CN101350671A - 光QPSK调制方式的光学倍频毫米波RoF系统及其生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种光QPSK调制方式的光学倍频毫米波RoF系统及其生成方法。本系统包括中心站和基站，中心站由激光器、两个3dB保偏光耦合器、两个双电极Mach－Zehnder光调制器、余弦微波信号源、π/2移相器、2/4电平转换器和EDFA光纤放大器构成。本方法是将激光器输出的光波经3dB保偏耦合器分成两路，通过保偏光纤输入到并联的两个双电极Mach－Zehnder光调制器中。两个双电极Mach－Zehnder光调制器的输出光波经过保偏光纤，由另一个3dB保偏耦合器耦合输出，再通过EDFA光纤放大器放大，经光纤线路输送到光探测器。在光探测器的电输出端产生两同频正交扫描微波信号的谐波，从而获得QPSK调制的毫米波信号。本发明的系统结构简单、性能稳定，易于实现。

Description

光QPSK调制方式的光学倍频毫米波RoF系统及其生成方法

技术领域

本发明涉及光纤通信的新领域-毫米波射频光纤(RoF，Radio over Fiber)系统中光QPSK调制方式的应用。提出一种新的光QPSK实现方式及在进行光QPSK调制的同时又从光波产生毫米波的方法和系统。

技术背景

正交相移键控是一种频谱有效的载波数字通信调制方式。对于如何将光QPSK调制方式应用到毫米波RoF系统中，现有光QPSK技术通常是用两条独立光支路分别传输QPSK信号的I路和Q路信息。虽然这种方法可以实现16-QAM或更高进制的相位调制，但是两条光支路需要两套独立的电光调制设备，从系统成本和复杂度的角度看这种方法没有优势，而且支路光时延差造成的光相位噪声会对调制信号产生干扰。所以需要发明一种QPSK调制毫米波的光学生成方法，它利用一条光路就能获得光波的QPSK调制，又把这种QPSK调制转移到生成的毫米波之上，并且调制信号不受光相位噪声的干扰。

发明内容

本发明的目的在于提供一种光QPSK调制方式的光学倍频毫米波RoF系统及其生成方法，它利用一条光纤链路在产生扫描微波的高次谐波的同时能获得谐波的QPSK调制，并且调制信号不受光源相位噪声的干扰。系统结构简单，性能稳定；方法易于实现，成本低廉，适用于实用产品的开发和应用推广。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：一种光QPSK调制方式的光学倍频毫米波RoF系统，包括中心站、基站和下行链路光纤，中心站和基站通过下行链路光纤互连，其特征在于：

所述中心站的结构如下：一个激光器通过保偏尾纤与一个3dB保偏耦合器的输入端相连。该3dB保偏耦合器的两个输出端通过两根长度相等的保偏尾纤与两个双电极Mach-Zehnder光调制器的输入端相连，所述两个双电极Mach-Zehnder光调制器的输出端再通过两根长度相等的保偏尾纤与另一个3dB保偏耦合器的两个输入端相连。在一个双电极Mach-Zehnder光调制器的一条臂上的RF电极输入由余弦微波信号源输出的余弦微波信号，直流电极加上V_π/2的偏压；另一条臂上的RF电极输入由余弦微波信号源产生再经π/2移相器移相的正弦微波信号，直流电极接地。基带数据信号通过一个2/4电平转换器后加到另一个双电极Mach-Zehnder光调制器的两个RF电极，两个直流电极相连，加上适当的偏压。所述的第二个3dB保偏耦合器的输出端与一个EDFA光纤放大器的输入端相连接，该EDFA光纤放大器的输出端通过下行链路光纤连接到所述基站的光探测器的光输入端。所述基站的结构如下：光探测器的电输出端与一个前置低噪声放大器的输入端相连，所述前置低噪声放大器的输出端与一个带通滤波器的输入端相连，所述带通滤波器的输出端与一个毫米波放大器的输入端连接，所述毫米波放大器的输出端再与一个毫米波发射天线相连。

