.N的输出由加法器804进行求和，或者模拟或者数字，以便产生一个相应的合成波形，并且如果是数字的，则来自其的输出被通过数模转换器806转换为模拟形式。例如，参考图82，合成的模拟多频信号可以通过使用倒相求和放大器电路808，对来自N个单独的模拟振荡器802.1、802.2、...、802.N的单独模拟信号进行求和而产生，该倒相求和放大器电路808包括相关的运算放大器810，其被DC共模电压信号V_CM1进行直流偏置。该多频信号然后被以上描述的信号调节电路294的剩余部分294′作为来自相关的振荡器30、50、98的信号而使用，其中以上描述的信号调节电路294的相关的剩余部分294′的相关滤波器将被设计成能适应每个相关的频率f₁、f₂、...、f_N。在以低通抗混叠(anti-aliasing)滤波器进行滤波之后，取决于特定的信号调节电路294，来自相关的求和与求差放大器276的运算放大器278，或者来自第一差分放大器612的输出电压V_out然后被模拟-数字转换器288转换为数字形式。来自模拟-数字转换器288的多频信号然后被一组数字滤波器812.1、812.2、...、812.N，例如，陷波滤波器分解成各自的频率分量，其每个都被调谐到相应的各自的频率f₁、f₂、...、f_N，其的输出被相应的解调器290.1、290.2、...、290.N解调为相应的同相I₁、I₂、...、I_N和正交相位Q1、Q2、...、Qn分量，每个解调器290.1、290.2、...、290.N都可操作地耦合到相应的各自的振荡器802.1、802.2、...、802.N。该解调器290.1、290.2、...、290.N的输出可操作地耦合到处理器108、204，并且被过程8300使用以控制相关的安全限制致动器44、110的启动。

例如，参考图83，在对来自磁性碰撞传感器10的多频实施例的信号进行响应，而控制安全限制致动器44、110的过程8300的一个实施例中，来自解调器290.1、290.2、...、290.N的相应的同相I₁、I₂、...、I_N和正交相位Q1、Q2、...、Qn分量被分别在步骤(8302)、(8304)和(8306)中检测到，并且然后被在步骤(8400)中处理，以便确定是否启动相关的安全限制致动器44、110，在其之后过程以步骤(8302)进行重复。

参考图84，对来自磁性碰撞传感器10的多频实施例的信号进行响应，而控制安全限制致动器44、110的子过程8400的一个实施例从步骤(8402)开始，其中计数器m被初始化为1，碰撞计数器m_crash被初始化为零，并且如果被使用，噪声计数器m_NOiSE也被初始化为零。然后，在步骤(8404)中，如果包括同相I_m和正交相位Qm分量的信号SIGNAL_m超过相应的碰撞阈值，则在步骤(8406)中，该碰撞计数器m_crash被增加，并且可选地，在步骤(8408)中，从而所表示的相关频率信道被存储在相关的Crash ID矢量中，以供后续处理使用。在一个可选的补充实施例中，其中噪声信号可以被从信号SIGNAL_m的显著特征中识别出来，然后，从步骤(8404)中，如果信号SIGNAL_m被识别为噪声，那么，在步骤(8412)中，噪声计数器m_NOiSE，并且可选地，在步骤(8414)中，从而所表示的相关频率信道被存储在相关的NoiseID矢量中，以供后续处理使用。然后，从步骤(8408)或者步骤(8414)开始，在步骤(8416)中，计数器m以便为处理下一个频率分量而设置。然后，在步骤(8418)中，如果计数器m的值大于频率分量的总数N，那么，在步骤(8420)中，该计数器m被复位为1，另一个子过程(8500)或者(8600)被调用，以确定是否启动相关的安全限制致动器44、110，并且该子过程然后在步骤(8422)返回控制。另外，从步骤(8418)开始，在所有频率分量都已经被处理之前，该过程以步骤(8404)进行重复。

