CN101304396B - 采用相轴检测的低功耗msk非相干数字解调方法和解调器 - Google Patents

Abstract

本发明提出采用相轴检测的低功耗MSK非相干数字解调方法以及一种由相轴产生器、量化器、相位检测器、判决成形器、相关器组和符号判决器、时钟选择电路组成的解调器。该解调器无需独立的载波频率和相位恢复电路以及数据恢复时钟电路，DSSS信号采用相关器组直接解扩，不要时钟恢复和比特恢复电路，相关判决采用PN码序列基带信号的相位变化斜率算法，可以克服发送端随机的时钟偏移引起的相位累积误差。另外，该解调器频率误差补偿能力较好，无需专门频率补偿电路，而且解调性能与载波相位无关，DSSS扩频和帧、符号同步性能良好。该MSK解调器具有解调方法简单、包丢失率低、硬件开销少、抗噪声能力强、功耗低、容易集成的特点，可应用于现代高端通信终端。

Description

采用相轴检测的低功耗MSK非相干数字解调方法和解调器

所属领域 

本发明属于无线通信技术领域，涉及一种适用于采用半余弦整形的偏移正交相移键控(O-QPSK)或最小频移键控(MSK)信号调制与直接序列扩频(DSSS)、连续相位调制(CPFSK)以及正交相移键控(QPSK)调制技术的非相干解调方法，尤其涉及采用相轴检测的低功耗高性能MSK非相干数字解调方法和解调器。 

技术背景 

目前，采用半余弦整形的偏移正交相移键控(O-QPSK)和最小频移键控(MSK)的信号具有较窄的信号带宽和较好的解调性能，在无线数字通信领域得到到广泛的应用。传统半余弦整形的偏移正交相移键控(O-QPSK)和最小频移键控(MSK)信号解调器一般采用相干数字解调器，与非相干解调器相比，相干解调器具有较好的解调性能，具有较低的误码率。但是，相干解调器需要载波、相位、数据时钟恢复电路，使得硬件实现电路复杂，功耗很大。对于采用电池供电的无线传感技术和短距离低速率无线数据通信技术，相干解调器难以满足低功耗要求。此外，由于相干解调器一般采用锁相技术，对于室内环境等多路径现象严重的无线通信场合，容易造成相干解调器失锁，从而使解调器性能下降。但如果采用一般非相干解调器，解调器性能难以满足现在高质量通信要求。公知文献IEEE通信学报＂ANovel Digital FM Receiver for Mobile and Personal Communicatins＂，November1996，采用的过零检测技术在小调制指数解调方面具有明显的局限性。IEEE通信学报＂A Novel Digital Demodulation Method for CPFSK andits Realization＂，2001，公开的相位量化解调器和IEEE通信学报＂Simpledemodulator for802.15.4low-cost receivers＂，2006，报道的异步过零检测解调 器，都存在功耗较高、电路复杂、性能偏低等问题。 

发明内容

本发明的目的是为了解决相干解调难以满足便携式无线通信终端的低功耗要求，和传统非相干解调器解调性能较差等问题，提出采用相轴检测的低功耗高性能MSK非相干解调方法以及采用该方法构成的解调器。 

最小频移键控(MSK)信号和采取半余弦调制的偏移正交相位键控(O-QPSK)调制信号存在着严格的相位连续特性，可根据采样点信号的相位变化，便可获得输入码流的信息。 

解调的输入信号经射频前端放大，镜像信号抑制和直接下变频器变为零中频信号。零中频信号经过模数转换器(ADC)变成数字基带信号。由于发送端和接收端的频率和相位会有一定误差，基带信号可表示为： 

s(t)_b＝Acos(2πΔft+φ(t，a)+θ)               (1) 

对式(3)相位求导，可以得到  $2\mathrm{\π\Δf}+\frac{\mathrm{d\φ}(t,a)}{\mathrm{dt}},$ 此外，由于  $\mathrm{\φ}(t,a)=a_n\frac{\mathrm{\πt}}{2T}+{\mathrm{\ψ}}_n,$ 式中，Δf为载波频偏，θ为一固定相位差。因此： 

$\frac{d\left(\mathrm{arc}\left(\tan \left(s{\left(t\right)}_b\right)\right)\right)}{\mathrm{dt}}=2\mathrm{\π\Δf}+a_n\frac{\mathrm{\π}}{2T}---\left(2\right)$

从式(4)可知，基带信号相位的导数由两部分组成，第一部分为载波频偏；第二部分为相位变化的斜率，此部分与发送的码速率有关。由式(1)和(2)可知，发射端和接收端相位差经基带信号相位求导后变为0，因此不需要独立的载波相位恢复电路。所以式(2)只剩第一、二项，当发送码符号为“1”时，相位变化的斜率为当发送码符号“-1”时，相位变化的斜率为

故判决过程应满足  $\left|\mathrm{\&Delta;f}\right|<\frac{\mathrm{\&pi;}}{2T},$ 否则便有错误判决。 

在最小频移键控(MSK)信号或采取半余弦整形的偏移正交相位键控(O-QPSK)调制信号中都含有两路信号，I路和Q路。假设接收到的信号在某一采样点时刻的幅度为r，相位为φ，I、Q路信号值分别为i＝rcosφ和 q＝rsinφ，设有一相位轴其角度为α，取 

q_α＝qcosα-isinα＝rsin(φ-α)         (3) 

由式(1)可知，如果φ＞α，q_α＞0；如果φ＝α，q_α＝0；如果φ＜α，q_α＜0。 

如果前一个采样点的角度为α，则前后两个采样点的相位关系很容易就得到了。为了更进一步简化电路，降低电路的复杂度，(1)式被简化为 

q_α＝sign(q)*sign(cosα)-sign(i)*sign(sinα)                        (4) 