以下说明本发明的光QPSK调制方式的光学倍频毫米波生成方法的原理：

如附图所示，在中心站(1)中，激光器(1-1)通过保偏尾纤与一个3dB保偏耦合器(1-2)的输入端相连。3dB保偏耦合器(1-2)的两个输出端通过两根长度相等的保偏尾纤与两个双电极Mach-Zehnder光调制器(1-3、1-4)的输入端相连，两个双电极Mach-Zehnder光调制器(1-3、1-4)的输出端再通过两根长度相等的保偏尾纤与另一个3dB保偏耦合器(1-11)的两个输入端相连。在双电极Mach-Zehnder调制器(1-3)的一条臂上的RF电极加上由余弦微波信号源(1-5)输出的余弦微波信号，在另一条臂上的RF电极加上由余弦微波信号源(1-5)产生并经π/2移相器(1-6)移相的正弦微波信号。基带数据信号(1-9)通过一个2/4电平转换器(1-10)后，加到双电极Mach-Zehnder光调制器(1-4)的两个RF电极上。在双电极Mach-Zehnder光调制器(1-3)加余弦微波信号的那条臂上的直流电极加上V_π/2电压(1-4)，另一个直流电极接地。将双电极Mach-Zehnder光调制器(1-4)的直流电极相连，加上适当的偏压(1-8)。

中心站的输出光波电场为：

$E_{\mathrm{out}}\left(t\right)=\frac{E_c}{2}\exp [j{\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{j\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+j\frac{\mathrm{\π}}{2}+j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)]$

$+\frac{E_c}{2}\exp [{\mathrm{j\ω}}_{c}t+\mathrm{j\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)]$

式中E_c为激光器输出电场的振幅，ω_c为激光器的中心角频率，β为调相指数，ω_s为扫描微波信号的角频率，Φ_PN(t)为激光器相位噪声，τ为两个双电极Mach-Zehnder光调制器之间的光时延差，φ_Q表示QPSK调制信号的四种随机相位状态。

在基站产生的光电流为：

$i_d\left(t\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_{\mathrm{out}}\left(t\right)E_{\mathrm{out}}^{*}\left(t\right)$

$=\frac{R}{8}{E}_c^2\left\{\cos \right[{\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+\frac{\mathrm{\π}}{2}+{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)]+\cos [{\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)]$

$+\frac{R}{8}{E}_c^2\left\{\sin \right[{\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+\frac{\mathrm{\π}}{2}+{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)]+\sin [{\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)]$

$=\frac{1}{4}{\mathrm{RE}}_c^2\{2+\cos (\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+\frac{\mathrm{\π}}{2})$

式中R为由光探测器响应度决定的比例常数。设 ${\widehat{\mathrm{\φ}}}_Q={\mathrm{\φ}}_Q-{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)+{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}(t-\mathrm{\τ})$ 为QPSK

调制信号受相位噪声影响的四种随机相位状态，则：

$i_d\left(t\right)=\frac{1}{4}{\mathrm{RE}}_c^2[2+\sin (\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t)$

$=\frac{1}{4}{\mathrm{RE}}_c^2\{2+\sin [\sqrt{2}\mathrm{\β}\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})]$

$=\frac{1}{4}{\mathrm{RE}}_c^2\{2+\sin [\sqrt{2}\mathrm{\β}\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})]$

$=\frac{1}{4}{\mathrm{RE}}_c^2\{2+\sin [\sqrt{2}\mathrm{\β}\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})]$

$=\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_c^2+\frac{1}{4}{\mathrm{RE}}_c^2\sin \left[\sqrt{2}\mathrm{\β}\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})\right]$

观察上式可知，偶次谐波项都是余弦波，不含与其正交的正弦载波；奇次谐波项包含有正弦波和余弦波。可见当

(k为整数)时，可得到QPSK信号。

由于系统所采用的结构，时延τ可趋于0，此时使加载的偏压为0，即使

为0，可得到QPSK信号，并且由于此时τ为0，式 ${\widehat{\mathrm{\φ}}}_Q={\mathrm{\φ}}_Q-{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)+{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}(t-\mathrm{\τ})$ 可简化为 ${\widehat{\mathrm{\φ}}}_Q={\mathrm{\φ}}_Q,$ 表示QPSK调制信号不受激光器相位噪声的影响。此时光电流可简化为：

