CN101296014A - 一种宽带数字波束形成方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽带数字波束形成方法。该方法包括时分复用中频正交采样、正交解调、低通滤波、内插延时与相位旋转以及波束求和等步骤。本发明的波束形成方法着重于用单个采样电路对多路带通信号进行时分复用中频正交采样，用FIR滤波器一次性完成与信号匹配的低通滤波、内插延时和相位旋转，实现真正的延时波束形成。在滤波的执行方式上，公开了一种级联结构的多通道滤波器，同一通道信号的滤波在不同的子滤波模块中级联完成，不同通道信号共享同一滤波模块，滤波输出的同时完成样本抽取，适合于在ASIC或FPGA中实现，较传统滤波器节省大量逻辑资源。

Description

一种宽带数字波束形成方法

技术领域

本发明涉及雷达、声纳及无线通信领域，特别涉及宽带数字波束形成方法。

背景技术

波束形成是广泛应用于雷达、声纳、通信、航天等领域的一项技术。波束形成器通常与声纳发射或接收阵列协同工作，同样它也可以与电磁波发射或接收阵列协同工作。

为了让传感器阵列指向一个或多个特定的方向，加强从某个或多个方向的信号，基本的波束形成方法是对每一路阵元接收的信号按该波束方向进行延时，然后再把补偿至同相位的各路信号相加，得到指向该方向的波束输出(参见图1)。近年来，现代声定位、高速水声通讯以及声成像等技术领域为了得到更高的性能，普遍采用宽带信号机制。用简单的相移法对宽带信号进行波束形成是不适用的，在时域可以采用延时的方法来处理，在频域主要应用宽带信号的FFT方法来实现多波束输出。本发明涉及的主要是用时域的延时方法来进行接收波束形成。

一个多波束形成系统往往需要承担巨大的运算量，对计算速度和计算并行度提出了很高的要求。对于多波束形成技术的实现，一个关键的技术问题就是希望能够将波束精确地定向在期望的方向上，同时又希望输入信号的采样率不致过高，以减轻软、硬件的压力。在数字系统中，常规的“延时求和”的波束形成方法通过样本序列的移位相加实现，而延时的精度与数据采样率成正比。为了得到较高的波束定向精度和良好的波束形成性能需要对阵元序列进行精确的延时控制，因此需要很高的采样频率，同时也大大增加了波束形成的计算量。随着信号频率的提高和阵列规模的扩大，波束形成系统的复杂度(包括数据存储、传输及运算速率等)将急剧上升，这是制约数字波束形成系统实现的主要障碍。

针对以上矛盾，发展了内插波束形成方法，这种方法虽然可以降低对采样速率的要求，但代价是增加了补零内插的操作，增加了额外的运算量。这种波束形成器的结构如图2所示，先对各路阵元信号的相邻两采样点之间等间隔插入(D-1)个零值点，然后各自通过进行低通滤波，得到一个采样频率更高的信号，以上两步执行了内插增速采样。然后根据波束方向对内插后的各路信号进行相应的“延时求和”，此时的延时会比利用原始信号更精确，因为现在的最小延时单位是采样周期的1/D。

目前在波束形成系统中一种比较常用的方法是正交采样波束形成，包括四个基本的步骤：

1)正交采样过程：将带通波形变换到复基带，得到复包络信号；

2)时延复包络信号，补偿各路复包络信号的相对延时；

3)相位旋转：对不同延时，补偿频谱搬移(正交采样)所产生的相位偏差；

4)迭加各通道信号，得到复包络波束输出。

这一波束形成方法可以将带通信号变换到基带进行处理，由于复基带信号的奈奎斯特频率等于信号的带宽，对于信号中心频率与带宽之比较大的系统，可以显著降低波束形成系统的采样频率和运算量。对于步骤2中的延时可以采用前述补零内插的方法来处理。

在当今大多数声纳系统当中，载波频率一般在几千赫兹到几百千赫兹，而ADC器件的工作频率能达到几十兆赫兹，因此在波束形成器中可以采用时分复用采样的结构。

本发明中的宽带数字波束形成方法是针对声纳系统的应用环境描述的，但其原理在雷达系统中亦是相通的。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的不足，提供一种宽带数字波束形成方法。

一种宽带数字波束形成方法包括如下步骤：

1)对N路接收阵元的带通信号x_i(t)＝I_i(t)cos(ω_ct)-Q_i(t)sin(ω_ct)进行前置放大和抗混叠滤波等信号调理，式中I_i(t)和Q_i(t)分别为带通信号x_i(t)的基带同相和正交信号；

2)用单个采样电路和ADC器件对经过调理后的N路信号进行时分复用中频正交采样、模/数转换，然后进行正交解调，合成一路数字信号，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列；

3)对步骤2)输出的序列进行周期性符号反转，使之补偿成为{I_i，Q_i，I_i，Q_i，I_i…}序列；

4)把从步骤3)输出的已经合成为一路数据流的各路信号同时输入级联结构的多通道FIR滤波器I和滤波器Q，分别进行同相和正交分量的滤波，一次性完成与信号匹配的低通滤波、内插延时和相位旋转，滤波输出的同时完成样本抽取，每路信号的延时不仅要补偿波束到达各个接收阵元产生的相对延时，还要补偿因对每个接收阵元在不同时刻采样所引入的额外相对延时，滤波器I和滤波器Q的每个通道滤波系数由内插系数 $a_i^T=[a_{i1}{a}_{i2}\·\·\·a_{\mathrm{iL}}],$ $b_i^T=[b_{i1}{b}_{i2}\·\·\·b_{\mathrm{iL}}]$ 和相位旋转系数合成，滤波器I、Q的系数v_i ^T、w_i ^T以及滤波器I、Q的输出I_Di(nT_O)、Q_Di(nT_O)分别为：

$v_i^T=[\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}\·\·\·\·\·\·\·\·\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

$w_i^T=[-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}\·\·\·\·\·\·\·\·\·-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

$I_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=v_i^T{x}_i$

$Q_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=w_i^T{x}_i$

其中x_i是第i路信号序列，τ_i是该路信号的延时，T_O是复包络信号的输出周期，I_Di(t)和Q_Di(t)分别是延时至波前对齐的基带复包络信号的同相和正交分量，a_i ^T和b_i ^T分别是同相分量和正交分量的延时内插系数组，该系数是补零内插方法的低通滤波系数中对应某一内插点的系数组；