或q_α＝sign(i)*(sign(q)-sign(sinα))-sign(q)*(sign(i)-sign(cosα))  (5) 

式中，sign(x)为符号函数。 

由上面两式可知，如果q_α＞0，后一采样点的相位至少比前一采样点的相位大 

如果q_α＜0，则前一采样点的相位比后一采样点相位至少小 

如果q_α＝0，则前后采样点相位差在 之间，这为本发明基于相轴检测相位变化提供依据。 

本发明的目的是通过下列技术方案来实现的。采用相轴检测的低功耗MSK非相干数字解调方法，包括下列步骤： 

1)相轴产生步骤：配置一个相轴产生器；由直接下变频器输出的零中频信号分为I和Q两路正交信号，将I路和Q路信号接入相轴产生器作数学运算，相轴产生器根据M个相轴分布关系，以及它们相互之间的角度关系，运算得到M个相轴信号的输出； 

2)信号量化步骤：配置一个量化器，它是1比特量化器组；相轴产生器产生的M个相轴信号分别经过随后的1比特量化器组进行量化；低位量化可以降低后续电路的复杂度，而又不降低解调器的性能； 

3)相位检测步骤：配置一个相位检测器组，该组包括M个相位检测器； 

a.首先将量化器输出的M个信号采集输入相位检测器组，并根据相轴产生器的输出信号的关系，按照分路规则把M个信号分为两两一组的正交信号，将这M/2组正交信号分别输入到对应的相位检测器，检测前后两个采样点的差分相位，形成M/2个差分相位关系的差分相位信号； 

b.然后，对差分相位信号作求和运算，输出和值； 

4)判决成形步骤：配置一个判决成形器；由它成形输入比特流，利用差分相位信号来恢复输入码流；如果M/2个信号和值为正，则说明相位增加；和值为负，说明相位减小；如果和值为零，则说明相位没变化，根据上一点的相位来确定此采样点相位的变化情况，形成判决输出； 

5)帧同步步骤：配置一个帧同步相关器组和一个时钟选择电路；帧同步符号有8个，每个同步符号映射为32个0序列；帧同步符号所对应的码序列与表示帧符号的PN码序列完全不同，帧同步符号的恢复由专门的帧同步相关器组来完成，来自判决成形步骤的输出信号经过帧同步相关器组相关处理，如果输出大于阈值，一个帧同步符号被恢复，继续寻找，直到8个帧同步符号都被找到，帧同步步骤结束；否则，过采样和时钟选择步骤共同选择合适的采样时钟；帧同步相关器组的输出信号控制时钟选择，时钟选择电路向帧同步相关器组输出采样时钟信号； 

6)相关步骤：配置一个PN码解扩相关器组；来自判决成形器的相位变化判决输出信号，并行经过16个PN码解扩相关器进行相关处理，输出的16个相关值为与16个PN码序列的相位关系对应的相关值； 

7)符号判决步骤：根据PN码解扩相关器组输出的16个相关值，分别与判决阈值比较，大于阈值的那一组相关器所代表的符号就为输入符号，把恢复出的符号输出即可； 

8)符号同步步骤：由PN码解扩相关器组或帧同步相关器组、时钟选择电路构成符号同步电路，它根据时钟的偏移实时调整采样时钟的选择；符号同步步骤在帧同步步骤和帧符号恢复步骤中伴随使用； 

所述1)相轴产生步骤：配置的相轴产生器还包括一系列的设定相轴关系的加法器组；由直接下变频来的零中频信号分为I和Q两路正交信号，经LPF低通滤波，由相轴产生器生成M个包含相轴分布关系及其相互角度关系的信号，再将I和Q两路各M/2个信号经过一系列的设定相轴关系的加法器组的计算处理，可以得到M个信号的输出。 

所述3)相位检测步骤，相位检测器根据相位增减关系输出信号；M路相位检测器分时采样M个经过量化的PN码相轴信号，并对前后两路采样 信号进行检测，相位检测器根据前后两点相位的增减，两两形成M/2组差分相位输出信号；M/2组差分相位输出的I和Q两路信号分别送对应的加法器运算，形成M/2个差分相位和值，输出的每个PN码差分相位和值可为“1”或“-1”或“0”。 

所述4)判决成形步骤，配置的判决成形器由限幅器和成形器组成，将输入的M/2个PN码差分相位和值限幅形成比特流，成形器根据上一采样点相位变化的差分相位信号变化来恢复输入码流。 

所述5)帧同步步骤，配置的帧同步模块由帧同步相关器组和时钟选择电路组成，帧同步相关器组的输出相关值与阈值比较，确定是否控制时钟选择电路来后移采样时钟相位。 

帧同步相关步骤和时钟选择步骤组成帧同步模块。帧同步模块使用专门的相关器组来检测输入帧同步符号：如果相关器组的输出大于阈值，则说明一个帧同步符号被恢复，继续找同步符号，直到所有的帧同步符号都被恢复；完成帧同步后，进入符号同步步骤；如果相关器组的输出不大于阈值，开始过采样，控制时钟选择电路逐一后移采样时钟相位，直到相关值大于阈值的值出现，并使用相关值最大的时钟作为新的采样时钟。 