$i_d\left(t\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_c^2+\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_c^2\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n+1}\left(\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\sin \left[(2n+1)({\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})\right]$

$+\frac{\sqrt{2}}{4}{\mathrm{RE}}_c^2\cos {\mathrm{\φ}}_Q\left\{\right[J_0\left(\mathrm{\β}\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n}\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)]$

$-2\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n+1}\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left[(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t\right]\}$

$+\frac{\sqrt{2}}{4}{\mathrm{RE}}_c^2\sin {\mathrm{\φ}}_Q\left\{\right[J_0\left(\mathrm{\β}\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{{(-1)}^{n}J}_{2n}\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)]$

$+2\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n+1}\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left[(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t\right]\}$

提取奇次谐波得：

$F_{2n+1}\left(t\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_c^2{J}_{2n+1}\left(\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\sin [(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{n\π}}{2}-\frac{\mathrm{\π}}{4}]$

$-\frac{\sqrt{2}}{2}{\mathrm{RE}}_c^2\cos {\mathrm{\φ}}_Q{(-1)}^n{J}_{2n+1}\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left[(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t\right]$

$+\frac{\sqrt{2}}{2}{\mathrm{RE}}_c^2\sin {\mathrm{\φ}}_Q{J}_{2n+1}\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left[(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t\right]$

$=\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_c^2{J}_{2n+1}\left(\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\sin [(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{n\π}}{2}-\frac{\mathrm{\π}}{4}]$

$-\frac{\sqrt{2}}{2}{\mathrm{RE}}_c^2{J}_{2n+1}\left(\mathrm{\β}\right)\left\{{(-1)}^n\cos {\mathrm{\φ}}_Q\cos \right[(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t]-\sin {\mathrm{\φ}}_Q\sin [(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t\left]\right\}$

$=\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_c^2{J}_{2n+1}\left(\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\sin [(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{n\π}}{2}-\frac{\mathrm{\π}}{4}]$

$-\frac{\sqrt{2}}{2}{(-1)}^n{\mathrm{RE}}_c^2{J}_{2n+1}\left(\mathrm{\β}\right)\cos [(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t+{(-1)}^n{\mathrm{\φ}}_Q]$

可见在第二项得到了标准的QPSK调制信号，且无激光器相位噪声的干扰。

本发明与现有技术相比较，具有以下突出特点和显著优点：(1)本发明利用一条光纤链路在产生扫描微波的高次谐波的同时完成数据对高次谐波的QPSK调制，避免了以往需要用两条独立光路分别传输QPSK信号的I路和Q路信息。(2)与以往毫米波RoF系统中的光QPSK调制方式需要一个光QPSK调制器和一个光相位调制器相比，本发明只需要两个相同的双电极光调制器，从六条LiNbO₃介质光波导简化成四条介质光波导，降低了系统成本和复杂度。(3)本发明克服了由支路光时延差造成的光相位噪声对已调信号的干扰，大大降低了系统的误码率。(4)总之，本发明结构简单、成本低廉，能在毫米波RoF中实现实用化的高效的QPSK调制。