参考图85，按照提供表决以确定是否启动相关的安全限制致动器44、110的子过程(8500)，如果对于大多数的频率分量，在步骤(8404)中，信号SIGNAL_m已经超过相应的碰撞阈值，即，如果碰撞计数器m_crash的值超过频率分量的总数N，然后，在步骤(8504)中，如果相关的安全阈值也被来自相关的安全传感器的信号超出，那么，在步骤(8506)中，该安全限制致动器44、110被启动。另外，或者从步骤(8506)开始，在步骤(8508)中，碰撞计数器m_crash被初始化为零，并且该子过程在步骤(8510)返回控制。奇数N个频率f₁、f₂、...、f_N将会在相关的表决过程中防止出现平局。

可选地，参考图86，在信道接信道(channel-by-channel)的基础上碰撞信号可与噪声相区分的系统中，在步骤(8602)中，如果碰撞计数器m_crash具有大于零的值，或者可能大于其它的预定阈值，然后，在步骤(8604)中，如果相关的安全阈值也被来自相关的安全传感器的信号超出，那么，在步骤(8606)中，该安全限制致动器44、110被启动。另外，或者从步骤(8606)开始，在步骤(8608)中，碰撞计数器m_crash和噪声计数器m_NOiSE被初始化为零，并且该子过程在步骤(8610)返回控制。

例如，选择(choose)频率f₁、f₂、...、f_N的选择(selection)和分离，以便提高电磁干扰(EMI)的同时干扰的可能性，其可起因于多种来源和情形，包括但不限于，电动车辆噪声、电信设备、电视接收机和发射机、发动机噪声和雷电。例如，在一个实施例中，频率被选择在25KHz至100KHz的范围内。当数目N增加时，该系统接近扩频操作。

应该理解，频率分集可以被以任何已知的磁性传感器技术的方式而使用，包括碰撞、安全(safing)或者近感检测(proximity detection)，其包括但是不局限于这些系统：这些系统围绕底盘、门口或者车辆的引擎罩而放置线圈，围绕车辆的前挡泥板而放置线圈，在铰链线圈内，或者在用于磁聚焦的撞针线圈内放置铁氧体棒，在门之间的缝隙或者空间中放置铁氧体棒线圈，或者在侧视后饰条(side view rear molding)上放置辅助的第一线圈，其从车辆向侧向延伸。这个算法还可以与磁性传感器产生的信号一起使用，其中该磁性传感器建立交变的频率以在后门上创建保障安全的系统，从而提高前门的系统安全保障，磁场特征多频音(magnetic signature multitone)的AM，FM或者脉冲解调，多相电子学，用于低成本纯正弦波产生的磁性偏置移相振荡器，相干合成或者锁相载波硬件或者微处理机为基础的系统，通过D/A，A/D自调节自测试算法的微处理器增益或者偏移调谐的系统，其在用于磁校准、不可闻频率等等的系统保障安全领域中设置了标准。

还应该理解，用来产生或者感测磁场的线圈12的性能可以通过结合具有较高磁导率的相关磁芯来增强。此外，应该理解，施加于至少一个第一线圈、第二线圈或者任何其它线圈的信号可以是直流信号以便产生稳定的磁场。此外，应该理解，振荡器的特定振荡波形不受限制，并且例如可以是正弦波、方波、锯齿波，或者单个频率或者多个频率的其它波形，该多个频率是步进的或者连续地变化的，或者被加在一起并被发送以用于进一步的处理。

应当注意到，可以使用任何特定的电路，诸如不局限于模拟、数字或者光学。这些电路的任何使用不被考虑为是受限的，并且可以由本领域一个普通的技术人员按照在此处的教导而设计。例如，在使用时，振荡器、放大器或者大比例(large scaled)调制器、解调器，以及反转换器(deconverter)可以是任何已知的类型，例如使用晶体管，场效应或者双极，或者其它的分立元件；集成电路；运算放大器或者逻辑电路，或者定制的集成电路。另外，在使用时，微处理器可以是任何的计算设备。用于在多个频率上产生、混合、解调和处理正弦信号的电路和软件可以类似于在其它已知系统中使用的那些。