帧符号恢复包括相关步骤(6)、符号判决步骤(7)和符号同步步骤(8)：所述6)相关步骤的PN码解扩相关器输入信号是判决成形器的输出，该输入信号已近似为输入码序列的相位关系，而且PN码解扩相关器系数采用PN码序列基带信号的相位变化斜率；来自判决成形器的输出信号，经过16个PN码解扩相关器处理，16个PN码解扩相关器的系数为16个PN码序列的相位关系，得到16个相关值；所述符号判决步骤(7)采用16取1判决器，它根据PN码解扩相关器组输出的16个相关值，分别与动态的判决阈值比较，取最后大于阈值的那一组所代表的输入符号就为帧符号，输出即为恢复帧符号；所述符号同步步骤(8)包括PN码相关器组、时钟选择电路，符号同步由电路共同实现，它们根据时钟的偏移来实时地调整选择 采样时钟；当某一采样点的相关器组的相关值小于阈值，采样时钟相位逐一后移采样，直到相关值大于阈值的值出现，选择新的采样时钟。 

由于有发送码流的时钟的偏移和在信号的传输过程中噪声叠加的影响，单一采样点并不能灵敏地恢复符号。符号同步步骤包括PN码解扩相关步骤、符号判决步骤、时钟选择步骤，根据时钟的偏移来实时地调整选择采样时钟。在符号同步过程中，如果某一采样点的PN码解扩相关器组的相关值小于阈值，表示发送码流的时钟有偏移或有噪声影响，而无法恢复符号，便开始起用过采样，逐一后移采样时钟相位，直到相关值大于阈值的值出现，并使用相关值最大的时钟作为新的采样时钟。 

所述8)符号同步步骤包括PN码解扩相关器组或帧同步相关器组、时钟选择电路，符号同步由电路共同实现，它们根据时钟的偏移来实时地调整选择采样时钟；当某一采样点的相关器组的相关值小于阈值，采样时钟相位逐一后移采样，直到相关值大于阈值的值出现，消除发送码流的时钟偏移或噪声的影响，恢复正确的符号。 

所述的方法构成采用相轴检测的低功耗高性能MSK非相干解调器，其在于，它包括LPF低通滤波器、相轴产生器、量化器、相位检测模块、判决成形器、帧同步模块和符号同步模块；其中： 

LPF低通滤波器为数字低通滤波器，LPF滤波器有二个输入端和二个输出端，二个输入端连接射频前端的I路和Q路信号输出端； 

相轴产生器有二个输入端和M个输出端，它的二个输入端分别连接LPF滤波器的I和Q二路输出端，其两路信号经过运算产生M个信号，M个信号两两一组组成M/2组正交信号； 

量化器为1比特量化器组，它有M个输入端和M个输出端；其M个输入端分别连接相轴产生器的M个输出端，其M个输出端连接判决成形器的M个输入端；量化器组输出M个信号两两一组的M/2组正交的1比特量化信号； 

相位检测模块由相位检测器组和加法器组构成；相位检测器组包括M个相位检测器，每个相位检测器有1个输入端和1个输出端，两两一组的 M/2组的输入端分别连接量化器组输出端；加法器组包括M/2个加法器，每个加法器有1个输入端和1个输出端，输入端分别对应连接相位检测器的输出端；每个相位检测器检测前后两个采样点的差分相位，接到加法器对差分相位信号作求和运算，其输出端连接判决成形器的输入端；输出和值为判决成形器的输入信号； 

判决成形器由限幅器和成形器组成；限幅器有1个输入端和1个输出端；成形器有1个输入端和1个输出端；恢复输入比特流，用差分相位信号来恢复输入码流； 

帧同步模块由帧同步相关器组和时钟选择电路组成；帧同步相关器组包括一个帧同步相关器，帧同步相关器的输入端连接判决成形器的输出端，帧同步相关器组有二个输出端；时钟选择电路，有一个或二个输入端和一个输出端；帧同步相关器组的一个输出端连接时钟选择电路一个输入端，另一个输出端连接符号同步模块，时钟选择电路可有另一个输入端，它连接符号同步模块，时钟选择电路的输出端连接符号同步模块的时钟信号输入端；来自判决成形器的信号，经过帧同步相关器组，恢复出帧同步符号，经与阈值比较的输出信号控制时钟相位选择； 

符号同步模块由PN码解扩相关器组和符号判决器组成；PN码解扩相关器组包括16个PN码解扩相关器，每个PN码解扩相关器有一个输入端和一个输出端；符号判决器有17个输入端和一个输出端；每个PN码解扩相关器有一个输入端连接判决形成器的一个输出端，一个输出端连接符号判决器的输入端；符号同步模块就是利用PN码解扩相关器组和帧同步相关器组、时钟选择电路共同完成，它们根据PN码解扩相关器组的输出检测时钟的偏移，实时地调整采样时钟。 

所述的相轴产生器由M个5位加法器构成，加法器为5-bit数字加法器电路，M取值为2ⁿ，即4、8、16等；其输入信号为经过低通滤波器的零中频信号，采用复数形式，分为I和Q两路；其输出为接收系统所需要的M个相位信号；所取的M个相位轴在 

之间分布。 

所述的相位检测器为数字相位检测电路，数字相位检测器由I和Q两 路时延乘法器和加法器组成，其输入信号是M个信号按规则分为I和Q两两一组的正交信号，两路时延乘法器输出接入加法器输入端，加法器输出为根据相位增减关系的输出信号。 

所述的PN码解扩相关器为32个时序顺延数字异或器串联组成电路，PN码解扩相关器输入信号是相位差分信号，且PN码解扩相关器的相关器系数为PN码序列基带信号的相位变化斜率。 