附图说明

图1：本发明的光QPSK调制方式的光学倍频毫米波RoF系统结构框图。

具体实施方式

本发明的一个优选实施例结合附图说明如下：

参见图1，本光QPSK调制方式的光学倍频毫米波RoF系统包括包括中心站1、基站2和下行链路光纤3，中心站1和基站2通过下行链路光纤3连接，其特征在于：所述的中心站1的结构：一个激光器1-1输出的光波经一个3dB保偏耦合器1-2分成两路，通过两根长度相等的保偏光纤输入到并联的两个双电极Mach-Zehnder光调制器1-3、1-4中；将其中一个双电极Mach-Zehnder光调制器1-4的两个RF电极相连，施加经一个2/4电平转换器1-10转换的二进制基带信号1-9，两个直流电极也相连，加上适当的偏压1-8；另一个双电极Mach-Zehnder光调制器1-3的两个RF电极上分别加上由一个余弦微波信号发生器1-5及其经一个π/2移相器1-6移相的两个相互正交的扫描微波信号，同时在一个直流电极加上V_π/2的偏压1-7，另一个直流电极接地；两个双电极Mach-Zehnder调制器1-3、1-4的输出光波分别经过相同长度的保偏光纤，由另一个3dB保偏耦合器1-11耦合输出，再通过一个EDFA光纤放大器1-12放大；所述EDFA光纤放大器1-12的输出端通过所述下行链路光纤3连接到基站2的光探测器2-1的光输入端；所述的基站2的结构：所述光探测器2-1的电输出端与一个前置低噪声放大器2-2的输入端相连，所述前置低噪声放大器2-2的输出端与一个带通滤波器2-3的输入端相连，所述带通滤波器2-3的输出端与一个毫米波放大器2-4的输入端连接，所述毫米波放大器2-4的输出端与一个毫米波发射天线2-5相连。

本光学倍频毫米波的生成方法是采用图1所示构造的毫米波RoF系统进行操作。取余弦微波信号源的频率为6GHz。基带数据信号为1.25Gbit/s以太信号。之所以激光器1-1输出的激光由一个保偏的3dB光耦合器1-2分成两路，通过两根长度相等的保偏尾纤分别输入到双电极Mach-Zehnder光调制器1-3、1-4中，并联的两个双电极Mach-Zehnder光调制器1-3、1-4的输出也要通过两根长度相等的保偏尾纤输入到另一个3dB保偏耦合器1-11的两个输入端，是因为这样可以防止两支路光偏振失配的影响以及光支路时延差造成的光相位噪声的干扰。此时中心站的输出光波为：

$E_{\mathrm{out}}\left(t\right)=\frac{E_c}{2}\exp [j{\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{j\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+j\frac{\mathrm{\π}}{2}+j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)]$

$+\frac{E_c}{2}\exp [{\mathrm{j\ω}}_{c}t+\mathrm{j\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)]$

式中E_c为激光器输出光波电场的振幅，ω_c为激光器的中心角频率，β为调相指数，ω_s为扫频微波信号的角频率，ω_s＝6×10⁹×2π＝1.2×10¹⁰πrad/s；Φ_PN(t)为激光器相位噪声，φ_Q表示QPSK调制信号的四种随机相位状态。

由于系统所采用的结构，时延τ可趋于0，此时使加到Mach-Zehnder光调制器1-4上的直流偏压为0，即使

为0，即可得到QPSK信号。并且由于此时τ为0，式 ${\widehat{\mathrm{\φ}}}_Q={\mathrm{\φ}}_Q-{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}\left(t\right)+{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{PN}}(t-\mathrm{\τ})$ 可简化为 ${\widehat{\mathrm{\φ}}}_Q={\mathrm{\φ}}_Q,$ 表示QPSK调制信号不受激光器相位噪声的影响。此时光电流可简化为：

$i_d\left(t\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_c^2+\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_c^2\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n+1}\left(\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\sin \left[(2n+1)({\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})\right]$

$+\frac{\sqrt{2}}{4}{\mathrm{RE}}_c^2\cos {\mathrm{\φ}}_Q\left\{\right[J_0\left(\mathrm{\β}\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n}\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)]$

$-2\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n+1}\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left[(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t\right]\}$

$+\frac{\sqrt{2}}{4}{\mathrm{RE}}_c^2\sin {\mathrm{\φ}}_Q\left\{\right[J_0\left(\mathrm{\β}\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{{(-1)}^{n}J}_{2n}\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)]$

$+2\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n+1}\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left[(2n+1){\mathrm{\ω}}_{s}t\right]\}$

取其第7次谐波得：

$F_7\left(t\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_c^2{J}_7\left(\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\cos (7{\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})+\frac{\sqrt{2}}{2}{\mathrm{RE}}_c^2{J}_7\left(\mathrm{\β}\right)\cos (7{\mathrm{\ω}}_{s}t-{\mathrm{\φ}}_Q)$

其中第二项为载波频率为42GHz的QPSK信号。虽然还叠加了第一项同频的载波分量，但它的作用是同步接收解调时在解调器的I、Q端输出的基带信号中含有直流分量，而这些直流分量可用隔直电容去除，因此不会对传输系统造成影响。