5)对从步骤4)输出的经过延时补偿至波前对齐的N路基带复包络信号进行波束求和，序列输出基带上波束形成的结果。

所述的时分复用中频正交采样：在符合带通信号采样准则的前提下设置采样频率为接收带通信号中心频率的4N/(4k+1)倍或者4N/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，等效为每路信号的采样频率为接收带通信号中心频率的4/(4k+1)倍或者4/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列。

所述的级联结构的多通道FIR滤波器I和滤波器Q：由信号重组模块和若干个子滤波模块组成，每个子滤波模块阶数为2M，分别对每路信号完成2M阶的滤波计算，滤波器输出信号的采样频率等于原始信号采样频率的1/2M，按照原始信号的采样频率和降采样后所需的采样频率来确定子滤波器模块的阶数，子滤波模块个数由所需的滤波阶数和子滤波模块的阶数共同确定，滤波过程中采样信号从第一级子滤波模块依次流向最后一级子滤波模块，子滤波模块对每一个通道的滤波计算则从最后一级子滤波模块开始，并把每一个通道的滤波结果依次往前一级子滤波模块传递，在后一级子滤波模块输出某一通道信号的滤波结果到前一级子滤波模块之后，前一级子滤波模块开始该通道信号的滤波，最终在第一级子滤波模块处完成整个滤波计算，输出滤波结果。

所述的信号重组模块：把按采样所得的信号排列顺序转换成2M个同一通道的信号连续排列的顺序并依次输出，重组后的采样信号输入到第一级子滤波模块数据RAM的输入端；

所述的子滤波模块：包括一个存储采样信号的双端口数据RAM、存储系数的双端口系数RAM、乘法器、加法器以及二路选择器，乘法器的两个输入端连接数据RAM和系数RAM的输出端，完成采样信号和对应滤波系数的乘积，并把乘积结果输出至加法器，乘法器的输出端和二路选择器的输出端连接到加法器的两个输入端，加法器的输出端同时连接到本级与前一级二路选择器的输入端，本级二路选择器的两个输入端分别连接本级和后一级加法器的输出端，最后一级二路选择器的两个输入分别是本级加法器的输出和常数零，加法器和二路选择器协同工作，在每路通道信号滤波的第一个周期二路选择器选通后一级加法器的输出同本级乘法器的输出相加，如此完成最后一级子滤波模块至本级子滤波模块滤波结果的累加，在剩余周期内二路选择器全部选通本级加法器的输出同乘法器输出进行相加。

所述的数据RAM：被划分为N个连续的数据块，每个数据块连续存储2M个同一通道的采样信号，所有子滤波模块数据RAM的初始读取地址都为第1个数据块的起始处地址，初始写入地址都为第N个数据块的起始处地址，读取地址和写入地址在数据RAM空间内循环递增，本级数据RAM的输出端连接到本级乘法器的输入端和后一级数据RAM的输入端，第一级数据RAM的输入端连接信号重组模块的输出端。

所述的内插系数的求取方法：该系数是从补零内插方法的低通滤波系数中获取的，内插等价于对补零信号进行线性时不变滤波，通过内插将一个序列转换到一个较高的等效采样频率的内插序列，进行D倍的补零内插首先要在原始序列x(n)相邻两采样点之间等间隔插入(D-1)个零值点，然后对补零后的序列x_p(n)进行低通滤波，得到内插序列x_D(n)：

$x_D\left(n\right)=x_p\left(n\right)*h\left(n\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(k\right)h(n-k)=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(\mathrm{rD}\right)h(n-\mathrm{rD})=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x\left(r\right)h(n-\mathrm{rD})$

对应于某一个内插点x_D(n)的插值系数只要选择计算该内插点时原始信号所对应的低通滤波系数h(n-rD)(-∞＜r＜+∞)，即为对应该延时的一个内插系数组，若设计该低通滤波系数的幅频特性和复包络信号匹配，则在内插延时的同时完成了与信号匹配的低通滤波。

另一种宽带数字波束形成方法包括如下步骤：

1)对N路接收阵元的带通信号x_i(t)＝I_i(t)cos(ω_ct)-Q_i(t)sin(ω_ct)进行前置放大和抗混叠滤波等信号调理，式中I_i(t)和Q_i(t)分别为带通信号x_i(t)的基带同相和正交信号；

2)用单个采样电路和ADC器件对经过调理后的N路信号进行时分复用中频正交采样、模/数转换，然后进行正交解调，合成一路数字信号，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列；

3)对步骤2)输出的序列进行周期性符号反转，使之补偿成为{I_i，Q_i，I_i，Q_i，I_i…}序列；

4)把从步骤3)输出的已经合成为一路数据流的各路信号输入级联结构的多通道FIR滤波器I，进行同相分量的滤波，一次性完成与信号匹配的低通滤波、内插延时、相位旋转和带通调制，滤波输出的同时完成样本抽取，每路信号的延时不仅要补偿波束到达各个接收阵元产生的相对延时，还要补偿因对每个接收阵元在不同时刻采样所引入的额外相对延时，滤波器I的每个通道滤波系数由内插系数 $a_i^T=[a_{i1}{a}_{i2}\·\·\·a_{\mathrm{iL}}],$ $b_i^T=[b_{i1}{b}_{i2}\·\·\·b_{\mathrm{iL}}]$ 和相位旋转系数合成，滤波器I的系数v_i ^T以及滤波器I的输出I_Di(nT_O)为：

$v_i^T=[\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}\·\·\·\·\·\·\·\·\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

$I_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=v_i^T{x}_i$

上式中x_i是第i路信号序列，τ_i是该路信号的延时，T_O是通带信号的输出周期，I_Di(t)是延时至波前对齐的基带复包络信号的同相分量，a_i ^T和b_i ^T分别是同相分量和正交分量的延时内插系数组，该系数是补零内插方法的低通滤波系数中对应某一内插点的系数组；