从以下的美国专利No.6,317,048、6,407,660、6,433,688、6,583,616、6,586,926、6,587,048、6,777,927和7113874中，从以下于2003年9月19日申请的美国专利申请No.10/666,165，和于2004年12月21日申请的10/905,219，以及于2005年7月29日申请的美国临时申请No.60/595,718中，可知磁性碰撞传感器和磁性碰撞感测的方法，所有这些专利及专利申请被共同地转让给本申请的受让人，并且其全部作为参考资料结合在此处。

虽然已经详细描述了特定的实施例，那些本领域普通技术人员将理解，按照本公开的整体教导可以对于那些细节进行各种修改和替换。因此，所公开的特定方案仅仅是说明性的，并不限制本发明的范围，由所附权利要求的全部外延，以及它的任何以及所有等效物给出本发明的范围。

Claims (58)

1.一种处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，包括∶

a.产生第一和第二补充电压信号，其中所述第一和第二补充电压信号包括具有标称峰值振幅的相应的第一和第二振荡电压信号，并且所述第二振荡电压信号包括所述第一振荡电压信号基本上相移180度的波形；

b.可操作地将所述第一补充电压信号耦合到串联电路的第一节点；

c.可操作地将所述第二补充电压信号耦合到所述串联电路的第四节点，其中所述串联电路包括∶

i)在所述第一节点和第二节点之间的第一传感电阻；以及

ii)在第三节点和所述第四节点之间的第二传感电阻，其中所述串联电路是通过将所述第二和第三节点连接到电路元件而完成的；

d.参考预定电平来调整所述第二和第三节点上的电压；以及

e.响应于所述第一传感电阻上的电压和所述第二传感电阻上的电压中的至少一个产生输出信号，其中当所述电路元件连接到所述串联电路的所述第二和第三节点的时候，所述输出信号响应于所述电路元件的自阻抗。

2.根据权利要求1的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中调整所述第二和第三节点上的所述电压，并且可操作地将所述第一和第二补充电压信号耦合到所述串联电路的所述第一和第四节点的操作包括∶

a.将所述第一补充电压信号施加于第一放大器的输入端；

b.可操作地将所述串联电路的所述第二节点耦合到所述第一放大器的所述输入端；

c.将所述第二补充电压信号施加于第二放大器的输入端；

d.可操作地将所述串联电路的所述第三节点耦合到所述第二放大器的所述输入端；以及

e.可操作地将所述第二放大器的输出耦合到所述串联电路的所述第四节点。

3.根据权利要求2的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一放大器包括第一运算放大器，并且所述第二放大器包括第二运算放大器，进一步包括：

a.可操作地将所述第一补充电压信号经由第一输入电阻耦合到所述第一运算放大器的倒相输入端；

b.可操作地将所述串联电路的所述第二节点经由第一反馈电阻耦合到所述第一运算放大器的所述倒相输入端；

c.可操作地将所述第二补充电压信号经由第二输入电阻耦合到所述第二运算放大器的倒相输入端；以及

d.可操作地将所述串联电路的所述第三节点经由第二反馈电阻耦合到所述第二运算放大器的所述倒相输入端。

4.根据权利要求2的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一放大器的增益基本上是一致的，并且所述第二放大器的增益基本上是一致的。

5.根据权利要求3的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一补充电压信号包括第一偏置电压信号，所述第二补充电压信号包括第二偏置电压信号，所述第一和第二偏置电压信号的值基本上相等，并且所述第一和第二偏置电压信号的值与所述第一和第二振荡电压信号的所述标称峰值振幅至少是一样大的，所述方法进一步包括∶可操作地将所述第一偏置电压信号耦合到所述第一运算放大器的非倒相输入端，并且可操作地将所述第二偏置电压信号耦合到所述第二运算放大器的非倒相输入端。