所述5)帧同步步骤的帧同步流程为： 

(1)顺移一个采样点(n＝n+1)，设置state＝0，sync-flag＝0并采样； 

(2)采样送帧同步相关器组求相关值； 

(3)将相关值与阈值进行比较；如果相关值大于阈值，转入(4)；否则转入(8)； 

(4)顺移32*k采样点(n＝n+32*k)，设置state＝1并采样； 

(5)采样之后送对应的帧同步相关器组求相关值； 

(6)将相关值与阈值进行比较：如果大于阈值，转入(7)；否则转入(8)； 

(7)顺移32*k采样点(n＝n+32*k)，设置state＝2并采样； 

采样之后送对应的帧同步相关器组求相关值，将相关值与阈值进行比较：如果大于阈值，继续顺移32*k采样点、设置state的值并采样；否则转入(8)； 

(8)设置state＝m(m为上一状态值)，开始过采样，控制时钟选择电路逐一后移采样时钟相位(n＝n+1-k-1)； 

(9)采样送帧同步相关器组求相关值； 

(10)将相关值与阈值进行比较，如果大于阈值，转入(4)；否则转入(1)重复寻找帧同步符号； 

(11)直到大于阈值的相关值出现，并使用相关值最大的时钟作为新的采样时钟。找到帧同步标志(syn-flag＝1)。 

所述7)符号恢复步骤的符号恢复流程为： 

(1)顺移一个采样点(n＝n+1)并采样； 

(2)采样之后PN码解扩相关器组求相关值； 

(3)将相关值与阈值进行比较；如果大于阈值，转入(4)；否则转入(6)； 

(4)对帧符号进行判断；输出帧符号； 

(5)顺移32*k采样点(n＝n+32*k)并采样； 

采样之后送对应的PN码解扩相关器组求相关值，将相关值与阈值进行比较：如果大于阈值，重复(4)，继续顺移32*k采样点并采样；否则转入(6)； 

(6)设置state＝1，开始过采样，控制时钟选择电路逐一后移采样时钟相位(n＝n+1-k-1)并采样； 

(7)采样之后PN码解扩相关器组求相关值； 

(8)将相关值与阈值进行比较：如果有值大于阈值，进行符号判断；继续恢复帧符号；否则转入(1)。 

一种适用于采用半余弦整形的偏移正交相移键控(O-QPSK)或最小频移键控(MSK)信号调制方法与直接序列扩频(DSSS)技术的低功耗高性能非相干数字解调方法，该解调器结合直接序列扩频(DSSS)通信技术，不需要相干解调所需的载波与相位恢复电路和数据恢复时钟，在最小频移键控(MSK)信号或半余弦整形的偏移正交相移键控(O-QPSK)的解调上实现低功耗、高性能，克服相干解调的高复杂性，过零检测在小调制指数解调方面的局限性，相位量化解调器和异步过零检测解调器的高功耗、电路的复杂性等问题，实现短距离低功耗和较低包丢失率的无线数字通信数据解调。 

本发明的实质性效果是： 

1.本发明解调器不需要独立的载波频率和相位恢复模块以及数据恢复时钟模块，在直接序列扩频(DSSS)解扩时采用相关器匹配直接解扩，比现存非相干解调器简单，硬件开销和功耗大大降低，容易集成。 

2.本发明在相关判决部分，采用PN码序列基带信号的相位变化斜率 算法和时钟选择，可以克服发送端随机的时钟偏移引起的相位累积误差以及传输过程中噪声叠加引起的判决错误，该解调器具有较好的频率误差补偿能力。 

3.本发明解调器解调性能与载波相位无关，直接序列扩频(DSSS)扩频提高抗噪声能力强，使解调性能远高于一般非相干解调器。 

4.本发明解调器能用于电池供电的要求低功耗的便携式无线通信终端。 

该解调器无需独立的载波频率和相位恢复电路以及数据恢复时钟电路，DSSS信号采用相关器组直接解扩，在最小频移键控(MSK)信号或半余弦整形的偏移正交相移键控(O-QPSK)的解调上实现低功耗、高性能，不要时钟恢复和比特恢复电路，相关判决采用PN码序列基带信号的相位变化斜率算法，可以克服发送端随机的时钟偏移引起的相位累积误差。另外，该解调器允许频率有较大的偏移(≤200KHz)，无需专门频率补偿电路，而且解调性能与载波相位无关，DSSS扩频和帧、符号同步性能良好。该MSK解调器具有解调简单、包丢失率低、硬件开销少、抗噪声能力强、功耗低、容易集成的特点，可应用于现代高端通信终端和卫星导航接收设备。 

附图说明

图1是最小频移键控(MSK)信号连续相位变化图。 

图2是本发明解调方法基本结构的组成框图。 

图3是按照本发明解调方法构成解调器的具体实施例电路框图。 

图4是图3中相轴产生器的部分相轴实现原理框图。 

图5a和图5b是相位检测器的两种实施列框图。 

图6是本发明解调方法的帧同步的流程图。 

图7是本发明解调方法的符号恢复的流程图。 

图8是采用相轴检测的低功耗高性能MSK非相干解调器第2实施实例的框图。 

具体实施方式

本发明解调方法基本结构的组成示意图如图2所示。从射频前端1的的数字信号输入解调器2。解调器的主要构成包括：相轴产生器21、量化器22、相位检测器23、判决成形器24、帧同步模块25以及符号同步模块26。 

下面按照本发明具体实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的说明。 

第1实施实例 

如图3给出的第1实施实例所涉及采用相轴检测的低功耗高性能MSK非相干解调器组成框图所示，采用相轴检测的低功耗高性能MSK非相干解调器包括低通滤波器102、相轴产生器103、量化器104、相位检测模块105、判决成形器106、帧同步模块107和符号同步模块108。相位检测模块105包括相位检测器组1051和加法器1052；判决成形器106包括限幅器和成形器；帧同步模块107包括帧同步相关器组和时钟选择电路；符号同步模块108包括PN码解扩相关器组1081、符号判决器1082和时钟选择电路1083。 