5)对从步骤4)输出的经过延时补偿至波前对齐的N路带通信号进行波束求和，序列输出通带上波束形成的结果。

所述的时分复用中频正交采样：在符合带通信号采样准则的前提下设置采样频率为接收带通信号中心频率的4N/(4k+1)倍或者4N/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，等效为每路信号的采样频率为接收带通信号中心频率的4/(4k+1)倍或者4/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列。

所述的级联结构的多通道FIR滤波器I：由信号重组模块和若干个子滤波模块组成，每个子滤波模块阶数为4M，分别对每路信号完成4M阶的滤波计算，滤波器输出信号的采样频率等于原始信号采样频率的1/4M，按照原始信号的采样频率和降采样后所需的采样频率来确定子滤波器模块的阶数，子滤波模块个数由所需的滤波阶数和子滤波模块的阶数共同确定，滤波过程中采样信号从第一级子滤波模块依次流向最后一级子滤波模块，子滤波模块对每一个通道的滤波计算则从最后一级子滤波模块开始，并把每一个通道的滤波结果依次往前一级子滤波模块传递，在后一级子滤波模块输出某一通道信号的滤波结果到前一级子滤波模块之后，前一级子滤波模块开始该通道信号的滤波，最终在第一级子滤波模块处完成整个滤波计算，输出滤波结果。

所述的信号重组模块：把按采样所得的信号排列顺序转换成4M个同一通道的信号连续排列的顺序并依次输出，重组后的采样信号输入到第一级子滤波模块数据RAM的输入端。

所述的子滤波模块：包括一个存储采样信号的双端口数据RAM、存储系数的双端口系数RAM、乘法器、加法器以及二路选择器。乘法器的两个输入端连接数据RAM和系数RAM的输出端，完成采样信号和对应滤波系数的乘积，并把乘积结果输出至加法器，乘法器的输出端和二路选择器的输出端连接到加法器的两个输入端，加法器的输出端同时连接到本级与前一级二路选择器的输入端，本级二路选择器的两个输入端分别连接本级和后一级加法器的输出端，最后一级二路选择器的两个输入分别是本级加法器的输出和常数零，加法器和二路选择器协同工作，在每路通道信号滤波的第一个周期二路选择器选通后一级加法器的输出同本级乘法器的输出相加，如此完成最后一级子滤波模块至本级子滤波模块滤波结果的累加，在剩余周期内二路选择器全部选通本级加法器的输出同乘法器输出进行相加；

所述的数据RAM：被划分为N个连续的数据块，每个数据块连续存储2M个同一通道的采样信号，所有子滤波模块数据RAM的初始读取地址都为第1个数据块的起始处地址，初始写入地址都为第N个数据块的起始处地址，读取地址和写入地址在数据RAM空间内循环递增，本级数据RAM的输出端连接到本级乘法器的输入端和后一级数据RAM的输入端，第一级数据RAM的输入端连接信号重组模块的输出端。

所述的内插系数的求取方法：该系数是从补零内插方法的低通滤波系数中获取的。内插等价于对补零信号进行线性时不变滤波，通过内插将一个序列转换到一个较高的等效采样频率的内插序列，进行D倍的补零内插首先要在原始序列x(n)相邻两采样点之间等间隔插入(D-1)个零值点，然后对补零后的序列x_p(n)进行低通滤波，得到内插序列x_D(n)：

$x_D\left(n\right)=x_p\left(n\right)*h\left(n\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(k\right)h(n-k)=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(\mathrm{rD}\right)h(n-\mathrm{rD})=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x\left(r\right)h(n-\mathrm{rD})$

对应于某一个特定内插点x_D(n)的插值系数只要选择计算该内插点时原始信号所对应的低通滤波系数h(n-rD)(-∞＜r＜+∞)，即为对应该延时的一个内插系数组，若设计该低通滤波系数的幅频特性和复包络信号匹配，则在内插延时的同时完成了与信号匹配的低通滤波。

本发明的波束形成方法着重于用单个采样电路对多路带通信号进行时分复用中频正交采样，用FIR滤波器一次性完成与信号匹配的低通滤波、内插延时和相位旋转，实现真正的延时波束形成。在滤波的执行方式上，公开了一种级联结构的多通道滤波器，同一通道信号的滤波在不同的子滤波模块中级联完成，不同通道信号共享同一滤波模块，滤波输出的同时完成样本抽取，适合于在ASIC或FPGA中实现，较传统滤波器节省大量逻辑资源。

附图说明

图1是“延时求和”波束形成原理示意图；

图2是内插延时的波束形成器结构示意图；

图3(a)是补零内插方法中原始信号的频谱示意图；

图3(b)是补零内插方法中补零信号的频谱示意图；

图3(c)是补零内插方法中内插信号的频谱示意图；

图4是本发明的原理示意图：由信号调理、时分复用中频正交采样、低通滤波、内插延时与相位旋转以及波束求和等步骤组成；

图5是级联的多通道滤波器结构框图；

图6是信号重组前后的信号排列方式示意图；

图7是子滤波模块结构和数据流示意图；

图8(a)是本发明一个优选实施例的波束形成流程图；

图8(b)是本发明另一个优选实施例的波束形成流程图。

具体实施方式

本发明在前述正交采样波束形成的基础上，结合时分复用中频正交采样、复解调以及内插延时等方法对带通信号进行波束形成，提出了具有以下特点的波束形成方法：1、用单个采样电路对多路带通信号进行时分复用中频正交采样，设置合适的采样频率使得在采样后能方便地进行复解调。2、采用FIR滤波器一次性完成与信号匹配的低通滤波、内插延时和相位旋转，实现真正的延时波束形成。3、内插延时的内插系数从补零内插方法的低通滤波系数中获取。4、提出了一种级联结构的多通道滤波器，同一通道信号的滤波在不同的子滤波模块中级联完成，不同通道信号共享同一滤波模块，滤波输出的同时完成样本抽取。

图8(a)和图8(b)示出了本发明的两个声纳波束形成优选实施例，该例中具有50个接收阵元，接收的水声信号为150KHz-200KHz的带通信号(中心频率为175KHz，解调后基带带宽25KHz)，输出基带波束形成结果的宽带波束形成方法具体步骤如下所述：