6.根据权利要求3的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：在所述第二节点上缓冲第二节点信号，以便形成缓冲的第二节点信号，其中可操作地将所述第二节点经由所述第一反馈电阻耦合到所述第一运算放大器的所述倒相输入端的操作包括可操作地将所述缓冲的第二节点信号耦合到所述第一反馈电阻的第一端子，可操作地将所述第一反馈电阻的所述第二端子耦合到所述第一运算放大器的所述倒相输入端；以及在所述第三节点上缓冲第三节点信号，以便形成缓冲的第三节点信号，其中可操作地将所述第三节点经由所述第二反馈电阻耦合到所述第二运算放大器的所述倒相输入端的操作包括可操作地将所述缓冲的第三节点信号耦合到所述第二反馈电阻的第一端子，并且可操作地将所述第二反馈电阻的第二端子耦合到所述第二运算放大器的所述倒相输入端。

7.根据权利要求6的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中在所述第二节点上缓冲所述第二节点信号的操作包括可操作地将所述串联电路的所述第二节点耦合到第三运算放大器的非倒相输入端；以及可操作地将所述第三运算放大器的倒相输入端耦合到所述第三运算放大器的输出端，其中所述缓冲的第二节点信号是在所述第三运算放大器的所述输出端上产生的；以及在所述第三节点上缓冲所述第二节点信号的操作包括可操作地将所述串联电路的所述第三节点耦合到第四运算放大器的非倒相输入端；以及可操作地将所述第四运算放大器的倒相输入端耦合到所述第四运算放大器的输出端，其中所述缓冲的第三节点信号是在所述第四运算放大器的所述输出端上产生的。

8.根据权利要求1的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一补充电压信号包括第一偏置电压信号，所述第二补充电压信号包括第二偏置电压信号，所述第一和第二偏置电压信号的值基本上是相等的，并且所述第一和第二偏置电压信号的值与所述第一和第二振荡电压信号的所述标称峰值振幅至少是一样大的。

9.根据权利要求8的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一和第二偏置电压信号中的每个基本上是恒定的。

10.根据权利要求1的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括以下中的至少一个：有选择地分流围绕所述第一传感电阻的信号，其中围绕所述第一传感电阻的所述被分流的信号的频率不同于所述第一或者第二振荡电压信号的频率，以及有选择地分流围绕所述第二传感电阻的信号，其中围绕所述第二传感电阻的所述被分流的信号的频率不同于所述第一或者第二振荡电压信号的所述频率。

11.根据权利要求1的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中产生所述输出信号的操作进一步包括响应于测试信号而产生输出信号，并且所述测试信号提供模拟电路元件的条件。

12.根据权利要求1的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：带通滤波来自所述运算放大器的所述输出信号，其中响应于所述第一和第二振荡电压信号的工作频率，调节所述带通滤波器的通带的频率范围。

13.根据权利要求1的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：解调所述输出信号，或者响应于所述输出信号的信号，以便产生所述输出信号的第一同相信号分量与第一正交相位信号分量中的至少一个，其中所述第一同相信号分量是与所述第一或者第二振荡电压信号同相的，并且所述第一正交相位信号分量相对于所述第一或者第二振荡电压信号基本上是90度异相的。

14.根据权利要求13的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括以下中的至少一个：以带通滤波器滤除所述第一同相输出信号，以便产生第二同相输出信号，以及以带通滤波器滤除所述第一正交相位输出信号，以便产生第二正交相位输出信号。

15.根据权利要求1的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中进一步包括检测所述输出信号的幅值，或者响应于所述输出信号的所述信号的幅值大于阈值，并且如果所述输出信号的所述幅值，或者响应于所述输出信号的所述信号的幅值大于所述阈值，则指示错误情形。

16.根据权利要求1的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述电路元件包括至少一个电感线圈。

17.根据权利要求16的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：可操作地将所述至少一个电感线圈耦合到车辆的磁路；以及响应于所述输出信号检测所述磁路的扰动。