经过模数转换器输出的零中频信号采用复数信号形式，其两分量分别为I和Q，经过数字低通滤波器102，消除叠加在信号上的噪声。相轴产生器103利用I和Q路信号产生所需要的相位信号。一比特量化器104将相位信号进行量化。相位检测模块105将输入的相位信号分为M/2个组，分别输入到相位检测器1051中，得出每个组的相位关系信号。加法器1052把M/2相位关系信号相加，并输入到判决成形器106，输出为输入PN码信号相位差分信号。帧同步模块107将输入的相位差分信号相关恢复出帧同步符号。符号同步模块108，将PN码信号相位差分信号恢复为输入符号。 

从数字低通滤波器102输出的基带信号输入到相轴产生器103，相轴产生器产生接收系统所需要的M个相位信号，M取值为4或8或16等。相轴产生器电路以M取值8为例说明。所取的8个相位轴在[0，π/2)之间均匀分布，部分相位轴实现见图4。本方案在相轴产生器单元只需14个5位加法器，有利于降低功耗和减小电路复杂度。

相轴产生器103所输出的相位信号进行一比特量化，一比特量化器104用比较器实现。量化后可降低后面电路的复杂度，而不明显降低解调器整体的性能。 

由一比特量化器来的M个已被量化的信号进入相位检测模块105，检测相位变化。相位检测模块105包括相位检测器1051和加法器1052；相位检测器1051计算前后采样点的的相位差值，其电路实现方案如图5a或图5b所示。相位检测器电路用延时器D和MUX来实现，用多路MUX来替代乘法器，以减少资源的消耗。加法器1052把M/2相位关系信号相加，并输入到判决成形器106，输出为输入PN码信号相位差分信号。 

判决成形器106包括两个部分，一是限幅器，另外一个则是成形器。限幅器的输入是相位检测器的输出和，令相位检测器输出和值有三种取值可能，-1、0、1，当相位检测器输出和值为-1时，指示数值E为0；当PD输出和值为1时，E为1；当相位检测器输出和值为0时，E保持不变。指示数值E被用来指示限幅器的输出值Vi的变化，为了实现简便化，Vi的输出值被限定于[-1，1]之间：如果E为1，Vi加1；E为0，Vi减1。限幅器和成形器的真值表如表1所示。 

帧同步模块107通过判决成形器107输入的相位差分信号相关恢复出帧同步符号，确定帧头的位置，为后面的传输符号恢复做准备。帧同步电路包括帧同步相关器组，还包括时钟选择电路。输入相位差分信号经过帧同步相关器组输出相关值，将相关值与判决阈值比较，如果大于阈值，则恢复出一个帧同步符号，否则控制时钟选择电路，选取延迟一定相位的时钟信号进行采样，重复上述步骤，直到找到帧同步符号。寻找帧同步流程图分别如图6所示。其中n为起始采样点，采样时每k个样点取一位，k为过采样率。 

帧符号恢复包括以下步骤：S601，顺移一个采样点(n＝n+1)，设置state＝0，sync-flag＝0并采样；S602，采样送帧同步相关器组求相关值；S603，将相关值与阈值进行比较；如果相关值大于阈值，转入S604；否则转入S608； 

S604，顺移32*k采样点(n＝n+32*k)，设置state＝1并采样；S605，采 样之后送对应的帧同步相关器组求相关值；S606，将相关值与阈值进行比较：如果大于阈值，转入S607；否则转入S608；S607顺移32*k采样点(n＝n+32*k)，设置state＝2并采样；............采样之后帧同步相关器组相关，将相关值与阈值进行比较：如果大于阈值，转入下一步骤；否则转入S608；S608，设置state＝m(m为上一状态值)，开始过采样，控制时钟选择电路逐一后移采样时钟相位(n＝n+1—k-1)；S609，采样送帧同步相关器组求相关值；S610，将相关值与阈值进行比较，如果大于阈值，转入S604；否则转入S601重复寻找帧同步符号；S611，直到大于阈值的相关值出现，并使用相关值最大的时钟作为新的采样时钟，找到帧同步标志(syn-flag＝1)。 

找到全部帧同步标志后，则激活符号同步电路，来恢复帧同步符号之后的信号符号。 

由于有发送码流的时钟的偏移和信号传输过程中噪声叠加的影响，单一采样点并不能灵敏地恢复符号。它们根据时钟的偏移来实时地调整选择采样时钟。在符号同步过程中，如果发现在某一采样点的相关器组的相关值小于阈值，这说明是发送码流的时钟有偏移，或是噪声的影响。这时候正确的符号无法恢复，过采样技术便开始起作用，由此采样时钟相位逐一后移采样时钟相位，直到相关值大于阈值的值出现，并使用相关值最大的时钟作为新的采用时钟。 

符号同步模块108恢复传送的帧符号，将成形器恢复出来的相位差分信号经PN码解扩相关器组相关判决恢复传送符号。它需要16个32位的相关器以及状态机和一些组合逻辑电路，另外还需要时钟选择电路。输入相位差分信号经过帧同步相关器组输出相关值，将相关值与判决阈值比较，如果大于阈值，则恢复出一个帧同步符号，否则控制时钟选择电路选择时钟，选取延迟一定相位的时钟信号进行采样，重复上述步骤，直到找到帧同步符号。符号恢复的流程图如图7所示，帧符号恢复包括如下步骤：S701，顺移一个采样点(n＝n+1)并采样，转入S702；S702，采样之后PN码解扩相关器组求相关值，转入S703；S703，将相关值与阈值进行比较；如果大于阈值，转入S704；否则转入S706；S704，对帧符号进行判断，输出恢复 符号，转入S705；S705，顺移32*k采样点(n＝n+32*k)并采样，转入S702，......采样之后PN码解扩相关器组相关相关，将相关值与阈值进行比较：如果大于阈值，重复S704；否则转入S706；S706，设置state＝1，开始过采样，控制时钟选择电路逐一后移采样时钟相位(n＝n+1—k-1)并采样；S707，采样之后PN码解扩相关器组求相关值，转入S708；S708，将相关值与阈值进行比较：如果大于阈值，继续恢复帧符号；否则转入S701。其中n为起始采样点，采样时每k个样点取一位，k为每个片的比特数。判断阈值的选取要适当。 