一种宽带数字波束形成方法包括如下步骤：

1)对N路接收阵元的带通信号x_i(t)＝I_i(t)cos(ω_ct)-Q_i(t)sin(ω_ct)进行前置放大和抗混叠滤波等信号调理，式中I_i(t)和Q_i(t)分别为带通信号x_i(t)的基带同相和正交信号；本例中对50路接收阵元的带通信号进行信号调理；

2)用单个采样电路和ADC器件对经过调理后的N路信号进行时分复用中频正交采样、模/数转换，然后进行正交解调，合成一路数字信号，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列；本例中用一个高速ADC器件取代50个低速ADC器件，采样电路的通道轮换选通开关和后续的ADC器件由采样脉冲控制协同工作，按照采样脉冲的频率对50路阵元信号依次轮流选通并进行模/数转换，节省了模/数转换的成本。

3)对步骤2)输出的序列进行周期性符号反转，使之补偿成为{I_i，Q_i，I_i，Q_i，I_i…}序列；

4)把从步骤3)输出的已经合成为一路数据流的各路信号同时输入级联结构的多通道FIR滤波器I和滤波器Q，分别进行同相和正交分量的滤波，一次性完成与信号匹配的低通滤波、内插延时和相位旋转，滤波输出的同时完成样本抽取，每路信号的延时不仅要补偿波束到达各个接收阵元产生的相对延时，还要补偿因对每个接收阵元在不同时刻采样所引入的额外相对延时，滤波器I和滤波器Q的每个通道滤波系数由内插系数 $a_i^T=[a_{i1}{a}_{i2}\·\·\·a_{\mathrm{iL}}],$ $b_i^T=[b_{i1}{b}_{i2}\·\·\·b_{\mathrm{iL}}]$ 和相位旋转系数合成，滤波器I、Q的系数v_i ^T、w_i ^T以及滤波器I、Q的输出I_Di(nT_O)、Q_Di(nT_O)分别为：

$v_i^T=[\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}\·\·\·\·\·\·\·\·\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

$w_i^T=[-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}\·\·\·\·\·\·\·\·\·-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

$I_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=v_i^T{x}_i$

$Q_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=w_i^T{x}_i$

其中x_i是第i路信号序列，τ_i是该路信号的延时，T_O是复包络信号的输出周期，I_Di(t)和Q_Di(t)分别是延时至波前对齐的基带复包络信号的同相和正交分量，a_i ^T和b_i ^T分别是同相分量和正交分量的延时内插系数组，该系数是补零内插方法的低通滤波系数中对应某一内插点的系数组；

5)对从步骤4)输出的经过延时补偿至波前对齐的N路基带复包络信号进行波束求和，序列输出基带上波束形成的结果。

所述的时分复用中频正交采样：在符合带通信号采样准则的前提下设置采样频率为接收带通信号中心频率的4N/(4k+1)倍或者4N/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，等效为每路信号的采样频率为接收带通信号中心频率的4/(4k+1)倍或者4/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列。在现有的正交采样技术中，可以通过模拟方式或数字方式实现，考虑到模拟方式在两个正交通道之间的相位通常有2°～3°的偏差，影响解调质量，故采用数字解调方式。带通信号可以表示为x_i(t)＝I_i(t)cos(ω_ct)-Q_i(t)sin(ω_ct)，其中I_i(t)和Q_i(t)分别为带通信号x_i(t)的基带同相和正交分量，ω_c是信号的中心频率，x_i(t)的复包络可表示为

若控制采样频率f_s＝4f_c/(4k+3)，其中k＝0，1，2…，则采样序列为{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}；若控制采样频率f_s＝4f_c/(4k+1)，其中k＝0，1，2…，则采样序列为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}。在本例中控制采样频率f_s＝4N□f_c＝35MHz，则每路信号的等效采样频率是f_s＝4f_c＝700KHz，这样便可以进行时分复用中频正交采样，方便后续的正交解调，正交解调的精度与ADC器件的精度和采样脉冲时钟源精度成正比。

在步骤4)的滤波器I和滤波器Q系数的设计中，每路信号的延时不仅要补偿波束到达各个接收阵元产生的延时，还要补偿因对每个接收阵元在不同时刻采样所引入的额外的延时。如果把某路带通信号延时τ_i时间：

x_i(t-τ_i)＝I_i(t-τ_i)cos(ω_c(t-τ_i))-Q_i(t-τ_i)sin(ω_c(t-τ_i))＝I_Di(t)cos(ω_ct)-Q_Di(t)sin(ω_ct)

其中：

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{Di}}\left(t\right)\\ Q_{\mathrm{Di}}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)& \sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)\\ -\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)& \cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_i(t-{\mathrm{\τ}}_i)\\ Q_i(t-{\mathrm{\τ}}_i)\end{array}\right]$

延时至波前对齐的基带复包络信号记为

I_Di(t)和Q_Di(t)分别是延时至波前对齐的基带信号的同相和正交分量。每一个具体的延时τ_i都分为整数周期延时和分数周期延时，整数周期延时可以由序列的简单移位来得到，分数周期延时则由内插得到：

$I_i(n{T}_0-{\mathrm{\τ}}_i)=a_i^T{I}_i$

$Q_i(n{T}_0-{\mathrm{\τ}}_i)=b_i^T{Q}_i$

其中I_i和Q_i分别代表由一定数量的I_i(t)和Q_i(t)样本点组成的序列，a_i ^T和b_i ^T为内插系数组，从补零内插方法的低通滤波系数中获取。

所述的内插系数的求取方法：内插等价于对补零信号进行线性时不变滤波，内插的实质可以看作脉冲串采样的恢复系统，通过内插将一个序列转换到一个较高的等效采样频率的内插序列。进行D倍的补零内插首先要在原始序列x(n)相邻两采样点之间等间隔插入(D-1)个零值点，然后对补零后的序列x_p(n)进行低通滤波，得到内插序列x_D(n)：

$x_D\left(n\right)=x_p\left(n\right)*h\left(n\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(k\right)h(n-k)=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(\mathrm{rD}\right)h(n-\mathrm{rD})=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x\left(r\right)h(n-\mathrm{rD})$