18.根据权利要求17的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中检测所述磁路的扰动的操作包括检测所述车辆的碰撞，其中所述磁路的所述扰动响应于所述碰撞。

19.根据权利要求18的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：响应于所述输出信号控制安全限制系统。

20.根据权利要求19的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：

a.解调所述输出信号，或者响应于所述输出信号的信号，以便产生所述输出信号的第一同相信号分量与第一正交相位信号分量中的至少一个，其中所述第一同相信号分量是与所述第一或者第二振荡电压信号同相的，并且所述第一正交相位信号分量相对于所述第一或者第二振荡电压信号基本上是90度异相的；以及

b.响应于所述第一同相输出信号、所述第一正交相位输出信号中的至少一个控制安全限制致动器。

21.根据权利要求20的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：响应于至少所述第一同相输出信号控制安全限制致动器。

22.一种处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，包括：

a.产生第一和第二补充电压信号，其中所述第一和第二补充电压信号包括具有标称峰值振幅的相应的第一和第二振荡电压信号，并且所述第二振荡电压信号包括所述第一振荡电压信号基本上相移180度的波形；

b.可操作地将所述第一补充电压信号耦合到串联电路的第一节点；

c.可操作地将所述第二补充电压信号耦合到所述串联电路的第四节点；其中所述串联电路包括：

i)在所述第一节点和第二节点之间的第一传感电阻；以及

ii)在第三节点和所述第四节点之间的第二传感电阻，其中所述串联电路是通过将所述第二和第三节点连接到电路元件完成的；

d.检测响应于所述串联电路中的直流偏置电流的信号；

e.控制所述第一和第二补充电压信号中的至少一个，以便基本上清除响应于所述串联电路中的所述直流偏置电流的所述信号；以及

f.响应于所述第一传感电阻上的电压和所述第二传感电阻上的电压中的至少一个产生输出信号，其中当所述电路元件连接到所述串联电路的所述第二和第三节点的时候，所述输出信号响应于所述电路元件的自阻抗。

23.根据权利要求22的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：参考预定电平调整所述第二和第三节点上的电压。

24.根据权利要求22的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中调整所述第二和第三节点上的所述电压，以及可操作地将所述第一和第二补充电压信号耦合到所述串联电路的所述第一和第四节点的操作包括：

a.将所述第一补充电压信号施加于第一放大器的输入端；

b.可操作地将所述串联电路的所述第二节点耦合到所述第一放大器的所述输入端；

c.将所述第二补充电压信号施加于第二放大器的输入端；

d.可操作地将所述串联电路的所述第三节点耦合到所述第二放大器的所述输入端；以及

e.可操作地将所述第二放大器的输出耦合到所述串联电路的所述第四节点。

25.根据权利要求24的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一放大器包括第一运算放大器，并且所述第二放大器包括第二运算放大器，进一步包括：

a.可操作地将所述第一补充电压信号经由第一输入电阻耦合到所述第一运算放大器的倒相输入端；

b.可操作地将所述串联电路的所述第二节点经由第一反馈电阻耦合到所述第一运算放大器的所述倒相输入端；

c.可操作地将所述第二补充电压信号经由第二输入电阻耦合到所述第二运算放大器的倒相输入端；和

d.可操作地将所述串联电路的所述第三节点经由第二反馈电阻耦合到所述第二运算放大器的所述倒相输入端。

26.根据权利要求24的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一放大器的增益基本上是一致的，并且所述第二放大器的增益基本上是一致的。

27.根据权利要求25的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一补充电压信号包括第一偏置电压信号，所述第二补充电压信号包括第二偏置电压信号，所述第一和第二偏置电压信号的值基本上是相等的，并且所述第一和第二偏置电压信号的值与所述第一和第二振荡电压信号的所述标称峰值振幅至少是一样大的，进一步包括：可操作地将所述第一偏置电压信号耦合到所述第一运算放大器的非倒相输入端，并且可操作地将所述第二偏置电压信号耦合到所述第二运算放大器的非倒相输入端，其中所述第一和第二电压偏置信号中的至少一个响应于来自所述串联电路的所述第二和第三节点的至少一个的反馈。