第2实施实例 

图8给出了第2实施实例所涉及采用相轴检测的低功耗高性能MSK非相干解调器组成框图。如图8所示，采用相轴检测的低功耗高性能MSK非相干解调器包括低通滤波器202、相轴产生器203、量化器204、相位检测模块205、判决成形器206、帧同步模块207、符号同步模块208。相位检测模块205包括相位检测器组2051和加法器2052；判决成形器206包括限幅器和成形器；帧同步模块207包括帧同步相关器组和时钟选择电路；符号同步模块208包括PN码解扩相关器组2081、符号判决器2082。 

输入的零中频信号采用复数信号形式，其两分量分别为I和Q，经过数字低通滤波器202，消除叠加在信号上的噪声。相轴产生器203利用I和Q路信号产生所需要的相位信号。一比特量化器204将相位信号进行量化。相位检测器205将输入的相位信号分为M/2个组，分别得出每个组的相位关系信号。加法器206把M/2相位关系信号相加，并输入到判决成形器206，输出为输入PN码信号相位差分信号。帧同步模块207将输入的相位差分信号相关恢复出帧同步符号。符号同步模块208由PN码解扩相关器组和符号判决器组成，将PN码信号相位差分信号恢复为输入符号。时钟选择电路与帧同步电路组成帧同步符号同步电路。 

相轴产生器203产生系统所需要的M(M可取4、8、16等)个相位信号。以M取8为例，所取的8个相位轴在[0，π/2)之间均匀分布，部分相位轴实现见图4。如此，本方案在相轴产生器单元只需14个5位加法器即可， 这对于降低功耗和减小电路复杂度有着很重要的作用。 

一比特量化器204将相轴产生器203所输出的相位信号进行一比特量化，用比较器即可实现。采取量化的目的是为了降低后面电路的复杂度，而不明显降低解调器整体的性能。 

相位检测模块205计算前后采样点的的相位差值。相位检测器2051计算前后采样点的的相位差值。其电路实现方案如图5a或图5b所示。具体电路用延时器D和MUX来实现，用多路MUX来替代乘法器，以减少资源的消耗。加法器2052把M/2相位关系信号相加，并输入到判决成形器206，输出为输入PN码信号相位差分信号。 

判决成形器206要把输入码流恢复。判决成形器包括两个部分，一个是限幅器，另外一个则是成形器。限幅器的输入是相位检测器的输出和，令相位检测器输出和值有三种取值可能，-1、0、1，当PD输出和值为-1时，指示数值E为0，当PD输出和值为1时E为1，当PD输出和值为0时，E保持不变。指示数值E被用来指示限幅器的输出值Vi的变化，为了实现简便化，Vi的输出值被限定于[-1，1]之间：如果E为1，Vi加1；E为0，Vi减1。限幅器和成形器的真值表如表1所示。 

帧同步模块207通过判决成形器206输入的相位差分信号相关恢复出帧同步符号，确定帧头的位置，为后面的传输符号恢复做准备。帧同步电路包括帧同步相关器组，还包括时钟选择电路。输入相位差分信号经过帧同步相关器组输出相关值，将相关值与判决阈值比较，如果大于阈值，则恢复出一个帧同步符号，否则控制时钟选择电路，选取延迟一定相位的时钟信号进行采样，重复上述步骤，直到找到帧同步符号。寻找帧同步流程图如图6所示。 

符号同步模块208实现恢复传送的帧符号，将成形器恢复出来的相位差分信号经PN码解扩相关器组相关判决恢复传送符号。它需要16个32位的相关器组以及状态机和一些组合逻辑电路，在此实施实例中不需要时钟选择电路。输入相位差分信号经过帧同步相关器组输出相关值，将相关值与判决阈值比较，如果大于阈值，则恢复出一个帧同步符号，否则这个 符号便恢复错误。因为一旦帧头确定之后，传输符号的偏移就会很小，而合适地设置判决阈值也能够达到很好的效果。这种符号恢复方法比实例1要简单得多，但是性能并不降低多少。 

综上所述，根据第1-2实施实例，即使存在传输时钟偏移和传输过程中信道噪声的叠加，本发明所提出的解调方法和解调器也能在解调端利用过采样技术以及所使用的符号同步方法消除偏移，能够合理地消除噪声的影响，改善解调性能。 

在第1和第2实施实例中，给出了一种实现相轴产生的部分相轴电路，基于实现相轴的构思，可以有多种实现方案，另一种实现方案是其中的第一次产生相轴不用于第二次产生相轴，而直接采用输入的I和Q路信号来产生所有的相轴。这种方法应用于较高频率时，一般情况下采用相轴互相生成方法，可以节省锁存器、加法器和减法器的使用。 

在第1和第2实施实例中，给出了相位检测器的两种实现电路。相位检测器的乘法器也可以采用异或门等实现。 

表1是限幅器和成形器的真值表，在这里要把输入码流恢复。 

表1 限幅器和成形器的真值表 

  