对应于某一个内插点x_D(n)的插值系数只要选择计算该内插点时原始信号所对应的低通滤波系数h(n-rD)(-∞＜r＜+∞)，即为对应该延时的一个内插系数组，如a_i ^T和b_i ^T即为两组内插系数组。若设计该低通滤波系数的截止频率和带外衰减等幅频特性和复包络信号匹配，则在内插延时的同时完成了与信号匹配的低通滤波。

进行宽带波束形成不仅其复包络需加以适当延时，还必须对其相位进行旋转，即I_i和Q_i分别与cos(ω_cτ_i)和sin(ω_cτ_i)交叉相乘。经过延时至波前对齐的基带信号的同相和正交分量表示为：

$I_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_i^T{I}_i+\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_i^T{Q}_i$

$Q_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_i^T{I}_i+\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_i^T{Q}_i$

内插延时和相位旋转这两步可以合起来简单地通过一个FIR滤波器来实现，避免了把带通信号分解为同相和正交分量，然后又要对经过延时的同相和正交分量交叉相乘。因为每路信号的数据是由I_i和Q_i相间构成的，所以不需要把通道数据额外地分成I_i和Q_i，直接让通道数据通过滤波器I和滤波器Q即可，每路信号需要FIR滤波器I和FIR滤波器Q这两个滤波器来分别处理同相和正交分量。滤波器I和滤波器Q的系数v_i ^T和w_i ^T由a_i ^T和b_i ^T和相位旋转系数合并而成：

$v_i^T=[\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}\·\·\·\·\·\·\·\·\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

$w_i^T=[-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}\·\·\·\·\·\·\·\·\·-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

滤波器I和滤波器Q的输出I_Di(nT_O)和Q_Di(nT_O)如下：

$I_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=v_i^T{x}_i$

$Q_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=w_i^T{x}_i$

步骤5)对从步骤4)输出的经过延时补偿至波前对齐的N路基带复包络信号进行波束求和，序列输出基带上波束形成的结果。

本例中根据接收信号的通带截止频率、过渡带宽及带外衰减等指标要求对每路信号的同相和正交分量分别进行60阶的低通滤波，同时根据波束形成的性能要求需要对采样信号进行10倍的补零内插。在补零内插方法中，进行10倍的补零内插在频谱上相当于对原始信号的频率进行了10倍压缩，如图3所示，因此需要设计600阶的低通滤波系数以供内插系数选取之用。由于本发明中采样后信号的同相和正交分量是合在一路数据流中的，因此相当于对一路信号进行120阶的滤波。考虑选用12个10阶子滤波模块进行120阶的滤波，滤波后每路信号的采样率为60KHz，符合基带信号的采样定理。显然，该滤波器输出也是各路信号交织在一起的一路数据流。

所述的级联结构的多通道FIR滤波器I和滤波器Q如图5所示：由信号重组模块和若干个子滤波模块组成，每个子滤波模块阶数为2M，分别对每路信号完成2M阶的滤波计算，由于中频正交采样后同相和正交分量相间排列，每个子滤波模块等效于对同相和正交分量分别进行M阶的滤波计算。该滤波器每隔2M个信号样本进行一次滤波计算，滤波器输出信号的采样频率等于原始信号采样频率的1/2M，由此可以按照原始信号的采样频率和降采样后所需的采样频率来确定子滤波器模块的阶数，子滤波模块个数由所需的滤波阶数和子滤波模块的阶数共同确定。本例中每个子滤波模块阶数2M等于10，即分别对每路信号完成10阶的滤波计算。

所述的信号重组模块：把按采样所得的信号排列顺序转换成2M个同一通道的信号连续排列的顺序并依次输出，参见图6，重组后的采样信号输入到第一级子滤波模块数据RAM的输入端；

所述的子滤波模块：如图7所示，包括一个存储采样信号的双端口数据RAM、存储系数的双端口系数RAM、乘法器、加法器以及二路选择器。

所述的数据RAM：如图7所示，被划分为N个连续的数据块，每个数据块连续存储2M个同一通道的采样信号，参见图6。所有子滤波模块数据RAM的读/写地址都是相同的，初始读取地址都为第1个数据块的起始处地址，初始写入地址都为第N个数据块的起始处地址，读取地址和写入地址在数据RAM空间内循环递增，本级数据RAM的输出端连接到本级乘法器的输入端和后一级数据RAM的输入端，第一级数据RAM的输入端连接信号重组模块的输出端。

根据数据RAM读/写地址的设置，每级数据RAM的读取地址比写入地址提前2M个地址，即一个连续的数据块。在读取本级数据RAM中的某个数据做乘法运算的同时把该数据按照写入地址写入下一级数据RAM，因此每个通道数据在数据RAM中的存储是每往后一级，要落后2M个地址。例如在第一级数据RAM中1通道的2M个数据存储在第N个数据块，2通道的2M个数据存储在第1个数据块，那么第二级数据RAM中1通道的2M个数据存储在第N-1个数据块，2通道的2M个数据存储在第N个数据块，依次类推。各级数据RAM同一通道信号为不同时刻的采样信号，第一级数据RAM为最近的采样信号，最后一级数据RAM则为最早的采样信号。按照数据RAM的存储特性，各级系数RAM的各通道系数亦要做对应配置，使得每个采样信号都能和正确对应的滤波系数相乘，从最后一级系数RAM到第一级系数RAM的同一通道的所有系数组成该通道的滤波系数。

乘法器的两个输入端连接数据RAM和系数RAM的输出端，完成采样信号和对应滤波系数的乘积，并把乘积结果输出至加法器，乘法器的输出端和二路选择器的输出端连接到加法器的两个输入端，加法器的输出端同时连接到本级与前一级二路选择器的输入端，本级二路选择器的两个输入端分别连接本级和后一级加法器的输出端，最后一级二路选择器的两个输入分别是本级加法器的输出和常数零，加法器和二路选择器协同工作，在每路通道信号滤波的第一个周期，上一级子滤波模块刚好完成该路信号的滤波运算并将结果输出至本级二路选择器，本级二路选择器此时选通后一级加法器的输出同本级乘法器的输出相加，如此完成最后一级子滤波模块至本级子滤波模块滤波结果的累加。在剩余周期内二路选择器全部选通本级加法器的输出同本级乘法器输出进行相加。