28.根据权利要求27的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述串联电路的所述第二节点可操作地经由第三反馈电阻耦合到第五运算放大器的非倒相输入端，所述第一偏置电压信号可操作地经由第三输入电阻耦合到所述第五运算放大器的所述非倒相输入端，所述串联电路的所述第三节点可操作地经由第四反馈电阻耦合到所述第五运算放大器的倒相输入端，所述第五运算放大器的输出端可操作地经由第五反馈电阻耦合到所述第五运算放大器的所述倒相输入端，以及所述第二偏置电压信号是由所述第五运算放大器的所述输出端产生的。

29.根据权利要求27的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述串联电路的所述第二节点可操作地经由第三反馈电阻耦合到第五运算放大器的非倒相输入端，所述第一偏置电压信号可操作地经由第三输入电阻耦合到所述第五运算放大器的所述非倒相输入端，所述串联电路的所述第三节点可操作地经由第四反馈电阻耦合到所述第五运算放大器的倒相输入端，所述第五运算放大器的输出端可操作地经由第五反馈电阻耦合到所述第五运算放大器的所述倒相输入端，所述第五运算放大器的所述输出端可操作地经由第一电容耦合到所述第五运算放大器的所述倒相输入端，以及所述第二偏置电压信号是由所述第五运算放大器的所述输出端产生的。

30.根据权利要求29的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第二偏置电压信号是由所述第五运算放大器的所述输出端经由第一输出电阻产生的，其中所述第一输出电阻的第一端子可操作地耦合到所述第五运算放大器的所述输出端，所述第一输出电阻的第二端子可操作地经由第二电容耦合到地，并且所述第二偏置电压信号是在所述第一输出电阻的所述第二端子上产生的。

31.根据权利要求29的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第五运算放大器的所述非倒相输入端可操作地经由第三电容耦合到地，并且所述第五运算放大器的所述倒相输入端可操作地经由第四电容耦合到地。

32.根据权利要求25的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一补充电压信号包括第一偏置电压信号，所述第二补充电压信号包括第二偏置电压信号，所述第一和第二偏置电压信号的值基本上是相等的，并且所述第一和第二偏置电压信号的值与所述第一和第二振荡电压信号的所述标称峰值振幅至少是一样大的，进一步包括：可操作地将所述第一偏置电压信号耦合到所述第一运算放大器的非倒相输入端，并且可操作地将所述第二偏置电压信号耦合到所述第二运算放大器的非倒相输入端，其中所述第一和第一偏置电压信号中的至少一个响应于来自所述串联电路的所述第一和第四节点中的至少一个的反馈。

33.根据权利要求32的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述串联电路的所述第一节点可操作地经由第三反馈电阻耦合到第五运算放大器的非倒相输入端，所述第一偏置电压信号可操作地经由第三输入电阻耦合到所述第五运算放大器的所述非倒相输入端，所述串联电路的所述第四节点可操作地经由第四反馈电阻耦合到所述第五运算放大器的倒相输入端，所述第五运算放大器的输出端可操作地经由第五反馈电阻耦合到所述第五运算放大器的所述倒相输入端，并且所述第二偏置电压信号是由所述第五运算放大器的所述输出端产生的。

34.根据权利要求32的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述串联电路的所述第一节点可操作地经由第三反馈电阻耦合到第五运算放大器的非倒相输入端，所述第一偏置电压信号可操作地经由第三输入电阻耦合到所述第五运算放大器的所述非倒相输入端，所述串联电路的所述第四节点可操作地经由第四反馈电阻耦合到所述第五运算放大器的倒相输入端，所述第五运算放大器的输出端可操作地经由第五反馈电阻耦合到所述第五运算放大器的所述倒相输入端，所述第五运算放大器的所述输出端可操作地经由第一电容耦合到所述第五运算放大器的所述倒相输入端，以及所述第二偏置电压信号是由所述第五运算放大器的所述输出端产生的。