现态Vi	E	次态Vi+1	现态Cdi	次态Cdi+1
					-1	0	-1	0/1	0
0	0	-1	0/1	0
					1	0	0	0/1	0/1
2	0	0	0/1	0/1
					-1	1	0	0	0
0	1	1	0/1	1
					1	1	1	0/1	1
2	1	0	0/1	0/1

Claims (10)

1.采用相轴检测的低功耗MSK非相干数字解调方法，包括下列步骤：

1)相轴产生步骤：配置一个相轴产生器；由直接下变频器输出的零中频信号分为I和Q两路正交信号，将I路和Q路信号接入相轴产生器作数学运算，相轴产生器根据M个相轴分布关系，以及它们相互之间的角度关系，运算得到M个相轴信号的输出；

2)信号量化步骤：配置一个量化器，它是1比特量化器组；相轴产生器产生的M个相轴信号分别经过随后的1比特量化器组进行量化；低位量化可以降低后续电路的复杂度，而又不降低解调器的性能；

3)相位检测步骤：配置一个相位检测器组，该组包括M个相位检测器；

a.首先将量化器输出的M个信号采集输入相位检测器组，并根据相轴产生器的输出信号的关系，按照规则把M个信号分为两两一组的正交信号，将这M/2组正交信号分别输入到对应的相位检测器，检测前后两个采样点的差分相位，形成M/2个差分相位关系的差分相位信号；

b.然后，对差分相位信号作求和运算，输出和值；

4)判决成形步骤：配置一个判决成形器；如果M/2个信号和值为正，则说明相位增加；和值为负，说明相位减小；如果和值为零，则说明相位没变化，根据上一点的相位来确定此采样点相位的变化情况，形成判决输出；

5)帧同步步骤：配置一个帧同步相关器组和一个时钟选择电路；帧同步符号有8个，每个同步符号影射为32个0序列；帧同步符号所对应的码序列与表示帧符号的PN码序列完全不同，帧同步符号的恢复由专门的帧同步相关器组来完成，来自判决成形步骤的输出信号经过帧同步相关器组相关处理，如果输出大于阈值，一个帧同步符号被恢复，继续寻找，直到8个帧同步符号都被找到，帧同步步骤结束；否则，过采样和时钟选择步骤共同选择合适的采样时钟；帧同步相关器组的输出信号控制时钟选择，时 钟选择电路向帧同步相关器组输出采样时钟信号；

6)相关步骤：配置一个PN码解扩相关器组；来自判决成形器的相位变化判决输出信号，并行经过16个PN码解扩相关器进行相关处理，输出的16个相关值为与16个PN码序列的相位关系对应的相关值；

7)符号判决步骤：根据PN码解扩相关器组输出的16个相关值，分别与判决阈值比较，大于阈值的那一组相关器所代表的符号即为输入符号，把恢复出的符号输出即可；

8)符号同步步骤：由PN码解扩相关器组、时钟选择电路构成符号同步电路，它根据时钟的偏移实时调整采样时钟的选择。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述1)相轴产生步骤：配置的相轴产生器还包括一系列的设定相轴关系的加法器组；由直接下变频来的零中频信号分为I和Q两路正交信号，经LPF低通滤波，由相轴产生器生成M个包含相轴分布关系及其相互角度关系的信号，再将I和Q两路各M/2个信号经过一系列的设定相轴关系的加法器组的计算处理，可以得到M个信号的输出。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述3)相位检测步骤，相位检测器根据相位增减关系输出信号；M路相位检测器分时采样M个经过量化的PN码相轴信号，并对前后两路采样信号进行检测，相位检测器根据前后两点相位的增减，两两形成M/2组差分相位输出信号；M/2组差分相位输出的I和Q两路信号分别送对应的加法器运算，形成M/2个差分相位和值，输出的每个PN码差分相位和值为“1”或“-1”或“0”。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述4)判决成形步骤，配置的判决成形器由限幅器和成形器组成，将输入的M/2个PN码差分相位和值限幅形成比特流，成形器根据上一采样点相位变化的差分相位信号变化来恢复输入码流。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述5)帧同步步骤， 配置的帧同步模块由帧同步相关器组和时钟选择电路组成，帧同步相关器组的输出相关值与阈值比较，确定是否控制时钟选择电路来后移采样时钟相位；

所述5)帧同步步骤的帧同步流程为：

(1)顺移一个采样点(n＝n+1)，设置state＝0，sync-flag＝0并采样；

(2)采样送帧同步相关器组求相关值；

(3)将相关值与阈值进行比较；如果相关值大于阈值，转入(4)；否则转入(8)；

(4)顺移32*k采样点(n＝n+32*k)，设置state＝1并采样；

(5)采样之后送对应的帧同步相关器组求相关值；

(6)将相关值与阈值进行比较：如果大于阈值，转入(7)；否则转入(8)；

(7)顺移32*k采样点(n＝n+32*k)，设置state＝2并采样；

采样之后送对应的帧同步相关器组求相关值，将相关值与阈值进行比较：如果大于阈值，继续顺移32*k采样点、设置state的值并采样；否则转入(8)；

(8)设置state＝m(m为上一状态值)，开始过采样，控制时钟选择电路逐一后移采样时钟相位(n＝n+1-k-1)；

(9)采样送帧同步相关器组求相关值；

(10)将相关值与阈值进行比较，如果大于阈值，转入(4)；否则转入(1)重复寻找帧同步符号；

(11)直到大于阈值的相关值出现，并使用相关值最大的时钟作为新的采样时钟；找到帧同步标志(syn-flag＝1)。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：帧符号恢复包括相关步骤(6)，符号判决步骤(7)和符号同步步骤(8)；