滤波过程中采样信号从第一级子滤波模块依次流向最后一级子滤波模块，子滤波模块对每一个通道的滤波计算则从最后一级子滤波模块开始，并把每一个通道的滤波结果依次往前一级子滤波模块传递，在后一级子滤波模块输出某一通道信号的滤波结果到前一级子滤波模块之后，前一级子滤波模块开始该通道信号的滤波，最终在第一级子滤波模块处完成整个滤波计算，输出滤波结果。

如前例中所述的一种宽带数字波束形成方法，如果其中FIR滤波器的子滤波模块阶数为4M，则滤波输出完成了4M倍的降采样，因此每路信号输出的时间间隔是采样信号时间间隔的4M倍，即T_O＝4MT_s＝4M/f_s。对于f_s＝4f_c/(2k+1)，T_O＝(2k+1)M/f_c，cos(ω_cnT_O)＝1，sin(ω_cnT_O)＝0，则在通带上的波束形成输出为：

$\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n{T}_O-{\mathrm{\τ}}_i)=\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}n{T}_O\right)\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)-\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}n{T}_O\right)\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)$

$=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)$

容易看出最后通带上的波束形成输出是

而不需要任何对Q_Di(nT_O)的计算。因此另一种宽带数字波束形成方法包括如下步骤：

1)对N路接收阵元的带通信号x_i(t)＝I_i(t)cos(ω_ct)-Q_i(t)sin(ω_ct)进行前置放大和抗混叠滤波等信号调理，式中I_i(t)和Q_i(t)分别为带通信号x_i(t)的基带同相和正交信号；本例中对50路接收阵元的带通信号进行信号调理；

2)用单个采样电路和ADC器件对经过调理后的N路信号进行时分复用中频正交采样、模/数转换，然后进行正交解调，合成一路数字信号，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列；本例中用一个高速ADC器件取代50个低速ADC器件，采样电路的通道轮换选通开关和后续的ADC器件由采样脉冲控制协同工作，按照采样脉冲的频率对50路阵元信号依次轮流选通并进行模/数转换，节省了模/数转换的成本。

3)对步骤2)输出的序列进行周期性符号反转，使之补偿成为{I_i，Q_i，I_i，Q_i，I_i…}序列；

4)把从步骤3)输出的已经合成为一路数据流的各路信号输入级联结构的多通道FIR滤波器I，进行同相分量的滤波，一次性完成与信号匹配的低通滤波、内插延时、相位旋转和带通调制，滤波输出的同时完成样本抽取，每路信号的延时不仅要补偿波束到达各个接收阵元产生的相对延时，还要补偿因对每个接收阵元在不同时刻采样所引入的额外相对延时，滤波器I的每个通道滤波系数由内插系数 $a_i^T=[a_{i1}{a}_{i2}\·\·\·a_{\mathrm{iL}}],$ $b_i^T=[b_{i1}{b}_{i2}\·\·\·b_{\mathrm{iL}}]$ 和相位旋转系数合成，滤波器I的系数v_i ^T以及滤波器I的输出I_Di(nT_O)为：

$v_i^T=[\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}\·\·\·\·\·\·\·\·\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

$I_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=v_i^T{x}_i$

上式中x_i是第i路信号序列，τ_i是该路信号的延时，T_O是通带信号的输出周期，I_Di(t)是延时至波前对齐的基带复包络信号的同相分量，a_i ^T和b_i ^T分别是同相分量和正交分量的延时内插系数组，该系数是补零内插方法的低通滤波系数中对应某一内插点的系数组；

5)对从步骤4)输出的经过延时补偿至波前对齐的N路带通信号进行波束求和，序列输出通带上波束形成的结果。

所述的时分复用中频正交采样：在符合带通信号采样准则的前提下设置采样频率为接收带通信号中心频率的4N/(4k+1)倍或者4N/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，等效为每路信号的采样频率为接收带通信号中心频率的4/(4k+1)倍或者4/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列。在本例中控制采样频率f_s＝4N□f_c＝35MHz，则每路信号的等效采样频率是f_s＝4f_c＝700KHz，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}序列。

本例中根据接收信号的通带截止频率、过渡带宽及带外衰减等指标要求对每路信号的同相和正交分量分别进行60阶的低通滤波，同时根据波束形成的性能要求需要对采样信号进行10倍的补零内插。在补零内插方法中，进行10倍的补零内插在频谱上相当于对原始信号的频率进行了10倍压缩，如图3所示，因此需要设计600阶的低通滤波系数以供内插系数选取之用。由于本发明中采样后信号的同相和正交分量是合在一路数据流中的，因此相当于对一路信号进行120阶的滤波。考虑选用15个8阶子滤波模块进行120阶的滤波，滤波后每路信号的采样率为87.5KHz，符合带通信号的采样定理。显然，该滤波器输出也是各路信号交织在一起的一路数据流。

所述的级联结构的多通道FIR滤波器I：由信号重组模块和若干个子滤波模块组成，每个子滤波模块阶数为4M，分别对每路信号完成4M阶的滤波计算，其余结构同前例中所述的FIR滤波器I结构相同。本例中每个子滤波模块阶数4M等于8，即分别对每路信号完成8阶的滤波计算。

前文为了说明本发明对上述优选实施例进行披露。对于本领域中的技术人员来说变化和修改是显而易见的，例如采用若干个ADC器件对多路信号进行模/数转换等，所有这些变化和修改均意欲为后续的权利要求书所包含。

Claims (10)

1.一种宽带数字波束形成方法，其特征在于包括如下步骤：

1)对N路接收阵元的带通信号x_i(t)＝I_i(t)cos(ω_ct)-Q_i(t)sin(ω_ct)进行前置放大和抗混叠滤波等信号调理，式中I_i(t)和Q_i(t)分别为带通信号x_i(t)的基带同相和正交信号；

2)用单个采样电路和ADC器件对经过调理后的N路信号进行时分复用中频正交采样、模/数转换，然后进行正交解调，合成一路数字信号，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列；