35.根据权利要求34的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第二偏置电压信号是由所述第五运算放大器的所述输出端经由第一输出电阻产生的，其中所述第一输出电阻的第一端子可操作地耦合到所述第五运算放大器的所述输出端，所述第一输出电阻的第二端子可操作地经由第二电容耦合到地，并且所述第二偏置电压信号是在所述第一输出电阻的所述第二端子上产生的。

36.根据权利要求34的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第五运算放大器的所述非倒相输入端可操作地经由第三电容耦合到地，并且所述第五运算放大器的所述倒相输入端可操作地经由第四电容耦合到地。

37.根据权利要求22的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：在所述第二节点上缓冲第二节点信号，以便形成缓冲的第二节点信号，其中可操作地将所述第二节点经由所述第一反馈电阻耦合到所述第一运算放大器的所述倒相输入端的操作包括可操作地将所述缓冲的第二节点信号耦合到所述第一反馈电阻的第一端子，并且可操作地将所述第一反馈电阻的所述第二端子耦合到所述第一运算放大器的所述倒相输入端；以及在所述第三节点上缓冲第三节点信号，以便形成缓冲的第三节点信号，其中可操作地将所述第三节点经由所述第二反馈电阻耦合到所述第二运算放大器的所述倒相输入端的操作包括可操作地将所述缓冲的第三节点信号耦合到所述第二反馈电阻的第一端子，并且可操作地将所述第二反馈电阻的第二端子耦合到所述第二运算放大器的所述倒相输入端。

38.根据权利要求37的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中在所述第二节点上缓冲所述第二节点信号的操作包括可操作地将所述串联电路的所述第二节点耦合到第三运算放大器的非倒相输入端；以及可操作地将所述第三运算放大器的倒相输入端耦合到所述第三运算放大器的输出端，其中所述缓冲的第二节点信号是在所述第三运算放大器的所述输出端上产生的；在所述第三节点上缓冲所述第二节点信号的操作包括可操作地将所述串联电路的所述第三节点耦合到第四运算放大器的非倒相输入端；以及可操作地将所述第四运算放大器的倒相输入端耦合到所述第四运算放大器的输出端，其中所述缓冲的第三节点信号是在所述第四运算放大器的所述输出端上产生的。

39.根据权利要求22的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一补充电压信号包括第一偏置电压信号，所述第二补充电压信号包括第二偏置电压信号，所述第一和第二偏置电压信号的值基本上是相等的，并且所述第一和第二偏置电压信号的值与所述第一和第二振荡电压信号的所述标称峰值振幅至少是一样大的。

40.根据权利要求39的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一和第二偏置电压信号的每个基本上是恒定的。

41.根据权利要求22的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括以下中的至少一个：有选择地分流围绕所述第一传感电阻的信号，其中围绕所述第一传感电阻的所述分流的信号的频率不同于所述第一或者第二振荡电压信号的频率；以及有选择地分流围绕所述第二传感电阻的信号，其中围绕所述第二传感电阻的所述分流的信号的频率不同于所述第一或者第二振荡电压信号的所述频率。

42.根据权利要求22的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中产生所述输出信号的操作进一步包括响应于测试信号产生输出信号，并且所述测试信号提供模拟电路元件的条件。

43.根据权利要求22的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：对带通滤波来自所述运算放大器的所述输出信号，其中响应于所述第一和第二振荡电压信号的工作频率调节所述带通滤波器的通带的频率范围。

44.根据权利要求22的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：解调所述输出信号，或者响应于所述输出信号的信号，以便产生所述输出信号的第一同相信号分量和第一正交相位信号分量中的至少一个，其中所述第一同相信号分量是与所述第一或者第二振荡电压信号同相的，并且所述第一正交相位信号分量相对于所述第一或者第二振荡电压信号基本上是90度异相的。