系统参数取为：激光器工作在1550nm波长，谱宽为10MHz，功率为10mW。基带数据速率为1.25Gbit/s，调相微波信号频率为6GHz，取其第7次谐波，故毫米波带通滤波器的中心频率为42GHz，带宽为1.25GHz。取双电极Mach-Zehnder光调制器的半波电压为V_π＝1.5V；余弦微波振幅为V＝4.3V，由此算得调相指数为β＝πV/V_π＝9，可使第7次谐波最大。6GHz余弦微波的驱动功率为+22.67dBm。这样就实现了大容量数据通过RoF系统的传输。

Claims (2)

1.一种光QPSK调制方式的光学倍频毫米波RoF系统，包括中心站(1)、基站(2)和下行链路光纤(3)，中心站(1)和基站(2)通过下行链路光纤(3)连接，其特征在于：所述的中心站(1)的结构：一个激光器(1-1)输出的光波经一个3dB保偏耦合器(1-2)分成两路，通过两根长度相等的保偏光纤输入到并联的两个双电极Mach-Zehnder光调制器(1-3、1-4)中；将其中一个双电极Mach-Zehnder光调制器(1-4)的两个RF电极相连，施加经一个2/4电平转换器(1-10)转换的二进制基带信号(1-9)，两个直流电极也相连，加上适当的偏压(1-8)；另一个双电极Mach-Zehnder光调制器(1-3)的两个RF电极上分别加上由一个余弦微波信号发生器(1-5)及其经一个π/2移相器(1-6)移相的两个相互正交的扫描微波信号，同时在一个直流电极加上V_π/2的偏压(1-7)，另一个直流电极接地；两个双电极Mach-Zehnder调制器(1-3、1-4)的输出光波分别经过相同长度的保偏光纤，由另一个3dB保偏耦合器(1-11)耦合输出，再通过一个EDFA光纤放大器(1-12)放大；所述EDFA光纤放大器(1-12)的输出端通过所述下行链路光纤(3)连接到基站(2)的光探测器(2-1)的光输入端；所述的基站(2)的结构：所述光探测器(2-1)的电输出端与一个前置低噪声放大器(2-2)的输入端相连，所述前置低噪声放大器(2-2)的输出端与一个带通滤波器(2-3)的输入端相连，所述带通滤波器(2-3)的输出端与一个毫米波放大器(2-4)的输入端连接，所述毫米波放大器(2-4)的输出端与一个毫米波发射天线(2-5)相连。

2.一种光QPSK调制方式的光学倍频毫米波生成方法，采用权利要求1中的光QPSK调制的光学倍频毫米波RoF系统进行操作，其特征在于：两个双电极Mach-Zehnder调制器(1-3、1-4)并联，在其上的四个RF电极分别输入余弦微波信号、同频的正弦微波信号及基带数据信号，并在直流电极上加有效的偏压，就产生了被基带数据调制的两同频正交微波的谐波分量，实现了毫米波的QPSK调制；具体方法是：在中心站(1)，激光器(1-1)输出的激光由一个3dB的保偏光纤耦合器(1-2)分成两路后，通过光纤熔接方法使光纤耦合器到两个双电极Mach-Zehnder光调制器(1-3、1-4)的两根保偏尾纤的长度相等；同样，通过光纤熔接方法使两个双电极Mach-Zehnder光调制器(1-3、1-4)到另一个3dB保偏耦合器(1-11)的两个输入端的尾纤长度相等，这样可以克服支路光偏振方向变化的影响，确保正确的支路光波相位关系，并避免光支路时延差造成的激光器相位噪声的干扰，在双电极Mach-Zehnder光调制器(1-3、1-4)的四个直流电极加恰当的直流偏压，并可微调；控制余弦微波信号源(1-5)的输出幅度以获得最佳调相指数；这样对光波进行大指数调相之后，在基站(2)的光探测器(2-1)的电输出中就含有两同频正交微波的高次谐波，并携带着基带数据信息；通过有效的滤波和放大，就获得可供天线发射的QPSK毫米波信号。