所述(6)相关步骤的PN码解扩相关器输入信号是判决成形器的输出， 该输入信号已近似为输入码序列的相位关系，而且PN码解扩相关器系数采用PN码序列基带信号的相位变化斜率；来自判决成形器的输出信号，经过16个PN码解扩相关器处理，16个PN码解扩相关器的系数为16个PN码序列的相位关系，得到16个相关值；

所述符号判决步骤(7)采用16取1判决器，它根据PN码解扩相关器组输出的16个相关值，分别与动态的判决阈值比较，取最后大于阈值的那一组所代表的输入符号就为帧符号，输出即为恢复帧符号；

所述符号同步步骤(8)包括PN码解扩相关器组、时钟选择电路，符号同步由电路共同实现，它们根据时钟的偏移来实时地调整选择采样时钟；当某一采样点的PN码解扩相关器组的相关值小于阈值，采样时钟相位逐一后移采样，直到相关值大于阈值的值出现，选择新的采样时钟；

所述的帧符号恢复步骤的流程为：

(1)顺移一个采样点(n＝n+1)并采样；

(2)采样之后PN码解扩相关器组求相关值；

(3)将相关值与阈值进行比较；如果大于阈值，转入(4)；否则转入(6)；

(4)对帧符号进行判断；输出帧符号；

(5)顺移32*k采样点(n＝n+32*k)并采样；

采样之后送对应的PN码解扩相关器组求相关值，将相关值与阈值进行比较：如果大于阈值，重复(4)，继续顺移32*k采样点并采样；否则转入(6)；

(6)设置state＝1，开始过采样，控制时钟选择电路逐一后移采样时钟相位(n＝n+1-k-1)并采样；

(7)采样之后PN码解扩相关器组求相关值；

(8)将相关值与阈值进行比较：如果有值大于阈值，进行符号判断；继续恢复帧符号；否则转入(1)。

7.根据权利要求1所述的方法构成采用相轴检测的低功耗MSK非相干数字解调器，其特征在于，它包括LPF低通滤波器、相轴产生器、量化 器、相位检测模块、判决成形器、帧同步模块和符号同步模块；其中：

LPF低通滤波器为数字低通滤波器，LPF滤波器有二个输入端和二个输出端，二个输入端连接射频前端的I路和Q路信号输出端；

相轴产生器有二个输入端和M个输出端，它的二个输入端分别连接LPF滤波器的I和Q二路输出端，其两路信号经过运算产生M个信号，M个信号两两一组组成M/2组正交信号；

量化器为1比特量化器组，它有M个输入端和M个输出端；其M个输入端分别连接相轴产生器的M个输出端，其M个输出端连接判决成形器的M个输入端；量化器组输出M个信号两两一组的M/2组正交的1比特量化信号；

相位检测模块由相位检测器组和加法器组构成；相位检测器组包括M个相位检测器，每个相位检测器有1个输入端和1个输出端，两两一组的M/2组的输入端分别连接量化器组输出端；加法器组包括M/2个加法器，每个加法器有1个输入端和1个输出端，输入端对应连接相位检测器的输出端；每个相位检测器检测前后两个采样点的差分相位，接到加法器对差分相位信号作求和运算，加法器输出端连接判决成形器的输入端；输出和值为判决成形器的输入信号；

判决成形器由限幅器和成形器组成；限幅器有1个输入端和1个输出端；成形器有1个输入端和1个输出端；恢复输入比特流，用差分相位信号来恢复输入码流；

帧同步模块由帧同步相关器组和时钟选择电路组成；帧同步相关器组包括一个帧同步相关器，帧同步相关器的输入端连接判决成形器的输出端，帧同步相关器组有二个输出端；时钟选择电路，有一个或二个输入端和一个输出端；帧同步相关器组的一个输出端连接时钟选择电路一个输入端，另一个输出端连接符号同步模块，时钟选择电路有另一个输入端，它连接符号同步模块，时钟选择电路的输出端连接符号同步模块的时钟信号输入端；来自判决成形器的信号，经过帧同步相关器组，恢复出帧同步符号，经与阈值比较的输出信号控制时钟相位选择； 

符号同步模块由PN码解扩相关器组和符号判决器组成；PN码解扩相关器组包括16个PN码解扩相关器，每个PN码解扩相关器有一个输入端和一个输出端；符号判决器有17个输入端和一个输出端；每个PN码解扩相关器有一个输入端连接判决形成器的一个输出端，一个输出端连接符号判决器的输入端；符号同步模块就是利用PN码解扩相关器组和帧同步相关器组、时钟选择电路共同完成，它们根据PN码解扩相关器组的输出检测时钟的偏移，实时地调整采样时钟。

8.根据权利要求7所述的采用相轴检测的低功耗MSK非相干数字解调器，其特征在于，所述的相轴产生器由M个5位加法器构成，加法器为5-bit数字加法器电路，M取值为2ⁿ，即4、8、16等；其输入信号为经过低通滤波器的零中频信号，采用复数形式，分为I和Q两路；其输出为接收系统所需要的M个相位信号；所取的M个相位轴在 之间分布。

9.根据权利要求7所述的采用相轴检测的低功耗MSK非相干数字解调器，其特征在于，所述的相位检测器为数字相位检测电路，数字相位检测器由I和Q两路时延乘法器和加法器组成，其输入信号是M个信号按规则分为I和Q两两一组的正交信号，两路时延乘法器输出接入加法器输入端，加法器输出为根据相位增减关系的输出信号。

10.根据权利要求7所述的采用相轴检测的低功耗MSK非相干数字解调器，其特征在于：所述的PN码解扩相关器为32个时序顺延数字异或器串联组成电路，PN码解扩相关器输入信号是相位差分信号，且PN码解扩相关器的相关器系数为PN码序列基带信号的相位变化斜率。 

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