45.根据权利要求44的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括以下中的至少一个：以带通滤波器滤除所述第一同相输出信号，以便产生第二同相输出信号；以及以带通滤波器滤除所述第一正交相位输出信号，以便产生第二正交相位输出信号。

46.根据权利要求22的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中进一步包括检测所述输出信号的幅值，或者响应于所述输出信号的所述信号的幅值大于单位值，并且如果所述输出信号的所述幅值，或者响应于所述输出信号的所述信号的幅值大于单位值，则指示出错情形。

47.根据权利要求22的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述电路元件包括至少一个电感线圈。

48.根据权利要求47的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：可操作地将所述至少一个电感线圈耦合到车辆的磁路；以及响应于所述输出信号检测所述磁路的扰动。

49.根据权利要求48的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中检测所述磁路的扰动的操作包括检测所述车辆的碰撞，其中所述磁路的所述扰动响应于所述碰撞。

50.根据权利要求49的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：响应于所述输出信号控制安全限制系统。

51.根据权利要求50的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：

a.解调所述输出信号，或者响应于所述输出信号的信号，以便产生所述输出信号的第一同相信号分量和第一正交相位信号分量中的至少一个，其中所述第一同相信号分量是与所述第一或者第二振荡电压信号同相的，并且所述第一正交相位信号分量相对于所述第一或者第二振荡电压信号基本上是90度异相的；以及

b.响应于所述第一同相输出信号、所述第一正交相位输出信号中的至少一个控制安全限制致动器。

52.根据权利要求51的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，进一步包括：响应于至少所述第一同相输出信号来控制安全限制致动器。

53.一种处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，包括：

a.产生第一和第二补充电压信号，其中所述第一和第二补充电压信号包括具有标称峰值振幅的相应的第一和第二振荡电压信号，并且所述第二振荡电压信号包括所述第一振荡电压信号基本上相移180度的波形；

b.可操作地将所述第一补充电压信号耦合到串联电路的第一节点；

c.可操作地将所述第二补充电压信号耦合到所述串联电路的第四节点；其中所述串联电路包括：

i)在所述第一节点和第二节点之间的第一传感电阻；以及

ii)在第三节点和所述第四节点之间的第二传感电阻，其中所述串联电路是通过将所述第二和第三节点连接到电路元件完成的；

d.响应于所述第一传感电阻上的电压和所述第二传感电阻上的电压中的至少一个产生输出信号，其中当所述电路元件连接到所述串联电路的所述第二和第三节点的时候，所述输出信号响应于所述电路元件的自阻抗；以及

e.响应于所述输出信号，控制所述第一和第二补充电压信号中的至少一个，以便对至少一个噪声信号提供衰减，其中所述至少一个噪声信号的频率基本上不同于所述第一和第二补充电压信号的频率。

54.根据权利要求53的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中控制所述第一和第二补充电压信号中的所述至少一个的操作包括以低通滤波器滤除所述输出信号，以便产生滤波的输出信号；以及响应于所述滤波的输出信号，产生所述第一和第二补充电压信号中的所述至少一个。

55.根据权利要求54的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中响应于所述滤波的输出信号产生所述第一和第二补充电压信号中的所述至少一个的操作包括将响应于所述滤波的输出信号的信号添加给振荡信号。

56.根据权利要求55的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述第一和第二补充电压信号中的一个是通过将所述第一和第二补充电压信号中的另一个进行倒相而产生的。

57.根据权利要求55的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中响应于所述滤波的输出信号的所述信号是通过对所述滤波的输出信号进行相移而产生的，其中调节相移操作，以使得所述第一和第二补充电压信号是稳定的。

58.根据权利要求53的处理响应于电路元件的自阻抗的信号的方法，其中所述电路元件包括至少一个电感线圈。

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