3)对步骤2)输出的序列进行周期性符号反转，使之补偿成为{I_i，Q_i，I_i，Q_i，I_i…}序列；

4)把从步骤3)输出的已经合成为一路数据流的各路信号同时输入级联结构的多通道FIR滤波器I和滤波器Q，分别进行同相和正交分量的滤波，一次性完成与信号匹配的低通滤波、内插延时和相位旋转，滤波输出的同时完成样本抽取，每路信号的延时不仅要补偿波束到达各个接收阵元产生的相对延时，还要补偿因对每个接收阵元在不同时刻采样所引入的额外相对延时，滤波器I和滤波器Q的每个通道滤波系数由内插系数 $a_i^T=\left[\begin{array}{cccc}{a}_{i1}& a_{i2}& \·\·\·& a_{\mathrm{iL}}\end{array}\right],$ $b_i^T=\left[\begin{array}{cccc}{b}_{i1}& b_{i2}& \·\·\·& b_{\mathrm{iL}}\end{array}\right]$ 和相位旋转系数合成，滤波器I、Q的系数v_i ^T、w_i ^T以及滤波器I、Q的输出I_Di(nT_O)、Q_Di(nT_O)分别为：

$v_i^T=[\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}.........\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

$w_i^T=[-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}.........-\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

$I_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=V_i^T{x}_i$

$Q_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=w_i^T{x}_i$

其中x_i是第i路信号序列，τ_i是该路信号的延时，T_O是复包络信号的输出周期，I_Di(t)和Q_Di(t)分别是延时至波前对齐的基带复包络信号的同相和正交分量，a_i ^T和b_i ^T分别是同相分量和正交分量的延时内插系数组，该系数是补零内插方法的低通滤波系数中对应某一内插点的系数组；

5)对从步骤4)输出的经过延时补偿至波前对齐的N路基带复包络信号进行波束求和，序列输出基带上波束形成的结果。

2.根据权利要求1所述的一种宽带数字波束形成方法，其特征在于所述的时分复用中频正交采样：在符合带通信号采样准则的前提下设置采样频率为接收带通信号中心频率的4N/(4k+1)倍或者4N/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，等效为每路信号的采样频率为接收带通信号中心频率的4/(4k+1)倍或者4/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列。

3.根据权利要求1所述的一种宽带数字波束形成方法，其特征在于所述的级联结构的多通道FIR滤波器I和滤波器Q：由信号重组模块和若干个子滤波模块组成，每个子滤波模块阶数为2M，分别对每路信号完成2M阶的滤波计算，滤波器输出信号的采样频率等于原始信号采样频率的1/2M，按照原始信号的采样频率和降采样后所需的采样频率来确定子滤波器模块的阶数，子滤波模块个数由所需的滤波阶数和子滤波模块的阶数共同确定，滤波过程中采样信号从第一级子滤波模块依次流向最后一级子滤波模块，子滤波模块对每一个通道的滤波计算则从最后一级子滤波模块开始，并把每一个通道的滤波结果依次往前一级子滤波模块传递，在后一级子滤波模块输出某一通道信号的滤波结果到前一级子滤波模块之后，前一级子滤波模块开始该通道信号的滤波，最终在第一级子滤波模块处完成整个滤波计算，输出滤波结果。

4.根据权利要求3所述的一种宽带数字波束形成方法，其特征在于所述的信号重组模块：把按采样所得的信号排列顺序转换成2M个同一通道的信号连续排列的顺序并依次输出，重组后的采样信号输入到第一级子滤波模块数据RAM的输入端；

所述的子滤波模块：包括一个存储采样信号的双端口数据RAM、存储系数的双端口系数RAM、乘法器、加法器以及二路选择器，乘法器的两个输入端连接数据RAM和系数RAM的输出端，完成采样信号和对应滤波系数的乘积，并把乘积结果输出至加法器，乘法器的输出端和二路选择器的输出端连接到加法器的两个输入端，加法器的输出端同时连接到本级与前一级二路选择器的输入端，本级二路选择器的两个输入端分别连接本级和后一级加法器的输出端，最后一级二路选择器的两个输入分别是本级加法器的输出和常数零，加法器和二路选择器协同工作，在每路通道信号滤波的第一个周期二路选择器选通后一级加法器的输出同本级乘法器的输出相加，如此完成最后一级子滤波模块至本级子滤波模块滤波结果的累加，在剩余周期内二路选择器全部选通本级加法器的输出同乘法器输出进行相加。

所述的数据RAM：被划分为N个连续的数据块，每个数据块连续存储2M个同一通道的采样信号，所有子滤波模块数据RAM的初始读取地址都为第1个数据块的起始处地址，初始写入地址都为第N个数据块的起始处地址，读取地址和写入地址在数据RAM空间内循环递增，本级数据RAM的输出端连接到本级乘法器的输入端和后一级数据RAM的输入端，第一级数据RAM的输入端连接信号重组模块的输出端。

5.根据权利要求1所述的一种宽带数字波束形成方法，其特征在于所述的内插系数的求取方法：该系数是从补零内插方法的低通滤波系数中获取的，内插等价于对补零信号进行线性时不变滤波，通过内插将一个序列转换到一个较高的等效采样频率的内插序列，进行D倍的补零内插首先要在原始序列x(n)相邻两采样点之间等间隔插入(D-1)个零值点，然后对补零后的序列x_p(n)进行低通滤波，得到内插序列x_D(n)：

$x_D\left(n\right)=x_p\left(n\right)*h\left(n\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(k\right)h(n-k)=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(\mathrm{rD}\right)h(n-\mathrm{rD})=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x\left(r\right)h(n-\mathrm{rD})$

对应于某一个内插点x_D(n)的插值系数只要选择计算该内插点时原始信号所对应的低通滤波系数h(n-rD)(-∞＜r＜+∞)，即为对应该延时的一个内插系数组，若设计该低通滤波系数的幅频特性和复包络信号匹配，则在内插延时的同时完成了与信号匹配的低通滤波。

6.一种宽带数字波束形成方法，其特征在于包括如下步骤：

1)对N路接收阵元的带通信号x_i(t)＝I_i(t)cos(ω_ct)-Q_i(t)sin(ω_ct)进行前置放大和抗混叠滤波等信号调理，式中I_i(t)和Q_i(t)分别为带通信号x_i(t)的基带同相和正交信号；

2)用单个采样电路和ADC器件对经过调理后的N路信号进行时分复用中频正交采样、模/数转换，然后进行正交解调，合成一路数字信号，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列；

3)对步骤2)输出的序列进行周期性符号反转，使之补偿成为{I_i，Q_i，I_i，Q_i，I_i…}序列；

4)把从步骤3)输出的已经合成为一路数据流的各路信号输入级联结构的多通道FIR滤波器I，进行同相分量的滤波，一次性完成与信号匹配的低通滤波、内插延时、相位旋转和带通调制，滤波输出的同时完成样本抽取，每路信号的延时不仅要补偿波束到达各个接收阵元产生的相对延时，还要补偿因对每个接收阵元在不同时刻采样所引入的额外相对延时，滤波器I的每个通道滤波系数由内插系数 $a_i^T=\left[\begin{array}{cccc}{a}_{i1}& a_{i2}& \·\·\·& a_{\mathrm{iL}}\end{array}\right],$ $b_i^T=\left[\begin{array}{cccc}{b}_{i1}& b_{i2}& \·\·\·& b_{\mathrm{iL}}\end{array}\right]$ 和相位旋转系数合成，滤波器I的系数v_i ^T以及滤波器I的输出I_Di(nT_O)为：

$v_i^T=[\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i1},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{i1},\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{i2}.........\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)a_{\mathrm{iL}},\sin \left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_i\right)b_{\mathrm{iL}}]$

$I_{\mathrm{Di}}\left(n{T}_O\right)=v_i^T{x}_i$

上式中x_i是第i路信号序列，τ_i是该路信号的延时，T_O是通带信号的输出周期，I_Di(t)是延时至波前对齐的基带复包络信号的同相分量，a_i ^T和b_i ^T分别是同相分量和正交分量的延时内插系数组，该系数是补零内插方法的低通滤波系数中对应某一内插点的系数组；

5)对从步骤4)输出的经过延时补偿至波前对齐的N路带通信号进行波束求和，序列输出通带上波束形成的结果。

7.根据权利要求6所述的一种宽带数字波束形成方法，其特征在于所述的时分复用中频正交采样：在符合带通信号采样准则的前提下设置采样频率为接收带通信号中心频率的4N/(4k+1)倍或者4N/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，等效为每路信号的采样频率为接收带通信号中心频率的4/(4k+1)倍或者4/(4k+3)倍，其中k＝0，1，2…，每路信号的采样输出为{I_i，-Q_i，-I_i，Q_i，I_i…}或{I_i，Q_i，-I_i，-Q_i，I_i…}序列。

8.根据权利要求6所述的一种宽带数字波束形成方法，其特征在于所述的级联结构的多通道FIR滤波器I：由信号重组模块和若干个子滤波模块组成，每个子滤波模块阶数为4M，分别对每路信号完成4M阶的滤波计算，滤波器输出信号的采样频率等于原始信号采样频率的1/4M，按照原始信号的采样频率和降采样后所需的采样频率来确定子滤波器模块的阶数，子滤波模块个数由所需的滤波阶数和子滤波模块的阶数共同确定，滤波过程中采样信号从第一级子滤波模块依次流向最后一级子滤波模块，子滤波模块对每一个通道的滤波计算则从最后一级子滤波模块开始，并把每一个通道的滤波结果依次往前一级子滤波模块传递，在后一级子滤波模块输出某一通道信号的滤波结果到前一级子滤波模块之后，前一级子滤波模块开始该通道信号的滤波，最终在第一级子滤波模块处完成整个滤波计算，输出滤波结果。

9.根据权利要求8所述的一种宽带数字波束形成方法，其特征在于所述的信号重组模块：把按采样所得的信号排列顺序转换成4M个同一通道的信号连续排列的顺序并依次输出，重组后的采样信号输入到第一级子滤波模块数据RAM的输入端。

所述的子滤波模块：包括一个存储采样信号的双端口数据RAM、存储系数的双端口系数RAM、乘法器、加法器以及二路选择器。乘法器的两个输入端连接数据RAM和系数RAM的输出端，完成采样信号和对应滤波系数的乘积，并把乘积结果输出至加法器，乘法器的输出端和二路选择器的输出端连接到加法器的两个输入端，加法器的输出端同时连接到本级与前一级二路选择器的输入端，本级二路选择器的两个输入端分别连接本级和后一级加法器的输出端，最后一级二路选择器的两个输入分别是本级加法器的输出和常数零，加法器和二路选择器协同工作，在每路通道信号滤波的第一个周期二路选择器选通后一级加法器的输出同本级乘法器的输出相加，如此完成最后一级子滤波模块至本级子滤波模块滤波结果的累加，在剩余周期内二路选择器全部选通本级加法器的输出同乘法器输出进行相加；

所述的数据RAM：被划分为N个连续的数据块，每个数据块连续存储2M个同一通道的采样信号，所有子滤波模块数据RAM的初始读取地址都为第1个数据块的起始处地址，初始写入地址都为第N个数据块的起始处地址，读取地址和写入地址在数据RAM空间内循环递增，本级数据RAM的输出端连接到本级乘法器的输入端和后一级数据RAM的输入端，第一级数据RAM的输入端连接信号重组模块的输出端。

10.根据权利要求6所述的一种宽带数字波束形成方法，其特征在于所述的内插系数的求取方法：该系数是从补零内插方法的低通滤波系数中获取的。内插等价于对补零信号进行线性时不变滤波，通过内插将一个序列转换到一个较高的等效采样频率的内插序列，进行D倍的补零内插首先要在原始序列x(n)相邻两采样点之间等间隔插入(D-1)个零值点，然后对补零后的序列x_p(n)进行低通滤波，得到内插序列x_D(n)：

$x_D\left(n\right)=x_p\left(n\right)*h\left(n\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(k\right)h(n-k)=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(\mathrm{rD}\right)h(n-\mathrm{rD})=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x\left(r\right)h(n-\mathrm{rD})$

对应于某一个特定内插点x_D(n)的插值系数只要选择计算该内插点时原始信号所对应的低通滤波系数h(n-rD)(-∞＜r＜+∞)，即为对应该延时的一个内插系数组，若设计该低通滤波系数的幅频特性和复包络信号匹配，则在内插延时的同时完成了与信号匹配的低通滤波。

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